CN105612725B - 用于经滤波的多载波信号的接收器和接收方法 - Google Patents

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Abstract

实施例涉及用于接收多载波信号的接收器(310)。多载波信号包括具有子载波的第一群组的第一频率块以及至少具有子载波的第二群组的至少第二频率块，第一频率块针对第一频率块外部的边带抑制通过第一频率块特定的边带抑制滤波器(106‑1)被滤波，第二频率块针对上述第二频率块外部的边带抑制通过第二频率块特定的边带抑制滤波器(106‑2)被滤波。接收器(310)包括可操作以针对第一和至少第二频率块执行逆边带抑制滤波操作的滤波器模块(320)。应用提出了新的所谓的通用经滤波的多载波或UFMC系统，其可以解释为FBMC和经滤波的OFDM的一般化。虽然FBMC滤波每个子载波并且后者滤波整个频带，然而UFMC滤波多个子载波的块。UFMC的逐频率块滤波带来另外的灵活性：块带通滤波器比FMBC在频谱上更宽并且因此时间更短。

Description

用于经滤波的多载波信号的接收器和接收方法
技术领域
本发明的实施例总体上涉及通信系统，并且更具体地涉及采用多载波信号的通信系统。
背景技术
本章节介绍可以有助于促进对本发明的更好理解的各个方面。因此，本章节的陈述应当鉴于此来阅读，而不应当被理解为与什么是现有技术而什么不是现有技术有关的认可。
每几年，无线蜂窝通信便会得到更新。虽然向第二代(2G)的前进已经在技术上被驱动，即向数字信号处理的切换，然而向3G(数据、因特网访问)和4G(视频)的切换已经被业务驱动到更高的范围。对于2G，可用的数据速率已经从几kbit/s(全球移动通信系统GSM的开始)开始明显地增长直到几百kbit/s(GSM演进的增强的数据速率EDGE)。利用作为3G的最新化身的高速下行链路分组接入(HSDPA)，3G的开始已经达到了几百kbit/s并且增加直到42Mbit/s(至少在理论上)。实际上，4G被提出，使用多载波技术实现了最高达几百Mbit/s(长期演进LTE)，利用其演进LTE高级在水平线处接近Gbit/s区域。
多载波信号格式提供了大量灵活性。这一灵活性在旨在可缩放无线电帧结构时非常有吸引力。也存在多载波信号格式为何理想的自然物理解释。无线传播信道是线性的，并且——大致在一个多载波符号的整个持续时间上——是时间不变的(LTI)。LTI系统将正弦曲线保存为特征函数。正弦曲线是多载波调制信号的一个基本构建模块。这在要解调和均衡时产生极好的属性。
多载波调制的一个明显缺陷在于峰值平均功率比(PAPR)，但是存在如结合正交频分复用(OFDM)使用以构建单载波频分复用(SC-FDMA)而非多载波信号的离散傅里叶变换(DFT)预编码等方法，其降低了PAPR。
OFDM是当今的主流多载波技术。其循环前缀(CP)允许将信道的线性卷积形成为循环卷积，从而非常完美地处理多径传播，这以CP的额外开销为代价，通常在5-25％的范围内。由于以全时间和频率同步方式使用长OFDM，所以其非常有吸引力。
5G系统将带来例如从物联网(IoT)驱动的新的设备种类和新的业务类型。释放同步将允许减小大量机器的痛苦的开销。可以使用如自动定时提前(ATA)等技术。ATA在此表示开环定时控制方式，其中移动终端例如使用导频符号和/或同步序列在下行链路接收信号上同步其自身，并且例如基于所支持的小区大小的知识等自动校正其定时。另外，当例如可以放宽振荡器要求时，可以使得底端设备更便宜，这些要求对于例如LTE而言非常严格。在顶端，朝着更高的载频如毫米波的趋势使得相同的相对载波频率振荡器(CFO)要求将产生大得多的在基带处理中观察到的绝对频率平移、相位抖动等。
对于增加的鲁棒性以及对于严格的时间和频率对准的放宽的要求在OFDM的情况下并没有一起很好地满足。在OFDMA上行链路中，当向相邻频率分配的设备具有时间和频率偏移时，丢失正交性并且生成载波间干扰(ICI)，从而降低了整个系统性能。由于OFDM符号的矩形加窗的时域形状，子载波频率由具有相当高的旁瓣水平的正弦函数形成。在仅严格的时间和频率对准的情况下，当频谱子载波水平的空值连同其他子载波的最大值下降时，OFDM可以是有吸引力的。
OFDM的现有的多载波替选方案旨在降低频谱旁瓣水平，使得其对于例如具有异步用户和在分段频谱中的操作的上行链路FDMA而言更有吸引力。基于滤波器组的多载波(FBMC)使用额外的每子载波脉冲成形滤波器，其长度通常大于一个多载波符号。这些滤波器提供非常强的旁瓣抑制，并且可以在多相滤波器频带中高效地实现。可以避免CP开销。由于长的滤波器长度，FBMC最佳地结合子序列符号交叠但是通过交替地使用符号的实部和虚部正交的偏移-QAM(OQAM)使用。FBMC的缺点在于，由于OQAM，其例如并非兼容所有种类的多输入多输出(MIMO)。另外，由于滤波器“斜升”和“斜降”时间，长的滤波器长度使得短突发无效率。短突发对于能量有效的MTC很重要。在此，另一现有的多载波信号格式为：广义频分复用(GFDM)。其类似于具有逐子载波脉冲成形的FBMC，但是使用如咬尾(tail biting)等方法(使用滤波器的圆周卷积而非线性卷积)以对于短突发而言有吸引力。其缺陷是交叠的子载波，并且因此通常是相当复杂的接收器。从而在整个频带上滤波OFDM的经滤波的的OFDM已知并且有时用于降低带外辐射。
期望提供OFDM的更多的多载波替选方案。
发明内容
可以在以下发明内容中做出一些简化，其意图在于强调和介绍各种示例性实施例的一些方面，但是这样的简化并非意图在于限制发明的范围。优选的示例性实施例的详细描述足以使得本领域普通技术人员能够做出和使用随后的章节中的发明概念。
实施例提出了用于新型多载波信号格式的接收器方案，其贯穿本说明书被称为通用经滤波的多载波(UFMC)。UFMC可以解释为FBMC和经滤波的OFDM的一般化。虽然前者对每个子载波滤波并且后者对整个频带滤波，然而UFMC对多个子载波的块滤波。
因此，实施例提供对应于用于调节多载波信号(UFMC信号)的发送器的接收器。对应的发送器包括用于将多载波信号的子载波分组成包含上述子载波的第一组的第一频率块以及包含上述子载波的至少第二组的至少第二频率块的装置。发送器还包括用于第一频率块外部的边带抑制的第一滤波装置。第一滤波装置被配置成提供子载波的第一群组中的每个子载波上具有时间上软过渡的第一频率块的多载波符号。发送器还包括用于至少第二频率块外部的同时且单独的边带抑制的至少第二滤波装置。第二滤波装置被配置成提供子载波的第二群组中的每个子载波上具有时间上软过渡的第二频率块的多载波符号。在无线电通信中，边带是高于或低于载频或中心频率的频带，其包含由于调制过程而产生的功率。边带包括已调制信号的所有傅里叶分量，除了载频或者中心频率之外。第一频率块的边带可能干扰相邻信道，例如第二频率块。第一频率块的边带的可能交叠相邻信道的部分通过第一滤波装置来抑制。这同样适用于第二频率带的边带。
对应地，接收器的实施例用于接收上述(UFMC)多载波信号。所接收的多载波信号包括第一频率块。第一频率块包括子载波的第一群组。在发送器处，第一频率块通过针对上述第一频率块外部的边带抑制的第一频率块特定的边带抑制滤波器被滤波。因此，滤波后的第一频率块包括子载波的第一群组中的每个子载波上具有时间上软过渡的多载波符号。另外，多载波信号包括至少第二频率块。第二频率块包括子载波的第二群组。在发送器处，第二频率块通过针对上述第二频率块外部的边带抑制的第二频率块特定的边带抑制滤波器被滤波。因此，滤波后的第二频率块包括子载波的第二群组中的每个子载波上具有时间上软过渡的多载波符号。在实施例中，接收器包括滤波器模块，滤波器模块可操作以或者被配置成执行针对被包括在所接收的多载波信号中的第一和至少第二频率块的逆(或者逆转)边带抑制滤波操作。从而“逆”可以被理解为使得接收器的滤波器模块以及因此其冲击响应适应或者匹配发送器的第一和第二边带抑制滤波装置。
换言之，提供了一种用于多载波信号的接收器。接收器包括被配置成针对多载波信号的第一频率块执行逆边带抑制滤波操作的滤波器模块。第一频率块包括子载波的第一群组。第一频率块针对上述第一频率块外部的边带抑制使用第一频率块特定的边带抑制滤波器被滤波。经滤波的第一频率块包括第一组中的每个子载波上具有时间软过度的多载波符号。另外，滤波器模块被配置成针对多载波信号的至少第二频率块执行逆边带抑制滤波操作。第二频率块包括子载波的第二群组。第二频率块针对所述第二频率块外部的边带抑制使用第二频率块特定的边带抑制滤波器被滤波。经滤波的第二频率块包括第二组中的每个子载波上具有时间软过度的多载波符号。
根据另外的方面，还提供了一种多载波通信系统。该系统包括发送器。发送器包括用于将多载波信号的子载波分组成包含上述子载波的第一组的第一频率块以及包含上述子载波的至少第二组的至少第二频率块的装置。发送器还包括用于第一频率块外部的边带抑制的第一滤波器。第一滤波器被配置成提供第一组中的每个子载波上具有软时间过度的第一频率块的多载波符号。发送器还包括用于至少第二频率块外部的同时且单独的边带抑制的至少第二滤波器。第二滤波器被配置成提供第二组中的每个子载波上具有软时间过度的第二频率块的多载波符号。该系统还包括接收器，接收器包括被配置成针对第一和至少第二频率块执行逆边带抑制滤波操作的滤波器模块。
在实施例中，接收器的滤波器模块可以对应于任何滤波单元、滤波器单元、射频滤波器等。因此，在实施例中，滤波器模块可以包含针对所接收的多载波信号或者其部分的输入、算法以及针对经滤波的信号的输出，输入包含第一和至少第二频率块，算法使用滤波器特性对信号滤波，滤波器特性分别适应第一和至少第二频率块的频率位置。在一些实施例中，滤波器模块可以在计算机程序和/或计算机程序在其上执行的硬件组成(诸如DSP、ASIC、FPGA或者任何其他处理器)方面来实现。
在一个或多个实施例中，接收器的滤波器模块可以包括一个或多个线性滤波器。线性滤波器处理时变输入信号以产生输出信号，其受到线性约束。从而，接收器的一个或多个线性滤波器可以依赖于UFMC发送器与接收器之间的传输信道。在实施例中，传输信道可以对应于被执行以在发送器处获取多载波信号的一个或多个离散傅里叶逆变换(IDFT)、针对第一和/或至少第二频率块的发送器处的一个或多个边带抑制滤波器、以及在发送器与接收器之间的物理通信信道的级联。在实施例中，物理通信信道例如可以是无线衰减信道。一个或多个线性滤波器可以用一个或多个滤波器系数矩阵来表示，其可以应用于表示多载波信号的所接收的信号矢量。
例如，一个或多个线性滤波器可以是包括以下各项的组中的一个滤波器：匹配滤波器、迫零(ZF)滤波器和最小均方误差(MMSE)滤波器。在信号处理中，匹配滤波器通过使得已知信号或模板与未知信号(所接收的多载波信号)相关以检测未知信号中的模板的存在来获得。这等同于将未知信号与模板的共轭时间反转版本卷积(即边带抑制滤波器)。迫零滤波器指代在通信系统中使用的形式的线性滤波算法，其应用传输信道的频率响应的逆。MMSE滤波器最小化因变量的拟合值的均方差(MSE)，其为估计器质量的一般测量。
可选地，接收器的滤波器模块可以耦合到或者被包括在非线性最大似然(ML)检测器中，ML检测器用于基于(所接收的多载波信号以及)第一传输信号的多个经滤波的假设来检测第一频率块的第一传输信号和/或用于基于(所接收的多载波信号以及)第二传输信号的多个经滤波的假设来检测第二频率块的第二传输信号。在此，也可以考虑属于感兴趣的频率块附近的子载波的信号的经滤波的假设，这取决于第一和/或第二频率块的边带抑制滤波器的边缘的陡度。
在一些实施例中，非线性最大似然检测器可以被配置成在所接收的多载波信号的不同的经“逆”或“逆转”边带抑制滤波的频率块上连续地操作，以便降低接收器复杂性。
在一个或多个实施例中，接收器可以包括被配置成将所接收的多载波信号从时域变换到频域的傅里叶变换模块。在实施例中，傅里叶变换模块可以对应于任何执行单元、进行单元、处理单元等。因此，在实施例中，傅里叶变换模块可以包含针对所接收的时域多载波信号的输入、算法、以及针对频域信号的输出，输入包括第一频率块和至少第二频率块。在一些实施例中，执行傅里叶变换可以在计算机程序以及计算机程序在其上执行的硬件部件(诸如DSP、ASIC、FPGA或者任何其他处理器)方面来实现。
因此，接收器的滤波器模块可以被配置成在频域针对第一和至少第二频率块执行逆边带抑制滤波操作(或者其至少部分)。出于这一目的，接收器可以被配置成向长度为N+L-1的所接收的时域多载波信号矢量附加N-L+1个零，其中N表示在多载波信号的发送器处执行的离散傅里叶逆变换(DFT)的长度，L表示在发送器处的边带抑制滤波器的长度。在实施例中，接收器的傅里叶变换模块可以被配置成对于与长度2N对应的所附加的时域多载波信号矢量执行快速傅里叶变换(FFT)，并且在快速傅里叶变换之后，丢弃所获得的频域信号矢量的每隔一个样本。
可选地，接收器的滤波器模块可以包括每子载波均衡滤波器，其用于在频域并且按子载波来均衡发送器与接收器之间的整个传输信道。整个传输信道可以对应于针对相应频率或子载波块的(传输侧)边带抑制滤波器操作以及发送器与接收器之间的相应子载波的物理通信信道的级联。
在一些实施例中，接收器的滤波器模块可以被配置成根据针对第一频率块的逆边带抑制滤波器操作以及根据至少第二频率块的逆边带抑制滤波器操作在时域单独地滤波所接收的多载波信号以获得第一和第二经滤波的多载波信号。接收器可以包括傅里叶变换模块，其被配置成将第一和第二经滤波的多载波信号单独地变换到频域并且丢弃在感兴趣的相应频率块外部的子载波用于进一步处理。
可选地，接收器可以包括干扰抑制模块，其可操作以或者被配置成在执行(或者至少部分执行)针对第一和/或至少第二频率块的逆边带抑制滤波器操作之前在时域对所接收的多载波信号应用窗函数。从而，窗函数可以被理解为在某个所选择的间隔外部为零值的数学函数。比如，在间隔内为常数并且在其他地方为零的函数称为矩形窗。当另一函数或者波形/数据序列被乘以窗函数时，乘积在间隔外部也取零值：所有留下来的是其交叠的部分；“通过窗查看”。在典型的应用中，所使用的窗函数是非负的平滑的“钟状”曲线，然而也可以使用矩形、三角形和其他函数。
在一个或多个实施例中，接收器可以包括干扰消除模块，其可操作或者被配置成估计与相邻频带的多载波信号(或者其部分)对应的传输信号并且使用估计信号用于感兴趣的频带的多载波信号中的干扰消除。在这样的实施例中，可以采用例如多用户检测(MUD)技术。
可选地，接收器可以包括用于检测所接收的经滤波的第一和第二频率块中的多个信号层的装置。从而，多个信号层可以对应于在UFMC多载波信号的第一和/或第二频率块的子载波中采用的不同的码分多址(CDMA)或交织多址(IDMA)层。
在一些实施例中，接收器可以包括信道估计器，其可操作或者被配置成确定发送器与接收器之间的物理通信信道的子载波特定的估计。子载波特定的信道估计可以基于多载波信号中包括的一个或多个已知导频信号的傅里叶变换并且基于包括相应子载波的频率块的边带抑制滤波器来确定。因此，对于信道估计，想法是找到接收信号的频域表示，补偿除了导频符号幅度之外的UFMC滤波器频率响应，并且使用根据例如OFDM已知的所有的可用信道估计器组处理这一第一原始信道估计。
根据另外的方面，实施例还提供了一种用于接收(UFMC)多载波信号的方法。多载波信号包括第一频率块，第一频率块包括子载波的第一群组，第一频率块使用针对上述第一频率块外部的边带抑制的第一频率块特定的边带抑制滤波器被滤波。另外，多载波信号包括至少第二频率块，至少第二频率块包括至少子载波的第二群组，第二频率块使用针对上述第二频率块外部的边带抑制的第二频率块特定的边带抑制滤波器被滤波。方法包括执行针对第一和至少第二频率块的至少部分逆边带抑制滤波器操作。
换言之，该方法包括执行针对多载波信号的第一频率块的逆边带抑制滤波器操作。第一频率块包括子载波的第一群组。第一频率块使用针对上述第一频率块外部的边带抑制的第一频率块特定的边带抑制滤波器被滤波。经滤波的第一频率块包括第一组中的每个子载波上具有时间软过度的多载波符号。另外，方法包括执行针对多载波信号的至少第二频率块的逆边带抑制滤波器操作。第二频率块包括子载波的第二群组。第二频率块使用针对上述第二频率块外部的边带抑制的第二频率块特定的边带抑制滤波器被滤波。经滤波的第二频率块包括第二组中的每个子载波上具有时间软过度的多载波符号。
一些实施例包括安装在发送器/接收器内的用于执行相应方法的数字电路系统。例如数字信号处理器(DSP)、现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)、或通用处理器等这样的数字控制电路系统需要相应地被编程。因此，另外的实施例还提供具有程序代码的计算机程序，当计算机程序被执行时，程序代码在计算机或可编程硬件设备上执行方法的实施例。
因此，实施例提供用于解调UFMC信号的若干不同的灵活且可缩放的接收器链实现。这些接收器链(具有其子变型)可以覆盖用于UFMC信号接收的很多有吸引力的方法。从而，所提出的接收器包括纯时域处理：线性的和非线性的。其复杂性使得它们对于少量子载波而言特别有吸引力。实施例还提供纯频域接收器处理，其可以实现几乎与OFDM一样低的复杂性。另外，实施例包括时域预处理，之后是频域处理，这与纯频域处理相比可以提供另外的性能增益，其复杂性适度增加。
附图说明
下面将仅作为示例并且参考附图来描述装置和/或方法的一些实施例，在附图中：
图1图示示例性UFMC发送器的框图；
图2a示出针对OFDM和UFMC的与单个频率块有关的频谱的比较；
图2b图示与UFMC相比较的UFMC的性能结果；
图3示出UFMC通信系统的示意性框图；
图4图示线性UFMC接收器的示意性框图；
图5图示频域UFMC接收器的示意性框图；
图6图示具有时域预处理的频域UFMC接收器的示意性框图；以及
图7图示具有时域预处理的子带特定的频域UFMC接收器的示意性框图。
具体实施方式
现在将参考其中图示一些示例实施例的附图更全面地描述各种示例实施例。在附图中，可以为了清楚而放大线、层和/或区域的厚度。
因此，虽然示例实施例能够有各种修改和替选形式，然而其实施例在附图中仅作为示例被示出并且将在本文中详细描述。然而，应当理解，并非意图将示例实施例限制为所公开的特定形式，相反，示例实施例意在覆盖落入本发明的范围内的所有的修改、等同和替选方案。相似的附图标记遍及附图的描述指代相似或类似的元素。
应当理解，当元素被称为“连接”或者“耦合”到另一元素时，其可以直接连接到或者耦合到其他元素或者可以存在中间元素。相反，当元素被称为“直接连接”或者“直接耦合”到另一元素时，不存在中间元素。用于描述元素之间的关系的其他词语应当以类似的方式来解释(例如“在…之间”与“直接在…之间”、“相邻”与“直接相邻”等)。
本文中所使用的术语仅出于描述特定实施例的目的，而非意在限制示例实施例。如本文中所使用的，单数形式的“一个(a)”、“一个(an)”和“该(the)”意在也包括复数形式，除非上下文另外清楚地指出。还应当理解，术语“包括(comprise)”、“包括(comprising)”、“包括(include)”和/或“包括(including)”当在本文中使用时规定所指出的特征、整体、步骤、操作、元素和/或组成的存在，但是不排除一个或多个其他特征、整体、步骤、操作、元素、组成和/或其组的存在或添加。
除非另外定义，否则本文中所使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与示例实施例所属的领域的普通技术人员通常理解含义相同的含义。还应当理解，例如在普通使用的词典中定义的术语应当被解释为具有与其在相关领域的上下文中的含义一致的含义，而不应当在理想化或者过度正式的意义上来解释，除非本文中这样明确定义。
图1示意性地图示根据实施例的用于调节(conditioning)UFMC多载波信号的示例性发送器100的框图。
示例性UFMC发送器100的特征在于逐频率块IDFT(IDFT＝离散傅里叶逆变换)。也就是说，数据符号di,j(i＝1…p；j＝1…n)被调制到p个组(或频率块)上，每个组(或频率块)包括n个子载波。注意，每个频率块(也称为子带)的子载波数目可以彼此偏离。每个频率块i通过频率块特定的IDFT模块102-1、102-2、……、102-p从频域被变换到时域，以获得p个时域信号104-1、104-2、……、104-p，p个时域信号104-1、104-2、……、104-p然后通过频率块特定的边带抑制(带通)滤波器106-1、106-2、……、106-p被单独滤波。经滤波的时域信号108-1、108-2、……、108-p然后被组合成UFMC多载波信号109并且从基带变换到射频(RF)域。注意，图1所示的处理功能跨处理单元的划分不是关键的，如本领域技术人员能够理解的，处理单元的数目、处理功能的数目以及处理功能到处理单元的分配可以变化而没有偏离实施例的范围。
示例性发送器100的处理功能可以分成第一组处理单元102-1、102-2、……、102-p和第二组带通滤波器106-1、106-2、……、106-p。所发送的复数值时域信号矢量X的数学描述例如可以通过下式给出：
其中
p：频率块的数目(诸如LTE PRB的数目)，
Fi：针对频率块中的第i个频率块的所谓的托普利兹(Toeplitz)矩阵，其包含用于对频率块中的第i个频率块滤波的带通FIR滤波器(FIR＝有限冲击响应)，
Vi：用于应用IDFT以及用于将例如数据符号矢量di映射到正弦子载波的、针对频率块中的第i个频率块的复数值矩阵，
di：针对p个频率块中的第i个频率块(子带)的数据符号矢量。
根据图1，包括n1个数据符号d1,j(j＝1…n1)的第一数据符号矢量d1被应用到IDFT处理单元组102-1、102-2、……、102-p中的第一IDFT处理单元102-1，用于对第一符号矢量d1执行第一IDFT。通过在长度和相位旋转方面适当地选择相应的IDFT矢量，IDFT可以包括内插和上变频。IDFT处理单元102-1生成第一时域信号104-1，其包含形成第一频率块的多个子载波。IDFT可以具有维度n1x N，其中n1为针对第一频率块要调制的子载波的数目，N等于理论上当整个预定频率范围被子载波占用时将预定子载波距离拟合到整个预定频率范围(频带)的子载波的总数。以相同的方式，数据符号矢量d2、……、dp可以应用于对应的另外的IDFT处理单元102-2、……、102-p，用于执行包括内插和上变频的另外的IDFT并且用于生成另外的时域信号104-2、……、104-p，另外的时域信号104-2、……、104-p每个包含子载波的频率块。处理单元102-1、102-2、……、102-p实现每个频率块的单独的傅里叶逆变换，其可以是子带或者子带的子集。也就是说，对于索引为i的每个频率块或者子带，可以使用IDFT矩阵Vi将ni个复数正交幅度调制(QAM)数据符号di,j(i＝1…p；j＝1…ni)变换到时域。从而，Vi可以具有维度N x ni并且根据整个可用频率范围内的相应子带位置而包括傅里叶逆矩阵的相关列。
第一时域信号104-1被提供给频带滤波器组106-1、106-2、……、106-p中的第一频带滤波器106-1，其生成对应于包含n1个子载波的第一频率或子载波块的第一经滤波的时域信号108-1。第一带通滤波器106-1的带宽可被适配成使得第一带通滤波器106-1能够阻挡和衰减所有在第一频率块的频率范围外部的频率分量。以类似的方式，另外的时域信号104-2、……、104-p可被提供给对应的另外的带通滤波器106-2、……、106-p，用于生成另外的经滤波的时域信号108-2、……、108-p。带通滤波器106-i(i＝1，……，p)每个可以用维度为(N+Nfilter-1)x N的托普利兹矩阵Fi来表示，其包括相应的滤波器冲击响应，以实现卷积。
经滤波的时域信号108-1、108-2、……、108-p可以被提供给后端处理单元110，后端处理单元110可以被配置成执行组合的经滤波的时域信号108-2、……、108-p的基带到RF转换。
根据等式(1)，UFMC传输信号具有时域特征，因为滤波器生成具有软能量斜升和斜降的多载波符号。随后的多载波符号再次开始斜升并且以斜降结束。因此，OFDMA系统的每个子载波上的矩形脉冲用具有软过度的脉冲替代，产生具有时域上长度更短并且因此符号速率更短的滤波器。UFMC的逐频率块滤波带来了另外的灵活性并且可以用于避免FBMC缺陷。每个子载波块的块的滤波(例如，LTE术语中的“物理资源块”或“子带”)可以产生带通滤波器106-i(i＝1，……，p)，其在频谱上比FBMC的通带更宽并且因此在时间上更短。这一缩短的时间可以用于减小滤波器长度，例如在OFDM循环前缀(CP)的数量级上。可以通过其以及分段的频带中的操作来很好地支持短的突发。旁瓣抑制现在在资源(频率)块之间而非在子载波之间工作。在时域上滤波器斜升和斜降可以提供具有抵抗符号间干扰(ISI)的固有的软保护以及用于支持并非极好地时间对准(例如与ATA)的多个接入用户的鲁棒性的符号形状。
图2a图示OFDM之间的单个物理资源块(PRB)或频率块的频谱(参见附图标记202)与所提出的UFMC信号格式(参见附图标记204)的比较。旁瓣水平的降低是明显的。
图2b示出在不同用户之间的不同定时偏移下、在具有和不具有循环前缀(CP)的情况下UFMC与OFDM比较的性能结果。图示了AWGN信道中的两用户相邻信道干扰场景。特别地，图2b示出根据样本中的相邻用户时间延迟来实现10-3的正交相移键控(QPSK)误符号率所需的Eb/N0。滤波器106-i(i＝1，……，p)的所选择的UFMC滤波器长度与CP一致。多载波符号持续时间对应于128个样本(分别加上CP(0或15)以及滤波器长度-1(15))。CFO被归一化为子载波间隔。通信系统领域的技术人员将会理解，由于减小保护带的可能性以及避免使用稍后在接收器处被丢弃的CP的可能性，UFMC可以比OFDM特别更高效。
下面，将更详细地解释用于根据UFMC概念来接收具有经滤波的频率块或子带的多载波信号的一些示例性接收器结构。
图3示意性地图示包括UFMC信号x的发送器100和对应接收器310的通信系统300。
包括经滤波的频率或子载波块的所发送的UFMC信号x从发送器100经由物理通信信道305向接收器310行进，物理通信信道305在一些实施例中可以是无线衰减信道。物理通信信道305可以被建模为复数值矩阵H，该复数值矩阵H包括针对多载波信号x的每个频率块或子带的复数值衰减系数和加性白噪声(AWGN)项。如以上所描述的，多载波信号x包括第一频率块，第一频率块包括第一组子载波，其中第一频率块已经使用针对上述第一频率块外部的边带抑制的第一频率块特定的边带抑制滤波器106-1被滤波。另外，多载波信号至少包括第二频率块，该第二频率块至少包括第二组子载波，其中第二频率块已经使用针对上述第二频率块外部的边带抑制第二频率块特定的边带抑制滤波器106-i(i＝2，……，P)被滤波。
根据实施例，针对多载波信号x的接收器310包括滤波器模块320，滤波器模块320可操作以针对所接收的多载波信号所包括的第一和至少第二频率块执行逆边带抑制滤波操作。在此，表述“逆”可以理解为接收滤波器操作，其至少部分适合或匹配频率块特定的边带抑制滤波器106-i(i＝1，……，P)的发送滤波器操作。
上述等式(1)可以在没有以下定义的求和的情况下来重写：
这使得能够对滤波器矩阵进行按列堆叠，以生成块对角IDFT矩阵并且分别将所有的数据符号di,j(i＝1…p；j＝1…ni)堆叠成一列。这产生所发送的UFMC多载波信号的以下基带表示
得到所接收的UFMC多载波信号的以下基带表示：
其中y表示在通过物理通信信道305传播之后所接收的多载波信号矢量，其用具有托普利兹结构的卷积矩阵H来表示，用时域信道冲击响应来构造，并且包括方差为σn 2的复高斯噪声n的添加。
UFMC接收器310的各种实施例是可能的，这将在下面更详细地解释。
根据第一示例性实施例，接收器的滤波器模块320包括线性滤波器。所得到的线性时域接收器310或其滤波器模块320可以向时域接收矢量y应用滤波器加权矩阵W以得到数据符号估计。其在数学上可以表示为
滤波器加权矩阵W可以具有与系统带宽中的可能子载波的数量N对应的行数目，并且可以具有与傅里叶(逆)变换的长度加上发送边带抑制滤波器长度对应的列数目。在实施例中，线性滤波器W可以取决于发送器100与接收器310之间的整个传输信道。整个传输信道可以对应于以下各项的级联：发送器100处的相应IDFT 102-1、102-2、……、102-p，针对第一和/或至少第二频率块的发送器处的相应边带抑制滤波器106-1、106-2、……、106-p，以及UFMC发送器100与UFMC接收器310之间的物理通信信道305。
在一些实施例中，接收器的线性滤波器矩阵W可以是匹配滤波器(MF)矩阵。这一MF矩阵可以表示为
如图4中示意性地图示的，等式(5)所表示的接收器的线性滤波器操作可以被视为信道匹配322、逆子载波块滤波324和DFT解扩326的级联。
替选地，在一些实施例中，接收器的滤波器矩阵W可以是迫零(ZF)滤波器矩阵。ZF滤波器可以表示为
其中A+表示矩阵A的广义逆(Moore-Penrose-Inverse)。如上所述，到三个随后的级的接收器解耦合是可能的。
替选地，在一些实施例中，接收器的滤波器矩阵W可以是MMSE/维纳滤波器矩阵。MMSE滤波器可以写为
根据等式(5)-(7)的线性接收器的复杂性取决于子载波的数目。然而，它们提供了也处理载波间干扰(ICI)的可能性。
接收器310的另外的实施例还包括非线性时域接收器。在这样的实施例中，滤波器模块320可以耦合到或者被包括在非线性最大似然(ML)检测器中。在此，ML检测器可以基于第一传输信号d1的多个经滤波的假设来检测第一频率块的第一传输信号d1。同样，ML检测器可以基于第二传输信号d2的多个经滤波的假设来检测至少第二频率块的第二传输信号d2。也就是说，非线性时域接收器310可以测试出用k索引的、被映射到不同的子载波的所有可能的符号假设计算所得到的第k个接收时域信号假设并且可以例如根据下式来求得使到实际接收信号yk的欧式距离最小的假设：
对应于最大似然解，具有最小距离的假设为符号估计。
取决于子载波的数目，根据等式(8)的非线性时域接收器可能非常复杂。因此，在一些实施例中，非线性时域接收器可以按子带进行操作。也就是说，非线性最大似然检测器可以被配置成连续地操作所接收的多载波信号y的不同的经逆边带抑制滤波的频率块。搜索空间的维度可以通过适当的预滤波来减小。这一预滤波可以通过应用与逆转共轭滤波器冲击响应的卷积来执行，即，用执行线性卷积的托普利兹矩阵G描述的滤波器(其可以匹配UFMC的相应每子带带通滤波器106-i(i＝1，……，p))。注意，为了可读性，G处没有书写任何索引，但是其为子带个体滤波器，其随着子带的不同而不同。例如，对于第一频率块或子带，G可以对应于F1 H，对于第二子带，G可以对应于F2 H，等等。
根据图2a中绘制的频谱204可以看出，旁瓣水平对于UFMC非常快地衰减。对于搜索，仅需要估计感兴趣的子带k内以及针对所考虑的(子)带k的每一侧上的几个相邻子载波的可能的符号星座。假设用来索引并且搜索为：
复杂性的降低在此表示代替整个(例如N＝600)子载波上的搜索(在多数情况下不可行)，可以在子带(例如每个包括12个子载波)加上相邻载波(例如12+2*3)上开始若干并行搜索(例如50)，这可能仍然很复杂，但是极大地降低了计算数目。
在一个或多个实施例中，接收器310可以另外地或者替选地包括被配置成将所接收的多载波信号y(例如对应于一个符号周期)从时域变换到频域的傅里叶变换模块。也就是说，在一个或多个实施例中，包括接收滤波的接收器处理可以在频域执行。因此，滤波器模块320可以被配置成在频域针对第一和至少第二频率或子载波块执行逆边带抑制滤波操作的至少部分。在一些实施例中，傅里叶变换模块可以可操作以对所接收的多载波信号y应用快速傅里叶变换(FFT)，这将在下面参考图5来解释。
为了应用2的幂的FFT，根据等式(3)的接收器矢量y可以被附加零直到在总长度上达到下一个2的幂，以得到ypad。例如，子带滤波器长度为L＝80的具有N＝1024个样本IDFT的所接收的UFMC信号的总多载波符号持续时间为N+L-1＝1103个时间样本。下一个2的幂为2048。因此，2048-1103＝945个具有零的样本可以被附加到y以获得ypad。这可以通过块402来进行。然后可以通过FFT模块404根据下式将ypad变换到频域
Ydouble＝FFT(ypad) (10)
所得到的频域矢量Ydouble的频率样本点的数目是所需的频率样本点的数目的两倍。因此，可以在块406中每隔一个样本点就丢弃Ydouble中的一个样本点，以在模块406的输出处获得频率响应Ysingle。因此，接收器310可以被配置成向长度为N+L-1的所接收的时域多载波信号矢量y附加N-L+1个零，其中N为在多载波信号的发送器100处执行的离散傅里叶逆变换(IDFT)的长度，L为在发送器100处的边带抑制滤波器106的长度。接收器的傅里叶变换模块404可以被配置成对于长度2N对应的附加后的时域多载波信号矢量ypad执行FFT。在FFT404之后，可以丢弃所获得的频域信号矢量Ydouble的每隔一个样本。
现在，在这些处理步骤之后，可以应用每子载波标量均衡器408，其执行均衡矢量q和频率响应矢量Ydouble的逐元素相乘
其中圆圈符号表示阿达马(Hadamard)乘积，其执行逐元素相乘。均衡矢量q考虑了相应频率块特定的边带抑制滤波器106-i(i＝2，……，p)的频率响应(包括滤波器延迟相移)以及物理信道H的频率响应引起的相位旋转——所谓的信道传递函数。注意，这一均衡类似于OFDM，其具有边带抑制滤波器106-i(i＝2，……，p)的额外的补偿。因此，在一些实施例中，接收器的滤波器模块320可以包括每子载波均衡滤波器408，每子载波均衡滤波器408用于在频域并且每个子载波对与相应第i频率块的边带抑制滤波器106-i(i＝2，……，p)以及针对发送器100与接收器310之间的相应第i子载波的物理通信信道的级联对应的传输信道305进行均衡。
在图6和7中示意性地图示的一个或多个实施例中，额外的时域预处理602可以与频域处理组合。例如，由(子)载波频率偏移引起的任何相位旋转可以首先通过模块602在时域中例如通过共轭相位矢量估计的逐元素相乘被预补偿。图6中图示的以下处理步骤或模块对应于图5的实施例。
图7示意性地示出随后的每子带处理的实施例。在此，在一般时域预处理602(例如相位偏移补偿)之后，可以例如通过使用匹配滤波器Gi(i＝1,2,…,p)来在时域应用每子带接收滤波702-1、702-2、……、702-p。例如，对于第一频率块或子带，滤波器G1(702-1)可以对应于F1 H，对于第二子带，G2(702-2)可以对应于F2 H，等等。因此，滤波器模块320可以被配置成根据针对第一频率块(F1 H)的逆边带抑制滤波操作以及根据至少第二频率块(F2 H)在时域单独地滤波所接收的多载波信号以获得第一和第二经滤波的多载波信号703-1、703-2、……、703-p。对于特定子带或频率块i的滤波器输出Giy，有若干处理选项。
在一个实施例中，可以向特定子带的滤波器输出703-1、703-2、……、703-p填补零直到达到下一个2的幂。这产生矢量如以上已经解释的。然后，可以通过FFT模块将变换到频域
所得到的频域矢量的频率样本点的数目是所需的频率样本点的数目的两倍。因此，可以每隔一个样本点就丢弃中的一个样本点，以在模块704-i(i＝1，2，……，p)的输出处获得频率响应在此，接收器310被配置成将第一和至少第二经滤波的多载波信号单独变换到频域并且丢弃在感兴趣的相应多载波信号外部的子载波。这种处理可以针对所有的子带i＝1，2，……，p执行并且所有结果可以被堆叠在组合矢量中。再次，可以通过以下等式来执行每子载波均衡
注意，qpre-filtered不同于等式(11)的q，因为其还包含相应每子带接收滤波器Gi(i＝1,2,…,p)的频率响应的影响。所描述的预滤波例如可以改善每子载波信噪比(SNR)。注意，如果滤波矩阵为标识矩阵，这表示与Dirac冲击的卷积，则本实施例还覆盖图5的“无滤波”实施例。
在其他实施例中，结果可以在使用Gy的预滤波之后直接通过逐子带解扩的DFT来产生。也就是说，代替FFT，可以采用DFT。
根据一些实施例，子带特定的接收滤波器Gi(i＝1,2,…,p)可以另外包括下采样，以产生Gi,down(i＝1,2,…,p)，其中下采样速率可以被裁剪为传输UFMC滤波器的滤波器106-i(i＝1，2，……，p)斜率以混叠。对于特定的频率块或子带i＝1，2，……，p，可以使用FFT来处理下采样后的序列
注意，等式(14)中的该FFT的大小远小于等式(12)中使用的FFT，这可以降低处理复杂性。
所接收的UFMC多载波信号y可能遭遇载波间干扰(ICI)和/或符号间干扰(ISI)。这例如在两个用户在相邻的频带中被接收但其定时没有准确对准的情况下可能发生。在这种情况下，来自相邻频率的(子)载波彼此串扰。对于这种情况，接收器310可以包括干扰抑制模块，其可操作以在针对第一和/或至少第二频率块的逆边带抑制滤波操作之前在时域向所接收的多载波信号矢量y应用窗函数。通过向所接收的信号矢量y(例如对应于多载波符号)应用加权窗口，即具有窗口的接收信号的逐元素相乘，例如在符号边缘处产生平滑的幅度降低，效果加倍：
·可以降低干扰功率，
·可能增加自干扰，因为单个子载波与窗的频率响应卷积。
因此，只要由于符号定时的未对准产生的干扰超过加窗产生的自干扰，就可以应用窗函数。
如已经解释的，在两个用户在相邻的频带中被接收但是其定时未准确对准的情况下，所接收的UFMC多载波信号y可以遭受ICI。在这种情况下，来自相邻频率的(子)载波彼此串扰。这一影响与OFDM相比在频率上被集中，因为UFMC的旁瓣水平低得多。因此，根据一些实施例的接收器310可以根据这些干扰频带估计符号并且执行干扰消除(并行或串行)以便去除载波间干扰。也就是说，接收器310可以包括干扰消除模块，其可操作以估计与相邻频带的多载波信号对应的传输信号并且使用估计信号用于感兴趣的多载波信号中的干扰消除。出于这一目的，可以使用众所周知的并行或串行多用户检测(MUD)或联合检测概念。
在一个或多个实施例中，接收器310还可以包括用于对所接收的UFMC多载波信号y或其经滤波的的第一和至少第二频率块中的多个信号层解码的装置。从而，多个信号层可以对应于不同的码分多址(CDMA)或交织多址(IDMA)层。也就是说，UFMC多载波信号的每个子载波(即每个数据符号di,j(i＝1…p；j＝1…ni))可以传达多个码分和/或交织复用用户的信息。首先，可以由上述接收器实施例的解决方案之一生成符号估计。在多层传输(具有CDMA或IDMA组成)的情况下，那些初始符号估计现在是多个信号层的叠加。由于多载波传输已经使多个符号的传输并行化并且(大致)去除了符号间干扰，所以不需要任何如Rake接收器等策略。
在类CDMA层的情况下，例如通过形成接收符号的内积以及扩展码c、信道传递函数h和接收滤波器f等的联合影响可能发生解扩，即
在类IDMA层的情况下，可以对软比特执行接收器策略以对层并行解码，如LiPing、Lihai Liu、Leung,W.K.的“A simple approach to near-optimal multiuserdetection:interleave-division multiple-access”，IEEE WCNC 2003.2003年3月中描述的基本符号估计器(ESE)那样。
先于所描述的接收器处理步骤，通常需要信道知识，除非使用差分调制等。类似于OFDM，UFMC可以插入导频资源元素，例如在时间和频率上散布，其中插入已知的传输符号。例如选择具有恒定幅度、零自相关(CAZAC)属性的导频符号序列可以是有利的，因此使用例如Zadoff-Chu或序列，其可以有助于实现准确的时间和频率估计和同步。建议导频符号应用如图5或6的实施例中的处理链，从而执行频域处理，可选地使用时域预滤波。图5的实施例的例示，等式(11)包含子载波符号估计作为来自Ysingle的已均衡频率响应。查看等式(11)中的特定子载波n，得到下式：
其中FFD(n)表示子载波n处相关边带抑制滤波器106的频率响应，表示针对子载波n的信道估计，Ysingle(n)表示频域的子载波n的接收信号。
因此，可以基于已知的导频符号SPilot(n)、已知的滤波器频率响应FFD(n)和所观察到的子载波接收值Ysingle(n)，根据下式来计算针对单个资源元素的原始(raw)信道估计：
因此，接收器310可以包括信道估计器，其可操作以基于多载波信号中所包括的一个或多个已知导频信号的傅里叶变换SPilot(n)并且基于针对包括子载波n的频率块的边带抑制滤波器FFD(n)，确定发送器100与接收器310之间的物理通信信道的子载波特定的估计
与OFDM相比较，进行不同的处理(例如根据图5的实施例)以实现频域接收符号；然后另外地考虑到滤波的影响。在经由等式(17)获得原始信道估计之后，可以应用根据OFDM已知的每个最后的处理。例如，在OFDM也使用这些原始信道估计的情况下(其仅补偿导频符号的影响)，时间和频率维度的二维维纳滤波可以与OFDM一致。
本文中所呈现的实施例可以提供用于新颖的OFDM通用扩展的有效的接收器架构实现，其适合用于5G，例如在分段频带操作、异步系统、对振荡器的放松要求等中。因此，其可以提供未来5G物理层的基础。
在一些实施例中，接收器处理仍然可以基于频域FFT。接收时间窗使得零被附加至下一个二的幂，执行FFT，其中每隔一个频率值对应于一个子载波主瓣。类似于OFDM，可以使用单抽头每子载波频域均衡器，其均衡无线电通道和相应子带滤波器的联合影响。这产生与OFDM类似的复杂性级数。在执行FFT之前，可以应用时间加窗功能。时间加窗对应于频域卷积，因此，感兴趣用户的子载波相应被加宽。另外，可以减弱感兴趣用户的通带内的干扰用户的带外发射。因此，通过高度同步，干扰在应用窗口时由于感兴趣用户的自干扰而恶化，然而通过宽松的时间同步性，业务间干扰的降低是主导，从而使得整个性能改进。
另外的但是更复杂的选项是使用时域(TD)线性接收器(例如MMSE)，其能够抑制载波间干扰。这里吸引人的妥协是使用这一TD接收器仅用于分配频带的边缘处的几个载波并且经由基于FFT的FD处理处理多数子载波。
UFMC灵活地可用并且可参数化，例如可以存在用户单独的滤波器适配，其适合大规模的传播条件，如延迟扩展。
与FBMC相比，很多FBMC缺陷可以通过UFMC来避免，但是以稍微更小的旁瓣抑制能力为代价。因此，其是令人感兴趣的5G波形候选技术。
描述和附图仅说明本发明的原理。因此应当理解，本领域技术人员能够设想各种协商，这些协商虽然在本文中没有明确描述或示出，然而实施本发明的原理并且被包括在其精神和范围内。另外，本文中给出的所有示例在原则上在表达上意图仅用于解释目的以帮助读者理解本发明的原理以及发明人贡献的发展本领域的概念，并且应当被理解为不限制这样的具体给出的示例和条件。另外，本文中的所有给出本发明的各个原理、方面和实施例的陈述及其具体的示例意图包括其等同方案。
功能块应当分别被理解为包括被适配用于执行某个功能的电路系统的功能块。因此，“用于做某事的装置”也可以理解为“被适配用于或者适合用于做某事的装置”。被适配用于执行某个功能的装置因此不暗示这样的装置必须执行上述功能(在给定时刻)。
附图中示出的各个元素的功能(包括任何功能块)可以通过诸如“处理器”、“控制器”等专用硬件以及能够与适当的软件相关联地执行软件的硬件的使用来提供。另外，本文中描述为功能块的任何实体可以对应于或者被实现为“一个或多个模块”、“一个或多个设备”、“一个或多个单元”等。在由处理器提供时，功能可以由单个专用处理器、由单个共享处理器、或者由多个单独的处理器(其中一些可以被共享)来提供。另外，术语“处理器”或“控制器”的明确使用不应当被理解为排他性地指代能够执行软件的硬件，而是可以隐含地包括而非限制为数字信号处理器(DSP)硬件、网络处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、用于存储软件的只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、非易失性存储装置。也可以包括其他传统的和/定制的硬件。
本领域技术人员应当理解，本文中的任何框图表示实施本发明的原理的说明性电路系统的概念图。类似地，应当理解，任何流程图表、流程图、状态过度图、伪码等表示可以基本上用计算机可读介质来表示并且因此可以由计算机或处理器来执行的各种处理，不管这样的计算机或处理器是否明确示出。
另外，以下权利要求从而被包括在具体实施例中，其中每个权利要求可以独立作为单独的实施例。虽然每个权利要求可以独立作为单独的实施例，然而应当注意——虽然从属权利要求可以在权利要求中指代与一个或多个其他实施例的具体组合——然而其他实施例也可以包括从属权利要求与每个其他从属权利要求的主题的组合。这样的组合在本文中被提出，除非指出没有意图具体的组合。另外，意图还将某个权利要求的特征包括到任何其他独立权要求中，即使这一权利要求没有直接取决于独立权利要求而做出。
还应当注意，说明书或权利要求中公开的方法可以用具有用于执行这些方法的相应步骤中的每个步骤的装置的设备来实现。
另外，还应当理解，说明书和权利要求中公开的多个步骤或功能的公开不应当被理解为在具体顺序的范围内。因此，多个步骤或功能的公开不将其限制为特定顺序，除非这样的步骤或功能出于技术原因不可互换。另外，在一些实施例中，单个步骤可以包括或者可以分为多个子步骤。这样的子步骤可以被包括在这一单个步骤的公开中并且是其部分，除非明确地被排除。

Claims (15)

1.一种用于接收无线多载波信号的接收器(310)，所述无线多载波信号包括所述多载波信号的频带内的多个子载波，所述接收器包括：
滤波器模块(320)
被配置成针对所述多载波信号的所述频带内的第一频率块执行逆边带抑制滤波操作，所述第一频率块包括子载波的第一群组，子载波的所述第一群组对应于所述多载波信号的至少一个第一物理资源块，所述第一频率块利用在发送器(100)处的用于所述第一频率块外部的边带抑制的第一频率块特定的边带抑制滤波器(106-1)被滤波，以及
被配置成针对所述多载波信号的所述频带内的至少第二频率块执行逆边带抑制滤波操作，所述第二频率块包括子载波的第二群组，子载波的所述第二群组对应于所述多载波信号的至少一个第二物理资源块，所述第二频率块利用在所述发送器处的用于所述第二频率块外部的边带抑制的第二频率块特定的边带抑制滤波器(106-2)被滤波。
2.根据权利要求1所述的接收器(310)，其中所述滤波器模块(320)包括线性滤波器(322；324；326)，所述滤波器(322；324；326)取决于传输信道，所述传输信道对应于以下各项的级联：在发送器(100)处的离散傅里叶变换(DFT)，针对所述第一频率块和/或至少所述第二频率块的、在所述发送器(100)处的边带抑制滤波器(106)，以及所述发送器(100)与所述接收器(310)之间的物理通信信道(305)。
3.根据权利要求2所述的接收器(310)，其中所述线性滤波器(322；324；326)为包括以下各项的组中的一个滤波器：匹配滤波器、迫零滤波器和最小均方误差(MMSE)滤波器。
4.根据权利要求1所述的接收器(310)，其中所述滤波器模块(320)耦合到非线性最大似然检测器，所述非线性最大似然检测器用于基于所述第一频率块的第一传输信号的多个经滤波的假设来检测所述第一传输信号和/或用于基于所述第二频率块的第二传输信号的多个经滤波的假设来检测所述第二传输信号。
5.根据权利要求4所述的接收器(310)，其中所述非线性最大似然检测器被配置成对所接收的多载波信号的不同的经逆边带抑制滤波的频率块连续地操作。
6.根据权利要求1所述的接收器(310)，包括傅里叶变换模块(404)，所述傅里叶变换模块(404)被配置成将所述多载波信号从时域变换到频域，
其中所述滤波器模块(320)被配置成在频域针对所述第一频率块和所述至少第二频率块执行所述逆边带抑制滤波操作。
7.根据权利要求6所述的接收器(310)，其中所述接收器(310)被配置成向长度为N+L-1的所接收的时域多载波信号矢量附加N-L+1个零，其中N为在所述多载波信号的发送器(100)处执行的离散傅里叶逆变换(102)的长度，L为所述发送器(100)处的边带抑制滤波器(106)的长度，
其中所述傅里叶变换模块(404)被配置成对与长度2N对应的经附加的时域多载波信号矢量执行快速傅里叶变换(FFT)，并且在所述快速傅里叶变换之后，每隔所获得的频率信号矢量的一个样本丢弃一个样本。
8.根据权利要求6所述的接收器(310)，其中所述滤波器模块(320)包括每子载波均衡滤波器(408)，所述每子载波均衡滤波器(408)用于在时域并且按照子载波对与针对相应频率块的边带抑制滤波操作(106)和所述发送器(100)与所述接收器(310)之间的针对相应子载波的物理通信信道(305)的级联对应的传输信道进行均衡。
9.根据权利要求1所述的接收器(310)，其中所述滤波器模块(320)被配置成在时域针对所述第一频率块以及所述至少第二频率块，根据所述逆边带抑制滤波操作来单独地对所述多载波信号进行滤波(702-1；702-p)，以获得第一经滤波的多载波信号和第二经滤波的多载波信号(703-1；703-p)，并且
其中所述接收器(310)包括被配置成将所述第一经滤波的多载波信号和所述第二经滤波的多载波信号(703-1；703-p)单独地变换到频域并且丢弃在感兴趣的相应频率块外部的子载波的傅里叶变换模块(704-1；704-p)。
10.根据权利要求1所述的接收器(310)，其中所述接收器(310)包括干扰抑制模块，所述干扰抑制模块可操作以在针对所述第一频率块和/或至少所述第二频率块执行所述逆边带抑制滤波操作之前在时域向所接收的多载波信号矢量应用窗函数。
11.根据权利要求1所述的接收器(310)，其中所述接收器(310)包括干扰消除模块，所述干扰消除模块可操作以估计对应于相邻频带的多载波信号的所传输的信号并且使用所估计的信号以用于所述多载波信号中的干扰消除。
12.根据权利要求1所述的接收器(310)，其中所述接收器(310)包括用于解码所接收的和经滤波的第一频率块和至少第二频率块中的多个信号层的装置，其中所述多个信号层对应于不同的码分多址(CDMA)或交织多址(IDMA)层。
13.根据权利要求1所述的接收器(310)，包括信道估计器，所述信道估计器可操作以基于所述多载波信号中所包括的一个或多个已知的导频信号的傅里叶变换并且基于针对包括所述子载波的所述频率块的所述边带抑制滤波器(106)来确定发送器(100)与所述接收器(310)之间的物理通信信道的子载波特定的估计。
14.一种用于接收无线多载波信号的方法，所述无线多载波信号包括所述多载波信号的频带内的多个子载波，所述方法包括：
针对所述多载波信号的所述频带内的第一频率块执行逆边带抑制滤波操作(320)，所述第一频率块包括子载波的第一群组，子载波的所述第一群组对应于所述多载波信号的至少一个第一物理资源块，所述第一频率块利用在发送器(100)处的用于所述第一频率块外部的边带抑制的第一频率块特定的边带抑制滤波器(106-1)被滤波，以及
针对所述多载波信号的所述频带内的至少第二频率块执行逆边带抑制滤波操作(320)，所述第二频率块包括子载波的第二群组，子载波的所述第二群组对应于所述多载波信号的至少一个第二物理资源块，所述第二频率块利用在所述发送器处的用于所述第二频率块外部的边带抑制的第二频率块特定的边带抑制滤波器(106-2)被滤波。
15.一种多载波通信系统，包括：
发送器，包括：
用于将无线多载波信号的频带内的子载波分组成所述频带内的、包含所述子载波的第一群组的第一频率块以及所述频带内的、包含所述子载波的至少第二群组的至少第二频率块的装置，所述子载波的所述第一群组对应于所述多载波信号的至少一个第一物理资源块，所述子载波的所述第二群组对应于所述多载波信号的至少一个第二物理资源块；
用于所述第一频率块外部的边带抑制的第一滤波装置，其中所述第一滤波装置被配置成提供所述第一频率块的多载波符号，所述第一频率块的所述多载波符号在所述第一群组的每个子载波上具有在时间上的软过渡，以及
用于所述至少第二频率块外部的同时的且单独的边带抑制的至少第二滤波装置，其中所述第二滤波装置被配置成提供所述第二频率块的多载波符号，所述第二频率块的所述多载波符号在所述第二群组的每个子载波上具有在时间上的软过渡；
接收器(310)，包括：
滤波器模块(320)，可操作以针对所述第一频率块和至少第二频率块执行逆边带抑制滤波操作。
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