TWI601401B - 適用於多重路徑之載波頻偏估測裝置與載波頻偏估測方法 - Google Patents

適用於多重路徑之載波頻偏估測裝置與載波頻偏估測方法 Download PDF

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TWI601401B
TWI601401B TW105100819A TW105100819A TWI601401B TW I601401 B TWI601401 B TW I601401B TW 105100819 A TW105100819 A TW 105100819A TW 105100819 A TW105100819 A TW 105100819A TW I601401 B TWI601401 B TW I601401B
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Description

適用於多重路徑之載波頻偏估測裝置與載波頻偏估測方法
本發明與電子信號接收裝置相關，並且尤其與電子信號接收裝置中用以估測載波頻偏(carrier frequency offset,CFO)的技術相關。
隨著電子領域中相關技術的進步，各種類型的通訊系統愈來愈普及。通訊系統的傳送端與接收端都各自配備有至少一個振盪信號源(例如石英振盪器)，用以提供時脈信號，做為其電路運作的參考依據。在運作過程中，傳送端與接收端的時脈頻率須有相當程度的一致性，接收端始能正確解讀傳送端發出的信號。若接收端進行降頻轉換(down-conversion)時採用的本地時脈信號之頻率不同於傳送端實際加諸於輸入信號的載波頻率，一般稱為存在載波頻偏。載波頻偏可能會導致內載波干擾(inter-carrier interference)等問題，嚴重者甚至會使得接收端無法判讀其輸入信號。
載波頻偏的成因通常是傳送端與接收端的振盪器互不匹配。由於實務上，傳送端與接收端可能是由不同廠商製造、採用不同規格的硬體配件，要令兩端的振盪器完全匹配極為困難，許多接收端因此針對載波頻偏設有補償機制。顯然，必須先正確估計出頻偏量，始能有效進行頻偏補償。
本發明提出一種新的載波頻偏估測裝置與載波頻偏估測方法。
根據本發明之一具體實施例為一種載波頻偏估測裝置，其中包含一回波信號過濾電路、一M次方電路、一頻譜產生電路、一峰值頻率判斷電路與一頻偏決定電路。該回波信號過濾電路係用以濾除一輸入信號中之一回波信號(echo)，以產生一過濾後信號。該M次方電路係用以對該過濾後信號施以M次方運算，以產生一M次方運算結果，其中M為大於一之整數且與該輸入信號之一調變方式相關。該頻譜產生電路係用以為該M次方運算結果產生一M次方頻譜。該峰值頻率判斷電路係用以自該M次方頻譜中找出一振幅峰值所對應之一峰值頻率。該頻偏決定電路係用以根據該峰值頻率決定一載波頻偏估測結果。
根據本發明之另一具體實施例為一種載波頻偏估測方法。首先，一輸入信號中之一回波信號被濾除，以產生一過濾後信號。該過濾後信號被施以M次方運算，以產生一M次方運算結果，其中M為大於一之整數且與該輸入信號之一調變方式相關。接著，針對該M次方運算結果，一M次方頻譜被產生。隨後，一振幅峰值所對應之一峰值頻率自該M次方頻譜中被找出。根據該峰值頻率，一載波頻偏估測結果被決定。
關於本發明的優點與精神可以藉由以下發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。
100‧‧‧載波頻偏估測裝置
10‧‧‧回波信號過濾電路
101‧‧‧頻譜產生電路
102‧‧‧平滑化電路
103‧‧‧控制電路
104‧‧‧過濾電路
11‧‧‧M次方電路
12‧‧‧頻譜產生電路
13‧‧‧峰值頻率判斷電路
14‧‧‧頻偏決定電路
141‧‧‧候選頻偏產生單元
142‧‧‧頻偏選擇單元
142A‧‧‧校正電路
142B‧‧‧信號品質評估電路
142C‧‧‧頻偏選擇電路
142D‧‧‧移動平均電路
142E‧‧‧峰值頻率判斷電路
142F‧‧‧頻偏選擇電路
S61~S65‧‧‧流程步驟
圖一為根據本發明之一實施例中的載波頻偏估測裝置之功能方塊圖。
圖二(A)呈現根據本發明之回波信號過濾電路的一種詳細實施範例。圖二(B)呈現受到回波信號影響的頻譜範例。
圖三呈現一個四次方運算電路的實施範例。
圖四呈現根據本發明之頻偏決定電路的一種詳細實施範例。
圖五(A)與圖五(B)呈現根據本發明之頻偏選擇單元的兩種詳細實施例。
圖六為根據本發明之一實施例中的載波頻偏估測方法之流程圖。
須說明的是，本發明的圖式包含呈現多種彼此關聯之功能性電路的功能方塊圖。該等圖式並非細部電路圖，且其中的連接線僅用以表示信號流。功能性元件及/或程序間的多種互動關係不一定要透過直接的電性連結始能達成。此外，個別元件的功能不一定要如圖式中繪示的方式分配，且分散式的區塊不一定要以分散式的電子元件實現。
根據本發明之載波頻偏估測裝置與載波頻偏估測方法可配合並被整合於多種需要對載波頻偏進行估測的通訊系統接收端，例如但不限於數位電視衛星廣播(digital video broadcasting-satellite,DVB-S)接收器與數位電視有線廣播(digital video broadcasting-cable,DVB-C)接收器。根據本發明之一實施例中的載波頻偏估測裝置之功能方塊圖係繪示於圖一。載波頻偏估測裝置100包含一回波信號過濾電路10、一M次方電路11、一頻譜產生電路12、一峰值頻率判斷電路13與一頻偏決定電路14。以下分述各個電路的功能。
提供至回波信號過濾電路10的輸入信號r(t)為一基頻信號。實務上，該基頻信號可以是一射頻信號在進入載波頻偏估測裝置100所配合的接收端之後，經過低雜訊放大電路、降頻轉換電路、類比-數位轉換器、低通濾波器...等等電路所產生的相對應基頻信號，但不以此為限。回波信號過濾電路10負責濾除輸入信號r(t)中的回波信號，以產生一過濾後信號 y(t)。所謂回波信號指主要導因於多重路徑(multipath)，與實際信號的頻段相近的干擾信號。在排除回波信號的影響後，後續電路能更正確地判斷載波頻偏。
圖二(A)呈現回波信號過濾電路10的一種詳細實施範例，其中包含一頻譜產生電路101、一平滑化電路102、一控制電路103與一過濾電路104。
頻譜產生電路101係用以為輸入信號r(t)產生一輸入信號頻譜R(f)。實務上，頻譜產生電路101可利用但不限於快速傅立葉轉換(fast Fourier transform,FFT)來產生頻譜。須說明的是，產生頻譜的詳細方式為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所知，於此不贅述。
為了減少輸入信號頻譜R(f)中較小頻率範圍內的細微擾動，以利觀察輸入信號頻譜R(f)的整體變化趨勢，平滑化電路102對輸入信號頻譜R(f)施以一平滑化程序，以產生一平滑化後頻譜S R (f)。實務上，平滑化電路102可採用但不限於移動平均運算來產生平滑化後頻譜S R (f)。須說明的是，移動平均運算的詳細實施方式亦為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所知，於此不贅述。
隨後，控制電路103根據平滑化後頻譜S R (f)決定將施於輸入信號r(t)之一過濾條件。過濾電路104即根據控制電路103決定的過濾條件對輸入信號r(t)進行過濾程序，並輸出過濾後信號y(t)。於一實施例中，過濾電路104為一陷波濾波器(notch filter)。以下段落介紹幾種控制電路103可產生的過濾條件範例。
根據實務觀察，若輸入信號r(t)中存在回波信號，如圖二(B)所示，平滑化後頻譜S R (f)的形狀通常在中央頻率f center兩側較不對稱。於一實施例中，控制電路103根據平滑化後頻譜S R (f)中之功率峰值Pmax所對應的頻率(例如圖二(B)中的頻率f max)決定一待濾除頻率，亦即令過濾電路104 衰減輸入信號r(t)中頻率大致等於f max的信號，以消除上述頻譜不對稱性。
於另一實施例中，控制電路103根據功率峰值Pmax與平滑化後頻譜S R (f)間的相對關係決定一過濾強度。若功率峰值Pmax與平滑化後頻譜S R (f)中其他功率點的差異較大，控制電路103可令過濾電路104提高過濾強度，例如由衰減六分貝改為衰減十二分貝。舉例而言，控制電路103可自平滑化後頻譜S R (f)中找出不同於功率峰值Pmax之一參考點(例如圖二(B)中的功率點Pref)，並根據功率峰值Pmax與參考點Pref間的功率差異△E決定過濾強度。功率差異△E愈大，可令過濾強度愈高，其相對關係可由電路設計者依實務經驗決定。實務上，參考點Pref的選定方式亦可由電路設計者決定。舉例而言，控制電路103可根據下列關係式找出頻率f ref：f ref =f center -0.75×(f max -f center )，(式一)
再據此找出相對應的功率點Pref。式一的數值0.75僅為範例，可被替換為其他數字，不以此為限。
另一方面，如果發現功率差異△E小於一預設門檻值(亦即平滑化後頻譜S R (f)原本即相當對稱)，控制電路103也可以建議過濾電路104不對輸入信號r(t)施以過濾程序(相當於令過濾強度為零)，使得提供給後續電路的過濾後信號y(t)相同於輸入信號r(t)。
接著，M次方電路11對回波信號過濾電路10提供的過濾後信號y(t)施以M次方運算，以產生一M次方運算結果y M(t)。M為大於數值一的整數，且與施於過濾後信號y(t)的調變方式相關。舉例而言，若傳送端施於其輸出信號的調變方式為正交相位偏移調變(quadrature phase-shift keying,QPSK)，即過濾後信號y(t)為QPSK信號，則整數M可被設計為等於四或是四的整數倍；若傳送端施於其輸出信號的調變方式為八相位偏移調變(eight phase-shift keying,8PSK)時，即過濾後信號y(t)為8PSK信號，則整數M可被設計為等於八或是八的整數倍。如果將過濾後信號y(t)表示為 複數信號A+Bj，其四次方運算結果可展開如下：(A+Bj)4=(A 2-B 2+2ABj)2=(X+Yj)2=X 2-Y 2+2XYj，(式二)
其中信號X=A 2-B 2，信號Y=2AB。圖三以式二為基礎，呈現一個四次方運算電路的實施範例；最末端輸出的信號I與信號Q分別代表四次方運算結果的實部與虛部。各種M次方運算電路皆可依類似的展開概念實現。
頻譜產生電路12負責為M次方電路11輸出的M次方運算結果y M(t)產生頻譜，以下稱M次方頻譜Z(f)。實務上，若採用圖三所呈現的範例來實現回波信號過濾電路10，則頻譜產生電路12與前述頻譜產生電路101可共用硬體，被合併為單一電路。
以下主要以過濾後信號y(t)為一QPSK信號且整數M等於四的情況為例，說明M次方頻譜Z(f)的功用。假設傳送端發出的射頻信號係對應於基頻信號x(t)：x(t)=Σ k a k g(t-kT)，(式三)
其中g(t)代表該傳送端採用的脈波整形(pulse shaping)機制，a k 代表QPSK叢集-中的星座點(constellation)，T代表信號中的符號長度(symbol duration)。
相對應地，提供至M次方電路11的過濾後信號y(t)可表示如下： 其中△f表示載波頻偏量，n(t)表示雜訊信號。
根據式四，過濾後信號y(t)的四次方之期望值可表示如下：
對QPSK叢集中的星座點a k 來說，期望值E[a k ]===0，而期望值等於式五中的參數C 4且不為零。此外，式五中的信號 g 4(t-mT)為週期等於T的週期性信號，因此可用傅立葉級數的形式表示如下： 其中，
將 g 4(t-mT)的關係式代入，式七可被展開如下：
式八最末端的演算式可被視為(1/T)乘上以頻率(k/T)針對g 4(t)進行傅立葉轉換後的結果。也就是說，參數c k 等於(1/T)乘上以頻率(k/T) 針對g 4(t)進行傅立葉轉換後的結果。
若以G(f)表示g(t)的傅立葉轉換結果，則g 4(t)的傅立葉轉換結果等於G(f)＊G(f)＊G(f)＊G(f)。理論上，G(f)的能量分布範圍是在頻率(-1/T)到(1/T)之間。相對應地，G(f)＊G(f)＊G(f)＊G(f)的能量分布範圍會在頻率(-4/T)到(4/T)之間。由此推論，在式六的所有參數c k 中，僅有相對應頻率落在頻率範圍(-4/T)~(4/T)內的參數c k 不等於零。換句話說，式六的所有參數c k 中僅有c -3、c -2、c -1、c 0、c 1、c 2、c 3七個參數不等於零。因此，式六可被改寫如下： 而式五可被改寫如下：
根據式十，若不考慮雜訊n(t)的影響，四次方運算結果y 4(t)主要包含對應於以下幾個頻率的信號成分：(-3/T+4△f)、(-2/T+4△f)、(-1/T+4△f)、4△f、(1/T+4△f)、(2/T+4△f)、(3/T+4△f)。更進一步地，四次方運算結果y 4(t)主要包含的信號成分所對應之頻率可被歸納為具有(n/T+4△f)的形式，其中n為一整數索引值。
峰值頻率判斷電路13負責自頻譜產生電路12產生的四次方頻譜Z(f)中找出振幅最高的一個峰值，並且找出該峰值所對應的頻率(以下稱峰值頻率Ω)。根據前一段落的推演結果，四次方運算結果y 4(t)主要包含的信號成分所對應之頻率可被歸納為具有(n/T+4△f)的形式，其中n為一整數索引值。因此，峰值頻率判斷電路13所找出的峰值頻率Ω可能等於或接近於與某一個索引值n相對應的頻率(n/T+4△f)。應特別注意的是，本發明對QPSK的輸入信號y(t)施以四次方運算或者是四的整數倍之次方運算，其精神在於可有效消除輸入信號y(t)之隨機特性。根據前述的推演可知，不 論輸入信號y(t)所攜帶之訊息為何，對QPSK叢集中的任一個星座點a k 來說，其四次方運算結果y 4(t)均可被歸納為具有如上(n/T+4△f)的形式。據此，針對任一輸入信號y(t)，峰值頻率判斷電路13所找出的峰值頻率Ω皆等於或接近於與某一個索引值n相對應的頻率(n/T+4△f)。此一特性亦可適用於例如輸入信號y(t)的調變方式為8PSK，而整數M為等於八或是八的整數倍之情況。
頻偏決定電路14負責根據峰值頻率判斷電路13找出的峰值頻率Ω決定一載波頻偏估測結果△f E 。如圖四所示，於一詳細實施例中，頻偏決定電路14包含一候選頻偏產生單元141及一頻偏選擇單元142。候選頻偏產生單元141係用以根據峰值頻率Ω產生複數個候選頻偏。隨後，頻偏選擇單元142負責自該複數個候選頻偏中選出一個載波頻偏估測結果△f E ，做為載波頻偏估測裝置100的輸出信號。
根據前述Ω n/T+4△f n 的推論，候選頻偏產生單元141可找出多個對應於不同索引值n的△f n 做為候選頻偏。舉例而言，對應於索引值n=-3，候選頻偏產生單元141能得出一個候選頻偏△f -3=(Ω+3/T)/4；對應於索引值n=-2，候選頻偏產生單元141能得出一個候選頻偏△f -2=(Ω+2/T)/4；對應於索引值n=-1，候選頻偏產生單元141能得出一個候選頻偏△f -1=(Ω+1/T)/4，依此類推。
值得注意的是，上述概念可被進一步擴展應用到其他整數M(亦即不限於M等於四的情況)。更明確地說，候選頻偏產生單元141可根據下列關係式產生複數個候選頻偏△f n ：
實務上，候選頻偏產生單元141用以產生候選頻偏的索引值n之範圍不以特定數值為限。舉例而言，候選頻偏產生單元141可針對索引值n=-100~100等兩百零一種可能性產生兩百零一個候選頻偏，提供給頻 偏選擇單元142。於一實施例中，候選頻偏產生單元141被設計為在一特定頻率範圍內選擇候選頻偏，且該特定頻率範圍相關於先前施於過濾後信號y(t)之一取樣頻率f S 。舉例而言，取樣頻率f S 可能是過濾後信號y(t)在進入M次方電路11前，通過載波頻偏估測裝置100所屬之接收端中的類比-數位轉換器時被施以的取樣頻率。如本發明所屬技術領域中具有通常知識者所知，取樣頻率f S 的高低會限制載波頻偏估測裝置100所能看到的信號範圍。更明確地說，載波頻偏估測裝置100實際上只能看到頻率範圍在(-f S /2)到(f S /2)之間的信號。因此，候選頻偏產生單元141可根據取樣頻率f S 的大小決定要選擇對應於哪些索引值n的候選頻偏△f n ，例如僅選擇絕對值小於頻率(f S /2)的候選頻偏△f n 。以峰值頻率判斷電路13自四次方頻譜Z(f)找出的峰值頻率Ω為-12兆赫，且符號長度T之倒數(1/T)為20兆赫的情況為例。根據關係式△f n =(Ω-n/T)/4可計算出：△f -9為42兆赫、△f -8為37兆赫、△f -7為32兆赫、...、△f 7為-38兆赫、△f 8為-43兆赫。若取樣頻率f S 等於80兆赫，則候選頻偏產生單元141可僅選擇絕對值小於頻率40兆赫的候選頻偏△f n ，也就是僅選擇△f -8、△f -7、...、△f 7等十六個候選頻偏，提供給頻偏選擇單元142。
以下介紹頻偏選擇單元142於決定載波頻偏估測結果△f E 時可採用的幾種選擇方式。
圖五(A)呈現頻偏選擇單元142的一種詳細實施例。於此範例中，頻偏選擇單元142包含一校正電路142A、一信號品質評估電路142B與一頻偏選擇電路142C。校正電路142A係用以分別根據複數個候選頻偏△f n 校正過濾後信號y(t)，以產生相對應之複數個校正結果。隨後，信號品質評估電路142B負責為該複數個校正結果各自產生一信號品質指標。舉例而言但不以此為限，校正電路142A可為一混波器，而信號品質評估電路142B可為一解碼器。該混波器將過濾後信號y(t)與頻率等於一候選頻偏△f n 的時脈信號進行混波，其混波結果即為校正結果。接著，該解碼器將各個 校正結果解碼，並判斷解碼結果的正確性。舉例而言，該信號品質指標可為但不限於一位元錯誤率或一封包錯誤率。隨後，頻偏選擇電路142C負責自該複數個候選頻偏△f n 中選出對應於一最佳信號品質指標之一候選頻偏(例如封包錯誤率最低的候選頻偏)，做為載波頻偏估測結果△f E 。
圖五(B)呈現頻偏選擇單元142的另一種詳細實施例。於此範例中，頻偏選擇單元142包含一移動平均電路142D、一峰值頻率判斷電路142E以及一頻偏選擇電路142F。如圖五(B)所示，此範例中的頻譜產生模組電路12被進一步用以為過濾後信號y(t)產生一過濾後信號頻譜Y(f)。接著，移動平均電路142D對過濾後信號頻譜Y(f)施以移動平均運算，以產生一移動平均運算結果S Y (f)。實務上，移動平均電路142D可採用但不限於簡單移動平均運算來產生移動平均運算結果S Y (f)。易言之，移動平均電路142D可根據下列運算式產生移動平均運算結果S Y (f)：
其中D代表一平均範圍參數，dα代表一積分變量。須說明的是，移動平均運算的詳細方式為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所知，於此不贅述。
移動平均運算的作用在於消除過濾後信號頻譜Y(f)中較小頻率範圍內的細微擾動。峰值頻率判斷電路142E負責自移動平均運算結果S Y (f)中找出對應於一功率峰值的頻率(以下稱功率峰值頻率ΩP)。隨後，頻偏選擇電路142F自候選頻偏產生單元141提供的複數個候選頻偏△f n 中，選出最接近功率峰值頻率ΩP之一候選頻偏，做為載波頻偏估測結果△f E 。舉例而言，假設峰值頻率判斷電路142E找出的功率峰值頻率ΩP為12兆赫，且候選頻偏產生單元141提供了-17兆赫、-12兆赫、-7兆赫、-2兆赫、3兆赫、8兆赫、13兆赫、18兆赫等八個候選頻偏。由於候選頻偏中的13兆 赫最接近功率峰值頻率ΩP(12兆赫)，頻偏選擇電路142F可選擇13兆赫做為載波頻偏估測結果△f E 。
實務上，前述峰值頻率判斷電路13與頻偏決定電路14可利用多種控制和處理平台實現，包含固定式的和可程式化的邏輯電路，例如可程式化邏輯閘陣列、針對特定應用的積體電路、微控制器、微處理器、數位信號處理器。此外，峰值頻率判斷電路13與頻偏決定電路14亦可被設計為透過執行一記憶體(未繪示)中所儲存之處理器指令，來完成多種任務。本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，另有多種電路組態和元件可在不背離本發明精神的情況下實現本發明的概念。
根據本發明之另一具體實施例為一種載波頻偏估測方法，其流程圖係繪示於圖六。首先，步驟S61為濾除一輸入信號中之一回波信號，以產生一過濾後信號。接下來，步驟S62為對該過濾後信號施以M次方運算，以產生一M次方運算結果，其中M為大於一之整數且與該輸入信號之一調變方式相關。接著，步驟S63為針對該M次方運算結果產生一M次方頻譜。隨後，步驟S64為自該M次方頻譜中找出一振幅峰值所對應之一峰值頻率。在步驟S65中，根據該峰值頻率，一載波頻偏估測結果被決定。
本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，先前在介紹載波頻偏估測裝置100時描述的各種操作變化(例如過濾條件的選定方式)亦可應用至圖六中的載波頻偏估測方法，其細節不再贅述。
須說明的是，本揭露書中的數學表示式係用以說明與本發明之實施例相關的原理和邏輯，除非有特別指明的情況，否則不對本發明之範疇構成限制。本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，有多種技術可實現該等數學式所對應的物理表現形式。
藉由以上較佳具體實施例之詳述，係希望能更加清楚描述本發明之特徵與精神，而並非以上述所揭露的較佳具體實施例來對本發明之 範疇加以限制。相反地，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本發明所欲申請之專利範圍的範疇內。
100‧‧‧載波頻偏估測裝置
10‧‧‧回波信號過濾電路
11‧‧‧M次方電路
12‧‧‧頻譜產生電路
13‧‧‧峰值頻率判斷電路
14‧‧‧頻偏決定電路

Claims (16)

  1. 一種適用於多重路徑(multipath)之載波頻偏估測裝置，包含：一回波信號過濾電路，用以濾除一輸入信號中之一回波信號，以產生一過濾後信號；一M次方電路，用以對該過濾後信號施以M次方運算，以產生一M次方運算結果，其中M為該輸入信號之一調變數的整數倍；一頻譜產生電路，用以根據該M次方運算結果產生一M次方頻譜；一峰值頻率判斷電路，用以自該M次方頻譜中找出一振幅峰值所對應之一峰值頻率；以及一頻偏決定電路，用以根據該峰值頻率產生複數個候選頻偏，並自該複數個候選頻偏中選出一載波頻偏估測結果。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之載波頻偏估測裝置，其中該回波信號過濾電路包含：一頻譜產生電路，用以根據該輸入信號產生一輸入信號頻譜；一平滑化電路，用以對該輸入信號頻譜施以一平滑化程序，以產生一平滑化後頻譜；以及一控制電路，用以根據該平滑化後頻譜決定一過濾條件。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之載波頻偏估測裝置，其中該平滑化程序為一移動平均運算。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之載波頻偏估測裝置，其中該控制電路根據該平滑化後頻譜中之一功率峰值所對應之頻率決定一待濾除頻率。
  5. 如申請專利範圍第2項所述之載波頻偏估測裝置，其中該控制電路根據該平滑化後頻譜中之一功率峰值與該平滑化後頻譜間之一相對關係決定一過濾強度。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之載波頻偏估測裝置，其中該控制電路自該 平滑化後頻譜中找出不同於該功率峰值之一參考點，並根據該功率峰值與該參考點間之一功率差異決定該過濾強度。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之載波頻偏估測裝置，其中該回波信號過濾電路包含：一陷波濾波器，用以對該輸入信號進行濾波以產生該過濾後信號。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之載波頻偏估測裝置，其中施於該輸入信號之該調變方式為正交相位偏移調變(quadrature phase-shift keying,QPSK)，且整數M為四之整數倍。
  9. 一種適用於多重路徑(multipath)之載波頻偏估測方法，包含：(a)濾除一輸入信號中之一回波信號，以產生一過濾後信號；(b)對該過濾後信號施以M次方運算，以產生一M次方運算結果，其中M為該輸入信號之一調變數的整數倍；(c)根據該M次方運算結果產生一M次方頻譜；(d)自該M次方頻譜中找出一振幅峰值所對應之一峰值頻率；以及(e)根據該峰值頻率產生複數個候選頻偏，並自該複數個候選頻偏中選出一載波頻偏估測結果。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之載波頻偏估測方法，於步驟(a)之前進一步包含：根據該輸入信號產生一輸入信號頻譜；對該輸入信號頻譜施以一平滑化程序，以產生一平滑化後頻譜；以及根據該平滑化後頻譜決定一過濾條件。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之載波頻偏估測方法，其中該平滑化程序為一移動平均運算。
  12. 如申請專利範圍第10項所述之載波頻偏估測方法，其中決定該過濾條件 包含：根據該平滑化後頻譜中之一功率峰值所對應之頻率決定一待濾除頻率。
  13. 如申請專利範圍第10項所述之載波頻偏估測方法，其中決定該過濾條件包含：根據該平滑化後頻譜中之一功率峰值與該平滑化後頻譜間之一相對關係決定一過濾強度。
  14. 如申請專利範圍第10項所述之載波頻偏估測方法，其中決定該過濾條件包含：自該平滑化後頻譜中找出不同於該功率峰值之一參考點，並根據該功率峰值與該參考點間之一功率差異決定該過濾強度。
  15. 如申請專利範圍第9項所述之載波頻偏估測方法，其中步驟(a)包含對該輸入信號施以一陷波濾波程序以產生該過濾後信號。
  16. 如申請專利範圍第9項所述之載波頻偏估測方法，其中施於該輸入信號之該調變方式為正交相位偏移調變(QPSK)，且整數M為四之整數倍。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI593242B (zh) * 2015-10-08 2017-07-21 晨星半導體股份有限公司 可估測頻率偏移的接收電路及相關方法
TWI650971B (zh) * 2018-03-01 2019-02-11 晨星半導體股份有限公司 載波頻偏估測裝置與載波頻偏估測方法
CN115208723B (zh) * 2021-04-08 2023-10-20 大唐移动通信设备有限公司 一种基于聚类算法的频偏估计方法及装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1980207A (zh) * 2005-12-01 2007-06-13 华为技术有限公司 通信系统中的时间同步方法和装置以及系统
CN103297363A (zh) * 2012-02-27 2013-09-11 晨星软件研发(深圳)有限公司 符号率检测装置及符号率检测方法
TW201536008A (zh) * 2013-08-23 2015-09-16 Alcatel Lucent 用於多載波信號之接收器及接收方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6240282B1 (en) * 1998-07-13 2001-05-29 Motorola, Inc. Apparatus for performing non-linear signal classification in a communications system
US8611472B2 (en) * 2011-04-25 2013-12-17 Saankhya Labs Private Limited Carrier frequency offset estimation scheme, for digital standards with MPSK modulated preamble
US9780921B2 (en) * 2014-07-11 2017-10-03 Quallcomm Incorporated Packet detection and bandwidth classification for variable-bandwidth packets

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1980207A (zh) * 2005-12-01 2007-06-13 华为技术有限公司 通信系统中的时间同步方法和装置以及系统
CN103297363A (zh) * 2012-02-27 2013-09-11 晨星软件研发(深圳)有限公司 符号率检测装置及符号率检测方法
TW201536008A (zh) * 2013-08-23 2015-09-16 Alcatel Lucent 用於多載波信號之接收器及接收方法

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