CN108463979A

CN108463979A - 基于离散余弦变换的无线数据通信

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Publication number: CN108463979A
Application number: CN201780005796.1A
Authority: CN
Inventors: 曹爱军; 阿德南·扎法尔; 何玚; 萧培; 穆罕默德·伊姆兰; 高永红; 扬·约翰松
Original assignee: Zhongxing Communications (texas) Co; ZTE WEICHUANG COMMUNICATION Inc
Current assignee: Zhongxing Communications (texas) Co; ZTE WEICHUANG COMMUNICATION Inc; ZTE Wistron Telecom AB; ZTE TX Inc
Priority date: 2016-01-05
Filing date: 2017-01-05
Publication date: 2018-08-28
Also published as: US20190028314A1; EP3384650A1; WO2017123455A1; EP3384650A4; JP2019501594A

Abstract

一种执行快速正交频分复用(FOFDM)的方法包括：接收在多载波通信系统中传输的符号，其中该符号表示传输信号的至少一部分，其中该符号基于离散余弦变换(DCT)技术被调制；以及通过使用宽线性(WL)估计技术来估计符号，以最小化接收的符号和估计的符号之间的差异。

Description

基于离散余弦变换的无线数据通信

发明领域

本发明大体上涉及用于在各种类型的无线通信系统中进行数据传输的方法，且尤其涉及用于经由基于离散余弦变换(DCT)的信号传输/接收数据的系统和方法。

发明背景

经过几十年的演进，例如，从2G、3G和4G，以及现在接近5G，移动网络能够经由几乎无处不在的无线电接入向数十亿的移动用户提供数据传输服务。对于经由无线电传输的数据调制方案，通常存在两种类型：SCM(单载波调制)和MCM(多载波调制)。与SCM相比，MCM将宽的频带分成多个并行副载波，且每个副载波处理信号的窄带传输和接收。因此，MCM提供了极好的优点，以实现良好的频谱效率而同时具有相对低的实现复杂度。例如，OFDM(正交频分复用)作为一种特殊的多载波调制方案被广泛用于许多现代通信标准中，例如，WLAN(无线局域网)、LTE(长期演进)以及甚至光传输系统。

快速OFDM(FOFDM)是一种很有前途的多载波技术，与传统的OFDM技术相比，它可以提供两倍的数据速率。在各种实施例中，FOFDM系统利用一维符号(实值符号)以进行传输。这将所需的副载波间隔减小至传统OFDM系统的一半，这又产生具有高数据速率能力的有前途的多载波系统。与采用离散傅里叶变换(DFT)的OFDM系统不同，FOFDM系统采用离散余弦变换(DCT)函数来复用副载波上的符号。这也降低了FOFDM系统的复杂度，因为DCT仅使用实值算术运算，而不是像OFDM系统所使用的那样在DFT中执行复值算术运算的要求。因此，FOFDM系统的发射机的复杂度和功耗可以大大降低。另外，基于DCT的多载波系统(例如，FOFDM系统)中的载波间干扰(ICI)系数比在基于DFT的多载波系统中的载波间干扰(ICI)系数更集中在主系数周围，导致对频率偏移的更好的改善鲁棒性。由于许多FOFDM系统仅使用一维调制，因此也简化了在FOFDM系统的接收机端处的相干检测中的相位估计。例如，大约14.348Gbit/s的数据速率可以在光学FOFDM系统中是可实现的。

然而，FOFDM系统的一个挑战是在频率选择性信道下由于DCT变换中缺乏循环卷积特性而引起的均衡问题。因此，在FOFDM系统中，除非信道脉冲响应(CIR)是对称的，否则信道不能容易地通过单抽头均衡来补偿。已经在文献中提出了两种方法，其使得FOFDM能够在接收机处支持单抽头均衡。第一种方法涉及零填充而不是循环前缀，但反过来可能导致载波间干扰。第二种方法涉及在发射机处将前缀和后缀插入到每个数据符号块中，同时在接收机前端处施加预滤波器以实现对称的信道脉冲响应(CIR)。然而，该第二种方法可能需要在发射机和/或接收机中包括更高复杂度或额外的电路元件。因此，传统的FOFDM系统并不完全令人满意。

发明概述

基于DCT的多载波系统(也称为快速正交频分复用(FOFDM))是一种很有前途的多载波传输技术，与传统的OFDM技术相比，它需要一半的副载波间隔。与需要复数算术运算的基于DFT的系统(OFDM)相比，这种系统的信号处理复杂度和功耗也由于系统的实数算术运算而被降低了。然而，与OFDM不同，FOFDM在接收机处使用有限脉冲响应(FIR)前端预滤波器来实现单抽头均衡，以简化接收机设计。与传统OFDM系统所传输的复值符号相比，使用FOFDM系统传输实值符号的事实可以进一步改进接收机设计。这一事实通过使用宽线性处理(WLP)利用这种基于DCT的多载波信号的非正规性使得能够提高系统性能。

在所公开的本发明的各种实施例中，提供了一种用于DCT多载波调制的使用WLP的新颖均衡技术。该技术有效地提高了系统性能，并且表明所公开的FOFDM接收机能够提供更好的传输符号估计，并且优于其OFDM对应者。

附图简述

参照以下附图根据一个或更多个各种实施例详细地描述了本发明。提供这些图仅用于说明的目的并且仅描绘本发明的示例性实施例。提供这些图是为了便于读者理解本发明，而不应被认为是对本发明的广度、范围或适用性的限制。应当注意，为了说明的简单和清楚，这些图不一定按比例绘制。

图1示出了根据本公开的各种实施例的宽线性估计器的示意图。

图2示出了根据本公开的各种实施例的快速正交频分复用(FOFDM)系统的框图。

图3示出了根据本公开的各种实施例的图2的FOFDM系统的示例性误码率(BER)性能。

图4示出了根据本公开的各种实施例的图2的FOFDM系统的示例性均方误差(MSE)估计。

示例性实施例的详细描述

本方法在附图的各图中通过示例的方式而非通过限制的方式被说明，在附图中相同的参考标记指示相似的元件。应当注意，本公开中对“一个(an)”或“一个(one)”或“一些”实施例的引用不一定是指相同实施例，并且这样的引用意味着至少一个。

在示例性实施例的以下描述中，参考随附附图，其组成以下描述的一部分并且其中通过其中可实践本发明的具体实施例的说明方式示出。将理解，其他实施例可以被利用，并且结构改变可以被作出而不偏离本发明的优选实施例的范围。

本公开的实施例旨在使用宽线性滤波来利用FOFDM信号的非正规性，并且在各种实施例中，这方面的一个贡献涉及确定和研究宽线性接收机如何影响FOFDM系统性能。在各种实施例中，通过测量在频率选择性信道条件下的FOFDM系统的均方误差(MSE)和误码率(BER)来评估性能，并将结果与传统线性处理进行比较。

经典的线性信号处理技术广泛应用于采用圆(或正规(proper))信号(例如，M进制相移键控(MPSK)、M进制正交幅度调制(MQAM)等)的无线通信系统。然而，在各种情况下，传输的信号是非圆的(或非正规的(improper))，例如幅移键控(ASK)、偏移正交幅度(OQAM)等。在这种情况下，线性处理技术不考虑接收信号的所有二阶统计量，因此接收机处的估计是次优的。宽线性处理(WLP)利用这些信号的非正规性，通过处理信号及其共轭形式来在接收机处获得更精确的估计。

为了理解上面提到的“非正规性”，我们将复值随机向量s定义为其中s_I、s_Q是实值随机向量，即具有零均值。在各种实施例中，通过使用自相关矩阵(R_SS)和伪自相关矩阵(R_SS*)来定义“s”的二阶统计量，其中分别为R_SS＝E{ss^H}和R_SS*＝E{ss^T}。E(.)是一个期望算子。为了使s正规或为圆，s的完整二阶统计量应该仅由R_SS完全定义。但如果二阶统计量同时由R_SS和R_SS*描述，那么复随机向量s将是非正规的/非圆的。根据各种实施例，可以使用接收机处的宽线性处理(WLP)来利用这种随机向量的非正规性。

在各种实施例中，具有WLP的接收机包括宽线性最小均方误差(WL-MMSE)估计器。在各种实施例中，估计器利用接收到的数据r＝Hs+n及其共轭形式r^*来估计传输的符号s,其中H是信道矩阵以及n是高斯噪声。在图1中示出了根据一个实施例的WL-MMSE估计器的示例性框图。

图1示出了根据本公开的各种实施例的宽线性(WL)估计器100的示意图。如图1所示，估计器100包括第一滤波器102(以下称为滤波器“f₁”)、第二滤波器104(以下称为滤波器“f₂”)、共轭算子104和加法器108。在一些实施例中，第一滤波器f₁被配置为接收所接收到的数据r，并对接收到的数据r执行滤波功能；共轭算子104被配置为共轭接收到的数据r；第二滤波器f₂被配置为对共轭数据执行另一滤波功能；以及多路复用器108被配置成对分别由第一滤波器f₁和第二滤波器f₂提供的滤波信号进行卷积，以便提供估计的符号向量这将在下面进一步详细讨论。

在一些实施例中，WL估计器的表达式可以写成(1)

其中f₁和f₂是两个接收滤波器并且被设计成最小化传输符号向量s和估计的符号向量之间的均方误差。在各种实施例中，滤波器f₁和f₂是向量，并且可以使用(2)获得

其中R_rr＝E[rr^H]＝HR_ssH^H+N_oI是自相关矩阵，是伪相关矩阵，且最后是和r_v＝E[sr]＝HR_ss。(2)的解可以给出为(3)和(4)

与线性处理技术相比，宽线性滤波器f₁和f₂与接收向量r及其共轭形式r*一起有利地提供对传输信号s的更精确的估计，因为线性估计器和宽线性估计器的均方误差之间的差总是非负的，该差给出为(5)。

这至少部分是因为矩阵是正定的，且只有当矩阵时，因此，并且与线性估计器相比，WL估计器有利地提供对传输信号s的更精确的估计。

本公开的实施例通过在接收机处使用前端滤波器来提供基于DCT的FOFDM，以保持无ICI和符号间干扰(ISI)传输，同时实现更简单的均衡。

图2提供了根据本公开的各种实施例的这样的FOFDM系统200的示例性框图。FOFDM系统200包括发射机201和接收机215。发射机201被配置成接收“输入数据比特”，并通过各种调制技术中的任何一种来调制输入数据比特以提供调制信号，以供信道212传输。当调制信号通过信道212传输时，可能会引起“噪声”。这种噪声通过加法器214被添加到传输信号。由接收机215接收以用于解调。在接收机215完成解调之后，接收机215被配置为提供“输出数据比特”。

仍然参考图2，在一些实施例中，发射机201包括：调制器202，其被配置为使用各种调制技术(例如，幅移键控(ASK)技术、偏移正交幅度(OQAM)技术等)将输入数据比特映射到一个或更多个符号；串并转换器204，其被配置为将串行输入信号转换成多个并行输出信号；逆DCT转换器206，其被配置为对每个并行信号执行逆DCT；符号修改器208，其被配置为将前缀和/或后缀添加到接收的符号；以及并串转换器210，其被配置为将多个并行输入信号转换成串行输出信号。

在接收端，接收机215包括：预滤波器216，其被配置为对接收信号(例如，具有噪声的传输信号)执行预滤波功能；串并转换器218，其被配置为将串行输入信号转换为多个并行输出信号；符号修改器220，其被配置为从接收符号中移除前缀和/或后缀；DCT转换器222，其被配置为对每个并行信号执行DCT；均衡器224，其被配置为执行参考图1描述的WL估计；并串转换器226，其被配置为将多个并行输入信号转换成串行输出信号；以及解调器228，其被配置为解调符号并将符号解映射到输出数据比特。

通过示例的方式提供了由图2的系统执行的以下公开的方法，并且在其他实施例中使用图2的方法的各种变型。根据各种实施例，图2中所示的完整的基于DCT的多载波系统可以建模为(6)

其中y是在均衡器(即，图2中的单抽头均衡块)的输入端处接收的信号，是具有归一化功率的传输实数符号向量。是功率归一化的DCT矩阵。是添加前缀(L_p)和后缀(L_s)的矩阵实现，且被如下表示：

其中是单位矩阵，且是每个维度L_P的逆矩阵，是大小为L_P×(N-L_P)的零矩阵，以及L₁＝N+L_P+L_s。是信道卷积矩阵，这是第一行和第一列分别定义为和的Toeplitz矩阵，并且其中h＝[h₁,h₂,...,h_L]是信道脉冲响应，以及g＝[g₁,g₂,...,g_L]＝[h_L,h_L-1,...,h₁]。是第一行和第一列分别被定义为和的Toeplitz矩阵是移除前缀和后缀的矩阵实现形式，并如下定义。

γ是功率归一化因子，其如下定义(假设s被归一化)。

根据(6)中定义的系统模型，有效信道矩阵可以如下编写。

H_eff＝DRPHCDH (7)

由于预滤波操作，系统的噪声方差也发生了变化。噪声的预滤波表示为(8)

v＝DR(P_rn_r+jP_in_i) (8)

其中P_r和P_i是预滤波矩阵P的实部和虚部，以及n_r和n_i是噪声向量n的实部和虚部。该n是具有方差σ² _n的实际加性白高斯噪声(AWGN)。该原始σ² _n取决于调制类型(m)、码率(R_c)、前缀长度(L_P)和后缀长度(L_s)，因为它们直接影响平均比特能量且因此影响系统的E_b/N₀。

原始σ² _n可使用(9)进行计算。

其中E_s是平均符号能量，这被假设为一，即R_ss＝E[|sk|²]＝1,α是SNR缩减因子及其值为有效噪声方差是E{vv^H}，以及在各种实施例中，预滤波器之后的有效噪声方差E{vv^H}可以如下表示：

E{vv^H}＝E{DR(P_rn_r+jP_in_i)(P_rn_r+jP_in_i)^HR^HD^H}＝E{DR(P_rn_r+jP_in_i)(n^H _rP^H _r-jn^H _iP^H _i)R^HD^H}＝E{DR(P_rn_rn^H _rP^H _r+P_in_in^H _iP^H _i)R^HD^H}

＝E{DR(P_rE{n_rn^H _r}P^H _r+P_iE{n_in^H _i}P^H _i)R^HD^H}

(10)

由于(10)可写成(11)：

由于当i≠j时P的元素由具有E{h_ih^H _i}＝0的信道脉冲响应h_i组成，因此可以定义E{PP^H}＝T＝diag(t)。向量的元素如下进行计算。

因此，(11)可以如下编写。

在N个不同的副载波处的有效噪声方差N_eff可以重新构造成下面的对角矩阵。

来自(7)的H_eff和来自(13)的N_eff根据方程(3)和(4)被用于宽线性接收滤波器f₁和f₂的设计。

根据一个实施例的模拟参数在表I中给出。

表I:模拟参数

结果表明，WL(宽线性)滤波由于其产生非正规信号的固有特性能够显著提高基于DCT的多载波系统的BER性能。示例性系统的误码率(BER)性能可以从图3中看出。

可以从图4观察到，在WL情况下，均方误差(MSE)性能，即WLMMSE(宽线性最小均方误差估计器)也比其线性对应者更好。这导致对传输符号的更精确的估计。OFDM和FOFDM之间的比较基于两个系统实现相同传输速率的假设。在图3和图4的每一个中，4ASK用于FOFDM实施例，以及16QAM用于OFDM实施例。

虽然上面已经描述了本发明的一个或更多个实施例，但是应当理解，它们仅作为示例而不是限制的方式来呈现。类似地，各个附图或图示可以描绘用于本公开的示例性架构或其他配置，其用于帮助理解可以包括在本公开中的特征和功能。本公开不限于所示的示例架构或配置，而是可以使用各种替代架构和配置来实现。

虽然本文所述的功能在开放系统互连(OSI)模型层的背景下进行描述，但本领域的普通技术人员将认识到，本文描述的功能可以由包含在UE、设备、TP中的或者在相应的基站功能的情况下包含在基站中的一个或更多个处理器来执行。因此，本文件中描述的功能中的一个或更多个可以由适当配置的处理器来执行。根据各种实施例，处理器可以实现为单个集成电路(IC)或多个通信耦合的IC和/或分立电路。理解的是，处理器可以根据各种已知技术来实现。在一个实施例中，处理器包括一个或更多个电路或单元，其可配置成通过执行例如存储在相关联的存储器中的指令来执行本文描述的一个或更多个功能或过程。在其他实施例中，处理器可以被实现为固件(例如，分立逻辑部件)，其被配置为执行本文描述的一个或更多个功能或过程。例如，根据各种实施例，处理器可以包括一个或更多个控制器、微处理器、微控制器、专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器、可编程逻辑器件、现场可编程门阵列、或这些器件或结构的任意组合、或其他已知的器件和结构，以执行本文描述的功能。

此外，本文件中描述的功能中的一个或更多个可以借助于存储在“计算机程序产品”、“计算机可读介质”等(其在本文中用于大体提及诸如存储器存储设备或存储单元的介质)中的计算机程序代码执行。计算机可读介质的这些和其它形式可涉及存储一个或更多个指令以用于由处理器使用来使处理器执行规定操作。通常被称为“计算机程序代码”的这样的指令(其可以以计算机程序的形式或其它分组的形式进行分组)在被执行时，使计算系统能够执行期望的操作。

将认识到，为了清楚的目的，上述描述参考不同的功能层或模块描述了本发明的实施例。然而，将明显的是，可使用在不同的功能单元、处理器或域之间的功能的任何适当的分布，而不偏离本发明。例如，示出由单独的单元、处理器或控制器执行的功能可以由同一单元、处理器或控制器执行。因此，对特定功能单元的参考，只被看作对用于提供所述功能的适当装置的参考，而不是指示严格的逻辑结构或逻辑组织或物理结构或物理组织。

另外，尽管上面根据各种示例性实施例和实现描述了本发明，但是应当理解，在一个或更多个单独实施例中描述的各种特征和功能在它们的适用性上不限于它们利用其来描述的特定实施例，而是可以单独地或以某种组合来应用于本发明的一个或更多个其他实施例，无论这些实施例是否被描述，以及这些特征是否被呈现为所描述的实施例的一部分。因此，本发明的广度和范围不应受上述示例性实施例中的任一个的限制，而应被提供与权利要求的清晰且普通含义相应的范围。

Claims

1.一种执行快速正交频分复用(FOFDM)的方法，包括：

接收在多载波通信系统中传输的符号，其中所述符号表示传输信号的至少一部分，其中所述符号基于离散余弦变换(DCT)技术被调制；以及

通过使用宽线性(WL)估计技术来估计所述符号，以最小化所接收的符号和所估计的符号之间的差。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，使用所述WL估计技术包括使用分别基于所述接收的符号的自相关矩阵和伪相关矩阵的第一滤波器向量和第二滤波器向量。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述自相关矩阵基于噪声矩阵和信道矩阵导出，所述接收的符号通过所述信道矩阵而被传输。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述伪相关矩阵基于所述信道矩阵的传输导出。

5.根据权利要求3所述的方法，其中，所述信道矩阵基于功率归一化DCT矩阵。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述噪声矩阵与基于所述功率归一化DCT矩阵的对角矩阵的噪声方差矩阵相关联。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述接收的符号包括非正规的信号星座。

8.一种快速正交频分复用(FOFDM)通信系统，包括：

发射机，所述发射机被配置为基于离散余弦变换(DCT)技术来将信号调制到多个载波信号上，并提供所述信号的至少一部分作为符号；

信道，所述信道被配置为传输所述符号；以及

接收机，所述接收机被配置为接收所述符号并通过使用宽线性(WL)估计技术来估计所述符号，以最小化所接收的符号与所估计的符号之间的差。

9.根据权利要求8所述的通信系统，其中，所述接收机还被配置为使用基于所述接收的符号的自相关矩阵和伪相关矩阵的第一滤波器向量和第二滤波器向量，以最小化所述接收的符号和所述估计的符号之间的差。

10.根据权利要求9所述的通信系统，其中，所述自相关矩阵是基于噪声矩阵和信道矩阵导出的，所述接收的符号通过所述信道矩阵而被传输。

11.根据权利要求10所述的通信系统，其中，所述伪相关矩阵基于所述信道矩阵的传输导出。

12.根据权利要求10所述的通信系统，其中，所述信道矩阵基于功率归一化DCT矩阵。

13.根据权利要求12所述的通信系统，其中，所述噪声矩阵与基于所述功率归一化DCT矩阵的对角矩阵的噪声方差矩阵相关联。

14.根据权利要求8所述的通信系统，其中，所述接收的符号包括非正规的信号星座。

15.根据权利要求8所述的通信系统，其中，所述发射机还被配置为通过使用幅移键控(ASK)技术和/或偏移正交幅度(OQAM)技术来对所述信号进行模块化。