TW201536008A - 用於多載波信號之接收器及接收方法 - Google Patents

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Abstract

本發明的實施例係關於用於接收多載波信號之接收器(310)。該多載波信號包含第一頻率方塊，具有第一群組的次載波，該第一頻率方塊係以用於該第一頻率方塊外部的旁頻帶抑制之第一頻率方塊特定旁頻帶抑制濾波器(106-1)進行濾波化；及至少一第二頻率方塊，包括第二群組的次載波，該第二頻率方塊係以用於該第二頻率方塊外部的旁頻帶抑制之第二頻率方塊特定旁頻帶抑制濾波器(106-2)進行濾波化。該接收器(310)包含濾波器模組(320)，可操作用以執行用於該第一和至少該第二頻率方塊之反向旁頻帶抑制濾波器操作。

Description

用於多載波信號之接收器及接收方法
本發明的實施例廣泛地有關通信系統，且更特別的是，利用多載波信號之通信系統。
這段落介紹可以幫助促進本發明的更佳了解之態樣。因此，本段落的敘述將從這個角度進行閱讀，且將不被了解為關於什麼在先前技術中和什麼不在先前技術中的認可。
每隔幾年，無線蜂巢式通信就被更新。雖然移到第二代(2G)已是迫切的技術，亦即，轉換到數位信號處理，轉換到3G(資料、網際網路接取)和4G(視頻)已是高程度迫切的服務。可達到的資料率已顯著地成長從數個kbit/s(全球行動通信系統，GSM，的初期)直到數百kbit/s(GSM增強資料率演進，EDGE)用於2G。以高速下行鏈路封包存取(HSDPA)，3G的最新實體，3G的初期已達到數百kbit/s增加到42Mbit/s(至少理論上)。實際上，4G係使用多載波技術，擴展達到數百 Mbit/s(長期演進，LTE)，它的進化LTE推移在接近Gbit/s區之水平。
多載波信號提供大量的變通性。當針對可擴充射頻訊框結構時，這變通性是非常有吸引力。亦有為何多載波信號令人滿意之自然且實體的解釋。無線傳播通道係線性時間不變量(LTI)-約在一多載波符號的期間之上。LTI系統保存正弦信號作為本徵函數。正弦信號係一基本建構區塊的多載波調變信號。當它來到解調和均衡時，這導致好的特性。
多載波調變的一顯著缺點係峰值對均值功率比(PAPR)，但有如同離散傳立葉轉換(DFT)預編碼之方法，該預編碼與正交分頻多工(OFDM)一起使用以建立單載波分頻多工(SC-FDMA)，在多載波信號的範圍之外，其使PAPR下降。
OFDM是今天佔優勢的多載波技術。它的環字首(CP)容許通道的線性卷積轉換成循環卷積，因此非常優雅地處理多路徑傳播，在CP的附加費用的代價，典型地在5至25%的範圍。只要OFDM係以全時且頻率同步方式予以使用，這是非常有吸引力的。
5G系統將帶來新的裝置類別和新的流量類型，例如，驅自物聯網(IoT)。放鬆同步性將考慮到降低用於大量機器的痛苦費用。自主性定時提前(ATA)可被使用。ATA這裡指的是開環定時控制方法，其中行動終端本身同步化在下行鏈路接收信號上，例如，使用引導符 號和/或同步序列，且自主性地改正它的定時，例如，基於所支援單元尺寸的知識等等。此外，當例如振盪器要求可被放鬆時，低檔裝置可以較低廉的價格製成，其用於例如LTE係非常嚴格的。在上面，朝向更高載波頻率之趨勢，就像毫米波，致使同一相對的載頻振盪器(CFO)要求將導致基帶中所觀察到之更大的絕對頻移、相位抖動等等。
增強的穩健性及嚴格時間和頻率對準的放鬆之需求並未適當地與OFDM一起相配。在OFDMA上行鏈路中，當分配到相鄰頻率之裝置具有定時和頻率偏移時，失去正交性以及產生載波間干擾(ICI)，降低了整體系統效能。由於OFDM符號的矩形視窗時域，次載波頻譜係由辛克函數(sinc-function)形成，其具有比較高的旁瓣位準。僅用嚴格的時間和頻率對準，當頻譜次載波位準的零與其它次載波的最大值一起下降時，OFDM可以是有吸引力的。
對於OFDM之現存多載波選擇針對減少的頻譜旁瓣位準，使它們讓例如具有非同步使用者之上行鏈路FDMA和分段頻譜中的操作更有吸引力。濾波器組為基多載波(FBMC)正在使用附加的每次載波脈波成形濾波器，典型地具有超過一個多載波符號的長度。那些濾波器提供非常強的旁瓣抑制且可以有效率地執行於多相位濾波器組中。CP費用可被避免。由於長的濾波器長度，FBMC最好係與具有後續的符號重疊之偏移-QAM(OQAM)一 起使用，然而係透過交替地使用符號的實部和虛部予以正交化。FBMC的缺點在於，由於OQAM，它是例如不相容於各種的多輸入多輸出(MIMO)。而且，由於濾波器的“斜升”和“斜降”時間，長的濾波器長度使短脈衝效率低下。短脈衝對於高能效的MTC將是重要的。這裡，另一現存的多載波信號格式拉攏：廣義分頻多工(GFDM)。這是類似於具有次載波導向的脈波成形之FBMC，但使用如同咬尾(具有濾波器的循環卷積取代線性卷積)的方法，以吸引用於短脈衝。它的缺點為，重疊的次載波和因此通常比較上複雜的接收器。濾波的OFDM，因此使OFDM濾波在整個頻帶上，係已知並使用一段時間以減少帶外輻射。
這是值得提供更多的多載波選擇給OFDM。
在以下概要中可進行一些簡化，其想要強調並介紹各種示範性實施例的一些態樣，但這種簡化不是要限制本發明的範圍。較佳示範性實施例的詳細說明適於使熟悉此項技術者進行並使用，本發明概念將接續在以下段落中。
實施例提議用於嶄新多載波信號格式之接收器方案，其在全部說明書中將稱為通用濾波多載波(UFMC)。UFMC可詮釋為FBMC和濾波OFDM的普遍化。雖然前者使每一次載波濾波化以及後者使全部頻帶濾 波化，UFMC使多個次載波的方塊濾波化。
因此，實施例提供對應於發送器之接收器用於調節多載波信號(UFMC信號)。對應的發送器包括將多載波信號的次載波分組成含有第一群組的該等次載波之第一頻率方塊和含有第二群組的該等次載波之至少一第二頻率方塊之機構。發送器進一步包括用於該第一頻率方塊外部的旁頻帶抑制之第一濾波機構和用於該第二頻率方塊外部的同步且分開的旁頻帶抑制之至少第二濾波機構。在無線電通信中，旁頻帶係高於或低於載波或中央頻率之頻率的頻帶，含有由於調變過程之功率。旁頻帶係由調變信號的所有傅立葉分量組成，除了載波或中央頻率。第一頻率方塊的旁頻帶可能妨礙鄰接通道，例如第二頻率方塊。將重疊鄰接通道之第一頻率方塊的旁頻帶的部分係由第一濾波機構所抑制。同樣適用於第二頻率方塊的旁頻帶。
相應地，接收器的實施例充當接收該(UFMC)多載波信號。所接收之多載波信號包含第一頻率方塊。第一頻率方塊包括第一群組的次載波。在發送器，第一頻率方塊已經以用於該第一頻率方塊外部的旁頻帶抑制之第一頻率方塊特定旁頻帶抑制濾波器進行濾波化。再者，多載波信號包含第二頻率方塊。第二頻率方塊包括第二群組的次載波。在發送器，第二頻率方塊已經以用於該第二頻率方塊外部的旁頻帶抑制之第二頻率方塊特定旁頻帶抑制濾波器進行濾波化。在實施例中，接收器包含濾波器模組，可操作或配置用以執行用於所接收之多載 波信號中所包括之該第一和至少該第二頻率方塊之反向(或相反)旁頻帶抑制濾波器操作。因此，“反向”可被瞭解到，接收器的濾波器模組，從而其脈衝回應，係適合或匹配發送器的第一和第二旁頻帶抑制濾波機構。
在實施例中，接收器的濾波器模組可相當於任何濾波單元、濾波器單元、無線電頻率濾波器、等等。因此，在實施例中，濾波器模組可含有：輸入，用於所接收的多載波信號或其一部分，其含有第一和至少第二頻率方塊；運算，其使具有濾波器特性之信號濾波化，其分別適於第一和至少第二頻率方塊的頻率位置；及輸出，用於所濾波的信號。在一些實施例中，濾波器模組可依據電腦程式和/或執行電腦程式之硬體組件予以實施，諸如DSP、ASIC、FPGA或任何其它處理器。
在一或數個實施例中，接收器的濾波器模組可包含一或數個線性濾波器。線性濾波器處理時變輸入信號以產生輸出信號，受到線性的約束。因此，接收器的一或數個線性濾波器可能取決於UFMC發送器和接收器之間的傳輸通道。在實施例中，傳輸通道可相當於所執行之一或數個反向離散傅立葉轉換(IDFT)以獲得在發送器之多載波信號、在發送器之一或數個旁頻帶抑制濾波器用於第一和/或至少第二頻率方塊、及發送器和接收器之間的實體通信通道的串聯。在實施例中，實體通信通道可以是例如無線電衰落通道。該一或數個線性濾波器可以由一或數個濾波器係數矩陣予以表示，其可應用到表示多載波信號 之所接收的信號向量。
例如，該一或數個線性濾波器可以是由匹配的濾波器、迫零(ZF)濾波器、和最小均方誤差(MMSE)濾波器所組成之群組中的一者。在信號處理中，匹配的濾波器係透過使已知信號或樣本與未知信號(所接收的多載波信號)相關聯而獲得以檢測未知信號中樣本的存在。這是相等於使未知信號與共軛時間相反版本的樣本卷曲(亦即，旁頻帶抑制濾波器)。迫零濾波器指的是使用於應用傳輸通道的頻率回應的反向之通信系統中之線性濾波運算的形式。MMSE濾波器使應變數的配適值的均方誤差(MSE)最小化，其係估計器品質的一般基準。
選擇性地，接收器的濾波器模組可以耦合到或包括於非線性最大可能性(ML)檢測器中，用以基於(所接收的多載波信號和)第一發送信號的複數濾波假設來檢測該第一頻率方塊的該第一發送信號，及/或用以基於(所接收的多載波信號和)第二發送信號的複數濾波假設來檢測該第二頻率方塊的該第二發送信號。這裡，亦可考慮屬於鄰接有興趣的頻率方塊之次載波之信號的濾波假設，取決於該第一和/或該第二頻率方塊的旁頻帶抑制濾波器的邊緣的陡度。
在一些實施例中，非線性最大可能性檢測器可配置用以連續地操作在所接收之多載波信號的不同的“反向”或“相反”旁頻帶抑制濾波頻率方塊以降低接收器複 雜性。
在一或數個實施例中，接收器可包含傅立葉轉換模組，其係配置用以將所接收之多載波信號自時域轉換成頻域。在實施例中，傅立葉轉換模組可相當於任何履行單元、執行單元、處理單元、等等。這裡，在實施例中，傅立葉轉換模組可含有：輸入，用於所接收的時域多載波信號，其含有第一和至少第二頻率方塊；運算，其執行傅立葉轉換；及輸出，用於所濾波的時域信號。在一些實施例中，執行傅立葉轉換可依據電腦程式和執行電腦程式之硬體組件予以實施，諸如DSP、ASIC、FPGA或任何其它處理器。
這裡，接收器的濾波器模組可配置用以執行頻域中該第一和該至少第二頻率方塊之反向旁頻帶抑制濾波器(或至少其數部分)。為該目的，接收器可配置用以將N-L+1個零附加到接收之長度N+L-1的時域多載波信號向量，其中N代表執行在多載波信號的發送器之反向離散傅立葉轉換(DFT)以及L代表在發送器之旁頻帶抑制濾波器的長度。在實施例中，接收器的濾波器模組可配置用以執行快速傅立葉轉換(FFT)在對應於2N的長度之附加的時域多載波信號向量以及，在傅立葉轉換之後，拋棄所獲得之頻域多載波信號向量的每一第二樣本。
選擇性地，接收器的濾波器模組可包含每一次載波均衡濾波器，用於在頻域和每一次載波中使發送器和接收器之間的全部通信通道均衡化。全部通信通道均衡 化可相當於用於各別頻率或次載波方塊之(發送側)旁頻帶抑制濾波器操作和用於發送器和接收器之間的各別次載波之實體通信通道的串聯。
在一些實施例中，接收器的濾波器模組可在時域中依據第一頻率方塊的反向旁頻帶抑制濾波器操作以及依據至少第二頻率方塊的反向旁頻帶抑制濾波器操作使所接收之多載波信號分開地濾波化以獲得第一和第二濾波多載波信號。接收器可包含傅立葉轉換模組，其係配置用以將第一和第二濾波多載波信號分開地轉換成頻域且拋棄有興趣的各別頻率方塊外部之次載波用於進一步的處理。
選擇性地，該接收器可包含干擾抑制模組，可操作用以在執行該第一和/或至少該第二頻率方塊之該(至少部份地)反向的旁頻帶抑制濾波器操作之前，將視窗函數應用到該時域中所接收之多載波信號向量。因此，視窗函數可理解為一些選定區間外部為零值之數學函數。例如，間隔內部為常數而其它為零之函數稱為矩形視窗。當另一函數或波形/資料序列與視窗函數相乘時，乘積亦為零值在間隔外部：所有其餘的為它們重疊的部分；“看穿視窗”。在典型應用中，雖然同樣地可使用矩形、三角形、和其它函數，所使用的視窗函數係非負的平滑“鐘形”曲線。
在一或數個實施例中，該接收器可包含干擾取消模組，可操作或配置用以估計對應於鄰接頻帶的多載波信號(或其部分)之所發送的信號並用以在有興趣的頻 帶中將所估計的信號使用於該多載波信號中的干擾取消。在這種實施例中，可利用例如多使用者檢測(MUD)技術。
選擇性地，該接收器可包含用於使所接收並濾波之該第一和至少該第二頻率方塊中的多信號層解碼之機構。因此，該多信號層可相當於不同的碼分多重存取(CDMA)或交插分多重存取(IDMA)層，利用於該UFMC多載波信號的該第一和/或至少該第二頻率方塊的該等次載波中。
在一些實施例中，該接收器可包含通道估計器，可操作或配置用以決定該發送器和該接收器之間的實體通信通道的次載波特定估計。該次載波通道特定估計可基於含於該多載波信號中之一或數個引導信號的傅立葉轉換以及基於包含該各次載波的該頻率方塊之該旁頻帶抑制濾波器予以決定。因此，至於通道估計，一構想是發現所接收信號的頻域表示，以除了引導符號振幅還補償UFMC濾波器頻率回應，以及用從例如OFDM得知之所有可用通道估計器來處理這第一原始通道估計。
依據進一步態樣，實施例亦提供一種用於接收(UFMC)多載波信號之方法。該多載波信號包含第一頻率方塊，包括第一群組的次載波，該第一頻率方塊係以用於該第一頻率方塊外部的旁頻帶抑制之第一頻率方塊特定旁頻帶抑制濾波器進行濾波化。此外，該多載波信號包含至少第二頻率方塊，包括至少第二群組的次載波，該第 二頻率方塊係以用於該第二頻率方塊外部的旁頻帶抑制之第二頻率方塊特定旁頻帶抑制濾波器進行濾波化。該方法包含執行用於該第一和該至少第二頻率方塊之至少部分反向的旁頻帶抑制濾波器操作。
一些實施例包含安裝在發送器/接收器內之數位電路系統用於執行各別的方法。這種數位電路系統，例如，數位信號處理器(DSP)、網路處理器、現場可程式閘陣列(FPGA)、特定應用積體電路(ASIC)、或通用的處理器，因此需要程式化。這裡，進一步實施例亦提供一種具有程式碼之電腦程式，用於在該電腦程式係執行在電腦或可程式硬體裝置上時，履行該方法的實施例。
因此，實施例提供數個不同的可變通且伸縮的接收器鏈實現用於解調UFMC信號。那些接收器鏈(具有它們的次變數)可涵蓋用於UFMC信號接收之許多有吸引力的方法。因此，提議的接收器包括純時域處理：線性和非線性。它們的複雜性使它們特別地吸引用於小數量的次載波。實施例亦提供幾乎低的如同OFDM之複雜性。再者，實施例包括時域預處理，接著為頻域處理，其相較於純頻域處理可隨著複雜性之適度增加，提供附加的性能增益。
102-p‧‧‧處理單元
104-p‧‧‧第一時域信號
106-p‧‧‧帶通濾波器
108-p‧‧‧時域信號
106-i‧‧‧帶通濾波器
702-p‧‧‧每一次頻帶接收濾波
703-p‧‧‧第二濾波多載波信號
704-i‧‧‧膜組
d 1‧‧‧第一資料符號向量
d 2‧‧‧資料符號向量
V i ‧‧‧IDFT-矩陣
d i,j ‧‧‧(QAM)資料符號
N x n i ‧‧‧維數
F i ‧‧‧托波力茲矩陣
q‧‧‧均衡向量
100‧‧‧示範性發送器
102-2‧‧‧處理單元
102-1‧‧‧處理單元
104-2‧‧‧第一時域信號
104-1‧‧‧第一時域信號
106-2‧‧‧帶通濾波器
106-1‧‧‧帶通濾波器
106‧‧‧旁頻帶抑制濾波器
108-2‧‧‧時域信號
108-1‧‧‧時域信號
109‧‧‧UFMC多載波信號
110‧‧‧後端處理單元
202‧‧‧OFDM信號格式
204‧‧‧UFMC信號格式；頻譜
300‧‧‧通信系統
305‧‧‧通信通道
310‧‧‧接收器
320‧‧‧濾波器模組
322‧‧‧通道匹配
324‧‧‧反向次載波方塊濾波
326‧‧‧DFT解展頻
402‧‧‧方塊
404‧‧‧FFT模組
406‧‧‧模組
408‧‧‧每一次載波標量均衡器
602‧‧‧時域預處理
702-2‧‧‧每一次頻帶接收濾波
702-1‧‧‧每一次頻帶接收濾波
703-2‧‧‧第二濾波多載波信號
703-1‧‧‧第二濾波多載波信號
以下將僅經由實例敘述設備和/或方法的一些實施例，其中： 圖1解說示範性UFMC發送器的方塊圖；圖2a顯示有關OFDM和UFMC的單頻方塊之頻譜的比較；圖2b解說OFDM和UFMC比較的性能結果；圖3顯示UFMC通信系統的示意方塊圖；圖4解說線性UFMC接收器的示意方塊圖；圖5解說頻域UFMC接收器的示意方塊圖；圖6解說具有時域預處理之頻域UFMC接收器的示意方塊圖；及圖7解說具有次頻帶特定時域預處理之頻域UFMC接收器的示意方塊圖。
現將參照其中解說一些實例實施例之附圖更完全地描述各種實例實施例。在圖式中，線、層和/或區域的厚度可能為清楚起見而過大。
因此，雖然實例實施例能夠有各種修正和替代形式，其實施例係經由圖式中的實例予以顯示且將在文中詳述。應了解的是，然而，沒有意圖將實例實施例限制於所揭示的特殊形式，但相反地，實例實施例將涵蓋屬於本發明的範圍內之所有的修正、等效物和選擇性。相同的數字指的是圖式的全部說明中之相同或類似元件。
將了解的是，當一元件被視為“連接”或“耦合”到另一元件時，它可直接地連接或耦合到另一元件或介入 元件可以存在。相比之下，當一元件被稱為“直接地連接”或“直接地耦合”到另一元件時，沒有介入元件存在。用來說明元件間的關係之其它字應以相同方式予以詮釋(例如，“在...之間”對“直接地在...之間”、“鄰接”對“直接地鄰接”、等等)。
文中所使用的術語僅係用於說明特殊實施例的目的，且不意圖限制實例實施例。如文中所用的，單數形式“一(a)”、“一(an)”和“這(the)”意圖用以同樣地包括複數形式，除非上下文中另有清楚指示。將進一步了解的是，術語“包含(comprises)”、“包含(comprising)”、“包括(includes)”和/或“包括(including)”在使用於文中時指定所述的特徵、整數、步驟、操作、元件和/或組件的存在，但不排除一或數個其它特徵、整數、步驟、操作、元件、組件和/或其群組的存在或增加。
除非另有界定，文中所使用的所有術語(包括技術和科學術語)具有實例實施例所屬之如熟悉此項技術者所共同瞭解之相同意義。將進一步了解的是，術語，例如，一般使用的字典中所界定的術語，應被詮釋為具有與相關技術的上下文中之它們的意義一致之意義，且將不會以理想化或過度正式的意思予以詮釋，除非文中另有明確定義。
圖1示意地解說用於依據實施例調節UFMC多載波信號之示範性發送器100的方塊圖。
示範性發送器100的特徵是頻率方塊導向的 IDFT(IDFT=反向離散傅立葉轉換)。也就是說，資料符號d i,j (i=1...p；j=1...n)係調變至p個群組上(或頻率方塊)，每一群組包含n個次載波。注意的是，每一頻率方塊(亦稱為次頻帶)之次載波的數量可以相互偏離。每一頻率方塊i係透過頻率方塊特定的IDFT模組102-1、102-2、...、102-p自頻域轉換到時域以獲得時域信號104-1、104-2、...、104-p，其然後透過頻率方塊特定的旁瓣抑制(帶通)濾波器106-1、106-2、...、106-p各別地予以各別地濾波。濾波的時域信號108-1、108-2、...、108-p然後結合到UFMC多載波信號109，並自基帶轉換到射頻(RF)域。注意的是，穿過圖1中所示的處理單元之處理功能的分割不是關鍵性的，且，如熟悉此項技術者可以瞭解到的，處理單元的數量、處理功能的數量、和處理功能對處理單元的分配可以變化而不會背離實施例的範圍。
示範性發送器100的處理功能可以分成第一群組的處理單元102-1、102-2、...、102-p和第二群組的帶通濾波器106-1、106-2、...、106-p。所發送的複合值時域信號向量X的數學敘述可例如透過以下方程式予以給定： 其中p：頻率方塊的數量(諸如LTE PRB的數量)，F i ：頻率方塊的數字i之所謂的托波力茲矩陣(Toeplitz matrix)，其含有帶通FIR濾波器(FIR=有限脈衝回應)用於使頻率方塊的字i濾波化，V i ：頻率方塊的數字i之複合值矩陣用於應用IDFT且用於將資料符號向量d i 映射例如到正弦次載波，d i ：p個頻率方塊(次頻帶)的數字i之資料符號向量。
依據圖1，含有n 1 個資料符號d 1,j (j=1...n 1 )之第一資料符號向量d 1係應用到IDFT處理單元102-1、102-2、...、102-p的群組的第一者102-1用於執行第一IDFT在第一符號向量d 1上。透過按照長度和相位旋轉而適當地選擇各別的IDFT向量，IDFT可包括內插和上轉換。IDFT處理單元102-1產生第一時域信號104-1，其含有形成第一頻率方塊之複數次載波。IDFT可具有n 1 x N的維數，其中n 1係調變用於第一頻率方塊之次載波的數量，以及N係等於理論上使預界定的次載波距離適合整個預界定的頻率範圍(頻帶)之次載波的總數，當該整個預界定的頻率範圍將由次載波所占用時。以同一方式，資料符號向量d 2、...、d p 可以應用至對應進一步的IDFT處理單元102-1、102-2、...、102-p用於執行包括內插和上轉換之進一步IDFT並用於產生進一步的時域信號104-1、104-2、...、104-p，其各含有次載波的頻率方塊。處理單元102-1、102-2、...、102-p能夠致使分開的反向傅立葉轉換用於每一頻率方塊，其係次頻帶或一子集的次頻帶。也就是說，用於每一頻率方塊或次頻帶，編有索引的i、n i 複合正交振幅調變(QAM)資料符號d i,j (i=1...p；j =1...n i )可使用IDFT-矩陣V i 而進行轉換到時域。因此，V i 可以是維數N x n i 且包括依據全部可用頻率範圍內的各別次頻帶位置之反向傅立葉矩陣的相關行。
第一時域信號104-1係提供到帶通濾波器106-1、106-2、...、106-p的群組的第一者106-1，其產生對應於包括n 1個次載波的第一頻率或次載波方塊之第一濾波的時域信號108-1。第一帶通濾波器106-1的帶寬可以適應，使得第一帶通濾波器106-1能夠阻擋並弱化第一頻率方塊的頻率範圍外部之所有頻率組件。以類似方式，進一步的時域信號104-2、...、104-p可以提供給對應進一步的帶通濾波器106-2、...、106-p用於產生進一步的濾波時域信號108-2、...、108-p。帶通濾波器106-i(i=1、...p)各可以由具有維數(N+N filter-1)xN的托波力茲矩陣F i 予以表示，由各別的濾波器脈衝回應組成，能夠致使卷積。
濾波時域信號108-1、108-2、...、108-p可以提供給後端處理單元110，其可配置用以執行所結合的濾波時域信號108-2、...、108-p的基帶對RF轉換。
UFMC的頻率方塊導向濾波帶入附加的變通性且可用來避免FBMC缺點。濾波化各方塊的次載波(例如，LTE術語中之“實體資源方塊”或“次頻帶”)可能導致帶通濾波器106-i(i=1、...p)，其在帶通上比起FBMC頻譜地更寬且因此在時間上更短。這縮短的時間可被使用來降低濾波器長度，例如按照OFDM環字首(CP)的順 序。短脈衝可以上述和分割頻帶中的操作適當地支援。旁瓣抑制現在進入資源(頻率)方塊之間，取代進入次載波之間。時域中濾波器斜上和斜下可提供具有固有軟保護免於符號間干擾(ISI)之符號形狀，以及用於支援例如以ATA不完全時序一致的多存取使用者之穩固性。
圖2a解說OFDM(見參照數字202)對提議的UFMC信號格式(見參照數字204)間的單一實體資源方塊(PRB)或頻率方塊的頻譜的比較。旁瓣位準的降低是明顯的。
圖2b顯示在不同使用者之間的不同時序偏移下，有和無環字首(CP)，UFMC與OFDM的比較之性能結果。解說的是，AWGN通道中之雙使用者相鄰通到干擾方案。特別的是，圖2b顯示所需的Eb/N0用以達成10-3的正交相移鍵控(QPSK)符號誤差率作為樣本中相鄰使用者時間延遲的函數。濾波器106-i(i=1、...p)之選定的UFMC濾波器長度係相同於CP。多載波符號期相當於128個樣本(分別地加上CP(0或15)和濾波器長度-1(15))。使CFO對次載波間距規格化。熟悉通信系統的技術者將理會到，UFMC比起OFDM在頻譜上更為有效率，由於減少保護頻帶和避免使用而後拋棄於接收器中的CP之可能性。
以下，將更加詳述依據UFMC概念之用以接收具有濾波頻率方塊或次頻帶之多載波信號的一些示範性接收器結構。
圖3示意地解說通信系統300，包含用於UFMC信號x的發送器100和對應的接收器310。
包括濾波頻率或次載波方塊之發送的UFMC信號x自發送器100經由通信通道305行進到接收器310，其可以是無線衰減通道於某些實施例中。實體通信通道305可以模式化為包含複合值矩陣H，其包含用於多載波信號x的每一頻率方塊或次頻帶之複合值衰減係數和加性白色高斯雜訊(AWGN)術語。如以上已述，多載波信號x包括含有第一群組的次載波之第一頻率方塊，其中第一頻率方塊已用第一頻率方塊特定旁頻帶抑制濾波器106-1進行濾波化，用於該第一頻率方塊外部的旁頻帶抑制。此外，多載波信號包括至少含有至少第二群組的次載波之第二頻率方塊，其中第二頻率方塊已用第二頻率方塊特定旁頻帶抑制濾波器106-i(i=2、...p)進行濾波化，用於該第二頻率方塊外部的旁頻帶抑制。
依據實施例，多載波信號x之接收器310包含濾波器模組320，其可操作來執行反向旁頻帶抑制用於由接收的多載波信號所包含之該第一和至少該第二頻率方塊。這裡，用詞“反向”可瞭解為接收濾波器操作，其係至少部分地適於或匹配於頻率方塊特定旁頻帶抑制濾波器106-i(i=1、...p)的發送濾波器操作。
上述方程式(1)可透過以下的定義無總和地進行重寫：
這能夠致使過濾器矩陣的行導向堆疊，產生方塊對角化IDFT矩陣以及所有資料符號d i,j (i=1...p；j=1...n i )各別地堆疊成一行。這導致所發送之UFMC多載波信號的以下基帶表示： 導致所接收之UFMC多載波信號的以下基帶表示： 其中y代表在傳播穿過實體通信通道305之後所接收的多載波信號向量，由具有托波力茲(Toeplitz)結構之卷積矩陣H所表示，由時域通道脈衝回應所組構，包括複合高斯(Gaussian)雜訊，用方差σ n 2。
UFMC接收器310的各種實施例係可能的，以下將更加詳述。
依據第一示範性實施例，接收器的濾波器模組320包含線性濾波器。合成的線性時域接收器310或其濾波器模組320可將濾波器權值矩陣W應用到時域接收向量y以獲得資料符號估計。數學上這可以敘述為：
濾波器權值矩陣W可具有系統帶寬中對應於可能次載波的量N之線的數量，且它可具有對應於(反向)傅立葉轉換的長度加上發送旁頻帶抑制濾波器長度之 行的數量。在實施例中，線性濾波器W可取決於發送器100和接收器310之間的全部傳輸通道。全部傳輸通道可相當於在發送器100之各別的IDFT102-1、102-2、...、102-p的串聯，在該接收器用於該第一和/或至少該第二頻率方塊之各別的旁頻帶抑制濾波器106-1、106-2、...、106-p，以及UFMC發送器100和UFMC接收器310之間的實體通信通道305。
在一些實施例中，接收器的線性濾波器W可以是匹配濾波器(MF)矩陣。這MF矩陣可以敘述為：
因為圖4中示意地顯示，由方程式(5)所表示之接收器的線性濾波器可以視為通道匹配322、反向次載波方塊濾波324、和DFT解展頻326的串聯。
替代的是，在一些實施例中，接收器的線性濾波器W可以是迫零(ZF)濾波器矩陣。ZF矩陣可以敘述為： 其中A +代表矩陣A的穆耳-潘洛斯反矩陣(Moore-Penrose-Inverse)。如上，接收器去耦成三個後續階段是可能的。
替代的是，在一些實施例中，接收器的線性濾波器W可以是MMSE/文納(Wiener)濾波器矩陣。MMSE濾波器可以寫為：
依據方程式(5)-(7)之線性濾波器取決於次載波的數量。然而，它們提供亦處理載波間干擾(ICI)之可能性。
接收器310的進一步實施例亦包括非線性時域接收器。在這種實施例中，濾波器模組320可被耦合或包括於非線性最大可能性(ML)檢測器中。這裡，ML檢測器可基於第一發送信號的複數假設，檢測第一頻率方塊的第一發送信號d 1。同樣的是，ML檢測器可基於第二發送信號的複數假設，檢測該至少第二頻率方塊的第二發送信號d 2。也就是說，非線性時域接收器310可測試出所有可能的符號，編有所引數k，映射到不同的次載波，計算合成的第k接收時域信號假設，且可找到將歐式(Euclidean)距離最小化至實際接收的信號y k 之假設，例如，依據：
具有最小距離之假設係對應於最大可能性解決方案之符號估計。
取決於次載波的數量，依據方程式(8)之非線性時域接收器可以是相當複雜的。因此，在一些實施例中，非線性時域接收器可操作次頻帶導向。也就是說，非線性時域接收器可以配置用以連續地操作在所接收之多載波信號y的不同反向旁頻帶抑制的濾波頻率方塊上。搜尋空間的維度可以透過適當的預濾波予以減小。這預濾波可透過以反向的共軛濾波器脈波回應來應用卷積予以完成， 由托波力茲矩陣G所述之濾波器實施線性卷積，其可匹配於UFMC的各別的每一旁頻帶的帶通濾波器106-i(i=1、...p)。注意的是，為可讀性起見，沒有寫在G的索引，但它是次頻帶單獨的濾波器，其自次頻帶改變到次頻帶。例如，用於第一頻率方塊或次頻帶，G可對應於F 1 H，用於第二次頻帶，G可對應於F 2 H，等等。
如從圖2a中所繪製之頻譜204可看到，UFMC的旁瓣位準快速地衰減。至於該搜尋，我們因此僅必須評估可能的符號串聯在有興趣的次頻帶k內且用於所考慮之(次)頻帶k的每一側上之少數鄰接的次載波。該等假設係編有索引數且該搜尋為： 複雜性縮減這裡指的是取代所有在次載波(例如，N=600)上之搜尋(其在多數情況下是不可施行的)，我們可以開始數個平行搜尋(例如，50)在該等次頻帶上(例如，每一次頻帶包括12個次載波)加上臨接載波(例如12+2*3)，其可能仍高度複雜，但強力地減少計算的次數。
在一或數個實施例中，接收器310可附加地或替代地包含傅立葉轉換模組，其係配置用以將所接收之多載波信號y(例如，對應於一符號期)自時域轉換到頻域。也就是說，在一或數個實施例中，接收器處理，包括接收濾波化，可以執行於時域中。所以，濾波器模組320可以配置用以執行反向旁頻帶抑制濾波器操作的至少數部 分，用於頻域中該第一和該至少第二頻率或次載波方塊。在一些實施例中，傅立葉轉換模組可以是可操作來應用快速傅立葉轉換(FFT)在所接收之多載波信號y上，如以下將參照圖5所述。
為了以2的冪次方來應用FFT，依據方程式(3)之接收向量y可以附加有零，一直到下一個2的冪次方達到總長度中，結果是y pad。例如，所接收之UFMC信號以N=1024樣本IDFT和L=80的次頻帶濾波器長度，具有N+L-1=1103個時間樣本的總多載波符號期。下一個2的冪次方為2048。因此，有零的2048-1103=945個樣本可以附加到y以獲得y pad。這可以由方塊402完成。然後，依據以下的方程式，y pad可以透過FFT模組404轉換成頻域：Y double =FFT(y pad ) (10)所得的頻域向量Y double具有比起所需要之雙倍數量的頻率樣品點。因此，Y double的每一第二樣品點可以拋棄於方塊406中，以獲得頻率回應Y single在模組406的輸出。這裡，接收器310可以配置用以附加N-L+1個零到所接收之長度N+L-1的時域多載波信號向量y，其中N為執行在多載波信號的發送器100之反向離散傅立葉轉換(IDFT)，以及L為在發送器100之旁頻帶抑制濾波器106的長度。接收器的傅立葉轉換模組404可以配置用以執行FFT在對應於2N的長度之附加的時域多載波信號向量y pad上。在FFT 404之後，可拋棄所獲得之頻域信號向量Y double的每 一第二樣本。
現在這些處理步驟之後，每一次載波標量均衡器408可被應用，執行均衡向量q和頻率回應Y single的相乘： 其中圓形符號表示阿達瑪(Hadamard)乘積，實施元件導向乘法。均衡向量q照顧由各別頻率方塊特定旁頻帶抑制濾波器106-i(i=2、...p)的頻率回應，包括濾波器延遲相移，以及實體通道H的頻率回應，所謂的通道傳送函數，所造成之所有相迴轉。注意的是，這均衡化係類似於OFDM，具有旁頻帶抑制濾波器106-i(i=2、...p)的附加補償。這裡，在一些實施例中，接收器的濾波器模組320可包含頻域和每一次載波中之每一次載波均衡濾波器408、各別的第i個頻率方塊之對應於旁頻帶抑制濾波器106-i(i=2、...p)的串聯之傳輸通道305、以及發送器100和接收器310之間的各別的第i個次載波之實體通信通道。
在一或數個實施例中，其係示意地解說於圖6和7中，附加的時域預處理602可與頻域處理進行結合。例如，(次)載波頻率偏移所造成之任何相迴轉可先透過模組602預先補償於時域中，例如，透過共軛相位因子估計的元件導向相乘。以下圖6中所述之處理步驟或模組相當於圖5的實施例。
圖7示意地顯示具有後續每一次頻帶處理之 實施例。這裡，在一般時域預處理602(例如，相移補償)之後，每一次頻帶接收濾波702-1、702-2、...、702-p可例如透過使用匹配的濾波器G i (i=1、2、...、p)而應用於時域中。例如，對於第一頻率方塊或次頻帶，濾波器G 1(702-1)可對應於F 1 H，對於第二次頻帶，G 2(702-2)可對應於F 2 H，等等。這裡，濾波器模組320可以配置用以，依據第一頻率方塊(F 1 H)的反向旁頻帶抑制操作以及依據時域中的該至少第二頻率方塊(F 2 H)，分開地濾波化所接收之多載波信號，以獲得第一和第二濾波多載波信號703-1、703-2、...、703-p。至於特殊次頻帶或頻率方塊i，有數個處理選項。
在一實施例中，零可被填補到特殊次頻帶的濾波器輸出703-1、703-2、...、703-p一直到達到下一個2的冪次方。這導致如以上所述之向量G i y pad。接著G i y pad可透過FFT模組而轉移入頻域中： 所得的頻域向量具有比起所需之頻率樣本點的雙倍數量。因此，的每一第二樣本點可被拋棄以獲得頻率回應在膜組704-i(i=1、2、...、p)的輸出。這裡，接收器310係配置用以將該第一和該至少第二頻率濾波多載波信號分開地轉換成頻域並拋棄有興趣的各別頻率方塊外部的次載波。這種的處理可被執行用於所有次頻帶i=1、2、...、p，且所有結果可被堆疊於組合向量中。再次，每一次頻帶均衡化可透過以下方程式予以實施： 注意的是，q pre-filtered 係不同於方程式(11)的q，因為它亦含有各別每一次頻帶接收濾波器G i (i=1、2、...、p)的頻率回應的衝擊。所述的預濾波可例如改進每一次頻帶信號雜訊比(SNR)。注意的是，如果濾波矩陣是單位矩陣，意指具有狄拉克(Dirac)脈衝之卷積，這實施例亦涵蓋圖5的‘無濾波’實施例。
In在其它實施例中，結果的可以在用Gy的預處理之後，透過DFT解展次頻帶每一次頻帶而直接地產生。也就是說，取代FFT，可利用DFT。
依據一些實施例，次頻帶特定接收濾波器G i (i=1、2、...、p)可附加地包括下取樣(down-sampling)，導致G i,down (i=1、2、...、p)，其中下取樣率可以適合於發送UFMC濾波器106-i(i=1、2、...、p)的濾波器斜率以便防止頻疊。對於特殊頻率方塊或次頻帶i=1、2、...、p，下取樣的序列G i,down y pad可以FFT進行處理： 注意的是，方程式(14)中的這FFT是尺寸上比方程式(12)中所使用的FFT小很多。
所接收之UFMC多載波信號y可能受到載波間干擾(ICI)和符號間干擾(ISI)之困擾。這可能發生例如在二個使用者係接收於相鄰頻帶中，但他們的時序並未準確地對準。既然這樣，來自相鄰頻率的(次)載波相 互串音。至於這種情況，接收器310可包含干擾抑制模組，其在執行該第一和/或至少該第二頻率方塊之反向旁頻帶抑制濾波器操作之前，可操作用以將視窗函數應用到時域中所接收之多載波信號向量y。透過將加重視窗應用到時域接收之信號向量y(例如，對應於多載波符號)，亦即，具有該視窗之接收信號的元件導向相乘，例如，導致在符號邊緣之平滑振幅減小，該功效是雙倍的：‧干擾功率可被減小，‧自干擾可能增加，因為單一次載波係與視窗的頻率回應進行卷積。
因此，只要由於符號時序的未對準所引出之干擾超過開視窗所引出之自干擾，視窗函數可被應用。
如已所述，當二個使用者係接收於相鄰頻帶中時，所接收之UFMC多載波信號y可能受到ICI之困擾，但他們的時序並未準確地對準。既然這樣，來自相鄰頻率的(次)載波相互串音。這效應相較於OFDM，在頻率方面是相當局限的，因為UFMC的旁瓣位準是低很多。如此，依據一些實施例的接收器310可自那些干擾頻帶估計符號，且執行干擾取消(並聯或串聯)以便移除載波間干擾。也就是說，接收器310可包含干擾取消模組，其可操作來估計對應於相鄰頻帶的多載波信號之所發送的信號，且使用干擾取消的所估計之信號於有興趣的多載波信號中。為了眾知的並聯或串聯之目的，多使用者檢測(MUD)或聯合檢測概念可被使用。
在一或數個實施例中，接收器310亦可包含用於解碼所接收之UFMC多載波信號y或其所濾波之該第一和至少該第二頻率方塊中之多信號層。因此，多信號層可相當於不同的碼分多重存取(CDMA)或交插分多重存取(IDMA)層。也就是說，UFMC多載波信號的每一次載波(亦即，每一資料符號d i,j (i=1...p；j=1...n i ))可傳輸多碼分和/或交叉分多工使用者的資訊。首先，符號估計可以透過上述接收器實施例的解決方案的一者而產生。假設多層傳輸(具有CDMA或IDMA組件)，那些初始符號估計現在是多信號層的重疊。因為多載波傳輸已經並聯多符號的傳輸且已經移除符號間干擾，如同耙式(Rake)接收器之策略是不需要的。
假設CDMA狀層，解展可能發生，其透過形成展碼c、通道傳送函數h、及接收濾波器f的接收符號和聯合衝擊的內積，亦即： 假設IDMA狀層，如同基本符號估計器(ESE)之接收器策略，如2003年3月出版之IEEE WCNC 2003中作者為Li Ping、Lihai Liu、Leung,W.K.等以及標題為“對於近優多使用者檢測之簡單方法：交插分多重存取(A simple approach to near-optimal multiuser detection：interleave-division multiple-access)”中所述，可操作在軟位元上以並聯地解碼該等層。
在上述的接收器處理步驟之前，一般通道知 識是需要的，除非使用微分調變等等。類似於OFDM，UFMC可插入引導資源元件，例如分散於時間和頻率中，其中已知的發送符號被插入。可能有益的是，例如，選擇具有恆定振幅零自相關(CAZAC)特性之引導符號，因此使用例如Zadoff-Chu或Björck序列，其可助於準確的時序與頻率估計及同步。為該等引導符號建議的是，應用如同圖5或6中之處理鏈，因此執行頻域處理，選擇性地用時域預濾波。示範性用於圖5的實施例，方程式(11)含有次載波符號估計，如自Y sin gle 所均衡化之頻率回應結果。觀察方程式(11)中之特殊次載波n，我們得到以下： 其中F FD (n)表示在次載波n之相關旁頻帶抑制濾波器106的頻率回應，表示次載波n的通道估計，以及Y sin gle (n)表示頻域中次載波n的所接收信號。
因此，單一資源元件的原始通道估計可依據以下方程式，基於已知的引導符號S Pilot (n)、已知的濾波器頻率回應F FD (n)、和觀察的次載波接收值Y sin gle (n)予以計算：
所以，接收器310可包含通道估計器，其係可操作來基於在多載波信號中所包含之一或數個已知引導信號的傅立葉轉換S Pilot (n)，以及基於包含次載波n之頻率方塊的旁頻帶抑制濾波器F FD (n)，決定發送器100和接收器310之間的實體通信通道的次載波特定估計。
相較於OFDM，不同的處理(例如，依據圖5 的實施例)先完成以達成頻域接收符號；然後附加地考慮濾波的衝擊。在已經由方程式(17)獲得原始通道估計之後，如自OFDM所得知之每一後續處理可被應用。假使OFDM亦使用那些原始通道估計，其僅僅補償引導符號的衝擊，例如二維文納濾波於時間和頻率維度中將是相同於OFDM。
文中所提的實施例可提供有效率的接收器架構領悟用於OFDM的嶄新通用延伸，適於5G，例如於片段頻帶操作、非同步系統、振盪器上的鬆弛要求等等。它可提供未來5G實體層的基礎。
在一些實施例中，接收器仍可以是頻域FFT為基礎的。接收時間視窗得到附加到下一個2的冪次方之零，每一第二頻率值相當於次載波主瓣之FFT被實施。類似於OFDM，單抽頭每一次載波頻域均衡器可被使用，其使無線電通道和各別次頻帶濾波器的聯合衝擊均衡化。這導致類似於OFDM之複雜性階。在執行該FFT之前，時間開窗功能性可被應用。時域中的開窗相當於頻域中的卷積，如此，有興趣的使用者的次載波因此變寬。此外，有興趣的使用者的通帶內之干擾使用者的帶外發射可被減弱。因此，具有高程度同步化之干擾惡化，因為有興趣的使用者在應用該視窗時之自干擾，然而，具有鬆弛時間同步化之通信間干擾的減少係主宰導致全部改進的性能。
進一步但更複雜的選項將使用時域(TD)線性接收器(例如，MMSE)，其能夠抑制載波間干擾。這 裡懇求的妥協將使用TD接收器用於在分配頻帶的邊緣之少數次載波，且經由FFT為基礎的FD處理進行操作大部分的次載波。
UFMC係可變通地使用且可參數化，例如，可能有使用者個人的濾波器適應，以適合於大比例的條件，如同延遲傳播。
相較於FBMC，許多的FBMC缺點可用UFMC予以避免，在些微較小的旁瓣抑制能力之代價。因此，它是有興趣的5G波形候選技術。
說明和圖式僅解說本發明的原理。因此將領會到的是，熟悉此項技術者將能夠設計出實施本發明的原理且包括在其精神和範圍內之各種配置，雖然文中並未明確地敘述或顯示。更者，文中所述的所有實例主要明確地僅意圖用於教學目的，以輔助讀者了解本發明的原理和發明者對於促進技術所貢獻之觀念，且將被瞭解為不具有對於這種特定敘述的實例和條件之限制。此外，文中敘述本發明的原理、態樣及實施例之陳述，以及其特定實例，意圖涵蓋其等效物。
功能性方塊將被瞭解為包含適應用於分別執行特定功能之電路系統。這裡，“用於第s(s.th.)的機構”可同樣地瞭解為“適應或適合用於第s(s.th.)的機構”。適應用於執行特定功能之機構因此並未暗示這種機構必要地實行該功能(在給定的時間點)。
圖中所示之各種元件的功能，包括功能性方 塊，可經由專用硬體的使用予以提供，諸如“處理器”、“控制器”等等以及能夠與適當軟體聯合之執行軟體之硬體。此外，文中敘述為功能性方塊之任何實體可相當於或實作為“一或數個模組”、“一或數個裝置”、“一或數個單元”、等等。當由處理器提供時，該等功能可由單一專用處理器、由單一共享處理器、或由複數個人用處理器所提供，其中有一些可共享。另外，術語“處理器”或“控制器”的明確使用不應被理解為用以專用地參照能夠執行軟體之硬體，且可含蓄無限制地包括數位信號處理器(DSP)硬體、網路處理器、特定應用積體電路(ASIC)、現場可程式閘陣列(FPGA)、用於儲存軟體之唯讀記憶體(ROM)、隨機存取記憶體(RAM)、和非易失性儲存。其它的硬體，習用和/或客製的，亦可包括在內。
熟悉此項技藝者應領會到，文中任何方塊圖表示實施本發明的原理之解說性電路系統的概念圖。同樣地，將領會到，任何流程圖、流程表、狀態轉移圖表、虛擬碼、及類似物表示各種過程，其可以電腦可讀媒體予以實質地表示且因此由電腦或處理器予以執行，不論這種電腦或處理器是否明確地顯示。
而且，以下的申請專利範圍係藉此併入詳細說明中，其中每一請求項可基於它本身作為分開的實施例。雖然每一請求項基於它本身作為分開的實施例，將注意到-儘管附屬項可能指的是申請專利範圍中具有一或數個其它請求項之特定組合-其它實施例亦可包括該附屬項 與任何其它附屬項的標的物的結合。文中提議這種組合，除非有敘述到不想要特定組合。此外，意圖亦包括一請求項的特徵到任何其它獨立項，即使這請求項不直接地依附到該獨立項。
進一步注意到，說明書中或申請專利範圍中所揭示之方法可透過具有用以執行這些方法的每一各別步驟之機構的裝置予以實施。
此外，將了解到，說明書中或申請專利範圍中所揭示之多步驟或功能的揭露可能不會理解為在特定規則內。因此，多步驟或功能的揭露可包括或可以分成多個次步驟。這種次步驟可以是被包括且是這單一步驟的揭露，除非明確地排除。
100‧‧‧示範性發送器
300‧‧‧通信系統
305‧‧‧通信通道
310‧‧‧接收器
320‧‧‧濾波器模組

Claims (15)

  1. 一種用於接收多載波信號之接收器(310)，該多載波信號包含：第一頻率方塊，包括第一群組的次載波，該第一頻率方塊係以用於該第一頻率方塊外部的旁頻帶抑制之第一頻率方塊特定旁頻帶抑制濾波器(106-1)進行濾波化，及至少第二頻率方塊，包括至少第二群組的次載波，該第二頻率方塊係以用於該第二頻率方塊外部的旁頻帶抑制之第二頻率方塊特定旁頻帶抑制濾波器(106-2)進行濾波化，該接收器(310)包含：濾波器模組(320)，可操作用以執行用於該第一和至少該第二頻率方塊之反向旁頻帶抑制濾波器操作。
  2. 如申請專利範圍第1項之接收器(310)，其中該濾波器模組(320)包含線性濾波器(322；324；326)，該濾波器(322；324；326)取決於傳輸通道，該傳輸通道相當於在發送器(100)之反向離散傅立葉轉換(DFT)、用於該第一和/或至少該第二頻率方塊之在該發送器(100)的旁頻帶抑制濾波器(106)、及該發送器(100)和該接收器(310)之間的實體通信通道(305)之卷積。
  3. 如申請專利範圍第2項之接收器(310)，其中該線性濾波器(322；324；326)係由匹配濾波器、迫零濾 波器、和最小均方誤差(MMSE)濾波器組成之群組中的一者。
  4. 如申請專利範圍第1項之接收器(310)，其中該濾波器模組(320)係耦合到非線性最大可能性檢測器，用以基於第一發送信號的複數濾波假設來檢測該第一頻率方塊的該第一發送信號，及/或用以基於第二發送信號的複數濾波假設來檢測該第二頻率方塊的該第二發送信號。
  5. 如申請專利範圍第4項之接收器(310)，其中該非線性最大可能性檢測器係配置用以連續地操作在所接收之多載波信號的不同反向旁頻帶抑制濾波頻率方塊上。
  6. 如申請專利範圍第1項之接收器(310)，包含傅立葉轉換模組(404)，配置用以將該多載波信號自時域轉換成頻域，其中該濾波器模組(320)係配置用以執行用於該頻域中的該第一和至少該第二頻率方塊之該反向旁頻帶抑制濾波器操作。
  7. 如申請專利範圍第6項之接收器(310)，其中該接收器(310)係配置用以將N-L+1個零附加到所接收之長度N-L+1的時域多載波信號向量，而N為執行在該多載波信號之發送器(100)之反向離散傅立葉轉換(102)的長度以及L為在該發送器(100)之旁頻帶抑制濾波器(106)的長度，其中該傅立葉轉換模組(404)係配置用以執行快速傅立葉轉換(FFT)在對應於2N的長度之所附加的時域 多載波信號向量上以及，在該快速傅立葉轉換之後，用以拋棄所獲得之頻域信號向量的每一第二樣本。
  8. 如申請專利範圍第6項之接收器(310)，其中該濾波器模組(320)包含每一次載波均衡濾波器(408)，用於在該頻域和每一次載波中，使相當於各別頻率方塊之旁頻帶抑制濾波器操作(106)以及該發送器(100)和該接收器(310)之間的各別次載波之實體通信通道(305)的串聯之傳輸通道均衡化。
  9. 如申請專利範圍第1項之接收器(310)，其中該濾波器模組(320)係配置用以依據該時域中的該第一頻率方塊和至少該第二頻率方塊之該反向旁頻帶抑制濾波器操作來分開地濾波化(702-1；702-p)該多載波信號，以獲得第一和第二濾波的多載波信號(703-1；703-p)，及其中該接收器(310)包含傅立葉轉換模組(704-1；704-p)，配置用以將該第一和第二濾波的多載波信號(703-1；703-p)分開地轉換成該頻域並拋棄有關的各別頻率方塊外部之次載波。
  10. 如申請專利範圍第1項之接收器(310)，其中該接收器(310)包含干擾抑制模組，可操作用以在執行該第一和/或至少該第二頻率方塊之該反向旁頻帶抑制濾波器操作之前，將視窗函數應用到該時域中所接收之多載波信號向量。
  11. 如申請專利範圍第1項之接收器(310)，其中該接收器(310)包含干擾取消模組，可操作用以估計對 應於鄰接頻帶的多載波信號之所發送的信號並將所估計的信號使用於該多載波信號中的干擾取消。
  12. 如申請專利範圍第1項之接收器(310)，其中該接收器(310)包含用於使所接收並濾波之該第一和至少該第二頻率方塊中的多信號層解碼之機構，其中該等多信號層相當於不同的碼分多重存取(CDMA)或交插分多重存取(IDMA)層。
  13. 如申請專利範圍第1項之接收器(310)，包含通道估計器，可操作用以基於含於該多載波信號中之一或數個已知引導信號的傅立葉轉換以及基於包含該次載波的該頻率方塊之該旁頻帶抑制濾波器(106)，決定發送器(100)和該接收器(310)之間的實體通信通道的次載波特定估計。
  14. 一種用於接收多載波信號之方法，該多載波信號包含：第一頻率方塊，包括第一群組的次載波，該第一頻率方塊係以用於該第一頻率方塊外部的旁頻帶抑制之第一頻率方塊特定旁頻帶抑制濾波器(106-1)進行濾波化，及至少第二頻率方塊，包括至少第二群組的次載波，該第二頻率方塊係以用於該第二頻率方塊外部的旁頻帶抑制之第二頻率方塊特定旁頻帶抑制濾波器(106-2)進行濾波化，該方法包含： 執行用於該第一和至少該第二頻率方塊之反向旁頻帶抑制濾波器操作(320)。
  15. 一種具有程式碼之電腦程式，用於在該電腦程式係執行在可程式硬體裝置上時，履行申請專利範圍第14項之方法。
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