CN1084089C - 通信系统中改进的信道估算方法 - Google Patents

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Abstract

一台实施改进的信道估算方法的接收机(200，400)。该接收机(200，400)解调一个发送信号，并产生一个初始的信道估算值(115)。然后，该接收机(200，400)就该信道估算值是否正确作出硬判别(301)并对代表该判别的诸样本进行分组。计算出该样本分组的一个矢量和(302)，并且每个样本都跟该矢量和进行比较(303)。在矢量和(的方向)上具有最大投影的样本被保留下来(304)，而其他诸样本则被认为是噪声并因此被抛弃(305)。在获得预定数目的保留样本之后(306)，该诸保留样本被用来产生一个新的信道估算值(226)。由于含有噪声的该诸估算值被抛弃，该新的信道估算值(226)跟初始的信道估算值相比，前者含有的错误少于后者。该新的信道估算值(226)被用来产生解码数据(250)。

Description

通信系统中的信道估算装置与方法
本发明一般地涉及通信系统，特别是涉及在这样的通信系统中改进的信道估算方法。本工作参考了Ling等同日提出的美国专利申请号(DocketCE02934R)，《通信系统中相干信道估算的方法与装置》，该文含有与本发明相关的主题，授予本发明的受让人，在此引用供参考。
许多通信系统或者依赖于一个导频信道，或者在接收机处用一个发送的已知样板(pattern)(标志)来解调信号，以便获得低的位(或帧)误码率。一般来说，误码率越低，整个通信系统的呼叫质量就越好。这种依赖于导频信道或者一个发送的已知样板(标志)的接收机典型地被称为相干接收机。这种含有相干接收机的数字通信系统的实例包括，但不局限于集群专用移动通信(GSM，关于时分多址或TDMA的欧洲标准)、暂行标准-54(IS-54、美国时分多址标准)、太平洋数字蜂窝(PDC，日本时分多址标准)以及暂行标准-95(IS-95，美国码分多址或CDMA标准)中的正向链路(基站到移动站)。已经有人为IS-95的反向链路(移动站到基站)提出了另一种接收机设计，借助于使用一个导频信道或者在反向链路中发送的标志，使该设计具有获得低的位(或帧)误码率的解调信号的能力。但是，目前，在IS-95的反向链路中没有导频信道或者被发送的标志。
在本专业领域，使用一个导频信道(或者标志)的发射机-接收机链路的一般运作情况已为人所共知。首先我们考虑发射机部分，一个由导频序列(R)和一个数据序列(D)构成的诸符号的时间序列{S}被发送出去。导频序列的能量为E导频，数据序列的能量为E数据。因而E全部＝E导频+E数据。若E数据对E导频的比值定义为K，则
E全部＝{E数据*(1+k)}/k。把这一点记在心中，符号的时间序列{S}可以表示为：
{S}＝R(0)，D(1)，D(2)，…，D(K)，R(K+1)，D(K+2)，…，D(2K+1)，R(2K+2)，…
式中
S(n)＝R(n)若n对(K+1)的模＝0
S(n)＝D(n)对其他的n值
现在，接收到的信号含有一个可以用下式表示的序列：
S(n)＝h(n)S(n)+Z(n)
式中h为复数平坦衰落信道增益，Z为附加噪声。该接收序列可以进一步地分解为导频以及数据部分：
s(n)＝r(n)若n对(k+1)的模＝0
s(n)＝d(n)对其他的n值
图1一般地描述了适用于数字通信系统的现有技术的相干接收机的方框图。正如前面所定义的那样，接收到的符号序列被表示为s(n)。天线101接收到具有TDMA符号格式的信号100，并进入方框103，用业界熟知的方法进行处理。信号s(n)是方框103的输出，它被输入到一个时分制多路复用器(time multiplexor)106，在其中将s(n)分解为导频序列r(n)109以及一个数据序列d(n)112。该数据序列d(n)112在一个延时元件113中进行缓冲存储，与此同时，信道估算滤波器114对导频序列r(n)109进行平滑处理以使产生一个信道估算(h导频(n))115。乘法器118利用h导频115的共轭复数以去除信道旋转，并对从延时元件113输出的已经衰落的、含有噪声的缓冲数据117进行幅度加权。所得到的已纠正和加权的信号119，跟来自其他分集(接收机)元件的诸类似信号通过加法器121组合在一起，以产生一个组合信号122。该组合信号122被送到一个常规的去交织器和解码器124，其输出就是所需要的最终数据150。
如上所述，在接收信号时面临的挑战之一就是如何产生一个精确的信道估算值h导频。正如业界所熟知的那样，在保持可接受的误码率(典型地，1％的误码率是可接受的)要求的情况下，当每一个用户的E全部被减到最小值时，蜂窝(通信系统)的容量将增到最大值。符合这种要求的最佳K值取决于信道类型(有无衰落)、车辆的最大速率、载频的最大误差、发送的原始数据速率以及能够承受的接收机的复杂性。让我们考虑不同的K值表示什么。
若K＝0，则全部发射能量集中在导频序列。在这种情况下，将得到一种极好的信道估算值，但诸数据符号本身的幅度将为0，使得良好的信道估算值白白浪费掉。很明显，K＝0并不表示一个实际的多址无线电系统。
若K值非常大，例如趋于无穷大，则在导频序列中没有能量，全部能量都集中到数据序列。在没有信道估算值情况下工作的无线电系统，由于它们是非相干的(即，没有参考序列)，需要大的E全部，还必然会受到正交于信号载频的噪声的影响。因此，难以对一个非相干信道(IS-95反向链路)作出精确的信道估算。
当K为一个适当数值，例如3，4，5或6时[例如，许多的数字时分多址(TDMA)通信系统，IS-95正向信道]，可以在没有多大复杂性的情况下得到一个相当好的信道估算。这就使得接收机在以此E导频＝0情况下更低的E全部下对数据序列进行解调时能抛弃正交噪声中的大部分，而不致损失太多的信号。如果想进一步地加以改进，只需把K值再稍为增加一点，同时设法不使信道估算变差，这样就得到一个更低的E全部。
因此，存在一种在通信系统中改进信道估算的需求，以克服在现有技术中出现的诸缺点和诸附加要求，从而向该通信系统提供改善的呼叫质量。
图1一般地描述现有技术中适用于数字通信系统的相干接收机的方框图。
图2一般地描述一种根据本发明实现的改进了信道估算的相干接收机的方框图。
图3以流程图的形式，一般地描述了按照本发明去获得改进的信道估算所执行的诸步骤。
图4一般地描述了能按照本发明有效地实现改进的信道估算的，兼容于IS-95的反向链路(移动站到基站)的一种接收机。
图5一般地描述了在一个幂控制组的预定时间周期中的6个快速哈德马变换(FHT)输出。
图6一般地描述了图5中那些产生具有最大总长度的顺序和的诸矢量。
图7一般地描述了用最大似然度序列估算法(MLSE)去实现图6中诸矢量的信道估算所得到的合矢量。
图8一般地描述了用按照本发明的改进的信道估算方法去实现图6中诸矢量的信道估算所得到的改善了的合矢量。
图9一般地描述了能按照本发明有效地实现改进的信道估算的一种通信系统900的方框图。
一台接收机实施改进的信道估算。该接收机对一组发送的信号进行解调，并作出初始的信道估算。然后该接收机就什么数据符号值被发送以及哪些样本的分组表示在时间上连贯的判别等问题作出一个硬判别。该样本分组的矢量和被计算出来，并且每一个样本都跟该矢量和进行比较。在矢量和(的方向)上具有最大投影的样本被保留，而其他诸样本都被考虑为噪声，并因此被抛弃。在获得预定数量的被保留样本之后，该被保留的诸样本被用来产生一个新的信道估算值。由于含有噪声的估算值被抛弃，所以新的信道估算值所含有的误差小于初始们道估算值。该新的信道估算值被用来产生解码数据。
专门地提供了一种对通信系统中的信道进行估算的方法。加入到通信系统的信号包括一个参考序列和一个数据序列，其中数据序列具有作为信号传输结果的误差。实现改进的信道估算的方法是，首先接收一个包括该参考序列以及该数据序列的发送信号，然后基于所接收的参考序列对该信道进行估算，以产生一个第一信道估算值。随后，该第一信道估算值被用来改进含有误差的数据序列符号，以便产生一个经过改进的数据序列。该改进后的数据序列被修改，并且基于修改后的数据序列再次对信道进行估算，以便产生一个第二信道估算值。跟第一个初始的信道估算值相比，第二信道估算值是一个改进后的信道估算值。在本优选实施例中，对改进后的数据序列进行这样的修改：首先对该序列进行量化，从该序列中去除未知的调制信息，并且根据一个预定的标准，从一个预定的样本分组中保留该序列的一个样本，同时抛弃其余的诸样本。
在获得第二个信道估算值之后，它被用来对改进后的数据序列作进一步的改进，以便产生一个二次改进后的数据序列。然后，该二次改进后的数据序列被解码以产生解码数据。跟现有技术产生的解码数据相比，使用二次改进后的数据序列产生的解码数据含有较少的误差，这样一来，整个通信系统的呼叫质量都得到改进。
图2一般地描述了按照本发明实现改进的信道估算的相干接收机200的方框图。在本优选实施例中，接收机200是1台相干接收机，即，能利用被嵌入到接收信号中去的参考序列(或标志信息)的那一种。参看图2，该参考序列109以及该数据序列112都按照跟图1相同的方法进行处理，利用初始信道估算值115产生组合信号122。然而，在这点上，该组合信号122并没有被送到去交织器/解码器124以产生解码数据150，而是代之以输入到方框203，在这里，一个最靠近四相移相键控(QPSK)的星座点的“片段”(slice)出现。所得到的结果信号204表示早期硬判别(表示为Q)，在本优选实施例中，它是一个由288个元素组成的序列。接着，该信号204在方框205中进行共轭处理以产生一个共轭信号206。然后，在乘法器207中，该共轭信号206跟数据序列112的延时形式202相乘。在这一点处从乘法207中退出的信号210表示一个新的“含有噪声的”导频序列(表示为R-d)。
在这一点处，该信号210的3个连续样本在方框212中计算出一个矢量平均值，以产生信号214。在本实施例中，使用3个连续的样本，但正如本专业普通技术人员都懂得的那样，可以使用任意数目(的样本)。接着，代表“有噪声的”导频序列的该信号210在一个投影方框216中跟该信号214(代表一个信道估算值)进行比较。信号210诸样本中，其投影劣于信道估算值214的均被认为是“分离物(outliers)”，即，来自QPSK星座的不正确选择。通过抽样器220，从信号210中去除被评估为分离物的那些样本。信号218含有关于被认为是分离物的诸样本的信息。从抽样器220输出的信号222是一个含有减少了的分离物数目的代理导频序列。随后信号222进入一个信道估算滤波器224(类似于信道估算滤波器214)。
根据表示一个代理导频序列(含有分离物的数目已经减少)的信号122，信道估算滤波器224对信道进行估算。由于被认为是分离物的诸样本已经从信号210中被去除，所以从信道估算滤波器224输出的信道估算值将被附加的噪声损坏，上述附加的噪声跟在图1中确定的出现于信道估算器115处的误差不相关。信道估算值h数据用因子β加权并且跟原始导频(序列)h导频组合在一起，以形成一个最终的信道估算信号236，表示为h全部。代表最终信道估算值h全部的信号236被用来对原始数据序列112进行纠错和加权，最终地产生信号240。随后，信号240跟来自其他分集元件的类似信号组合在一起产生信号246。组合信号246现在输入到去交织器/解码器124，在这里输出解码数据250。该解码数据250的误码率低于图1所示的现有技术的解码数据150的误码率，这是由于许多分离物(错误的估算值)已经被去除的缘故。因此，按照本发明去实施信道估算，在呼叫质量方面的改进将是显而易见的。
图3以流程图的形式一般地描述了按照本发明以获得改进的信道估算所执行的诸步骤。该过程从步骤300开始并且进入步骤301，在这里该组合信号122被切成片段并分配到最靠近的QPSK星座点。换句话说，该组合信号122中的每一个样本都被分配到它在QPSK星座中的近邻(.7+j.7，-.7+j.7，-.7-j.7，.7-j.7诸点)。需要着重注意的是，在这些片段(或者分配)中，有10％以上将被分配到错误的QPSK星座点上。这些就是上面所说的被确定为分离物的诸样本，由于这是在通信系统中使呼叫质量恶化的重要原因，因此，在下面要更详细地作出规定。
为了去除有错误的10％的片段(分配)，代表有噪声的导频序列的信号210在下一步进入下列过程。在步骤302，对每3个样本，计算一个矢量平均值。其次，在步骤303，这3个样本中的每一个都投影到该矢量平均值(的方向上)。一个复数V1(2元矢量)在另一个复数V2上的投影p由下式给出：p＝Real(V1*conj(V2))，式中“conj(  )”为共轭运算。利用该投影，在矢量平均值方向上具有最大幅值的数据样本(出自这3个数据样本)，作为一个幸存者样本在步骤304中被保留下来，同时诸数据样本的剩余部分在步骤305中被抛弃。在本优选实施例中，诸数据样本中被抛弃的剩余部分被确定为分离物，或者不正确的硬判别(片段分配)。接着，在步骤306中按预定次数重复诸步骤301-305，并且具有诸保留样本的信号222被用来产生一个信道估算值。去除了分离物(那些代表不正确的硬判别的诸样本)之后，所得到的结果信号表示一个代理导频序列(信号222)，其中所含分离物的数量已经减少。在本优选实施例中，信号222是一个由96个元素组成的序列。注意表示代理导频序列的信号222所拥有的样本数仅相当于表示早期硬判别的信号204的1/3；在信号222中，2/3的样本已经被抛弃。借助于使用该信号222以形成一个信道估算值，就获得了按照本发明的改进的信道估算。
本发明的优选实施例是一台相干接收机，在一台非相干接收机中，也可以有效地实施按照本发明的改进的信道估算。例如，暂行标准(IS)95所规定的兼容于码分多址(CDMA)通信的接收机，就是这样一种能有效地实施上述技术的接收机。如果想得到关于IS-95的更多的信息，可参阅《TIA/EIA/IS-95，双工作方式宽带扩展频谱蜂窝系统移动站-基站兼容性标准》，1993年7月发布，已列入本文的参考文献。
图4一般地描述了一台能按照本发明有效地实施改进的信道估算的、兼容于IS-95反向链路(移动站到基站)的接收机。如图4所示，一个信号401(不含参考序列)被输入到一个类似于图1所示的方框103那样的方框。方框103的输出为沃尔什片段403，后者被输入到业界熟知的快速哈德马变换器(FHT)405。FHT405的输出就是6个FHT输出407。在本优选实施例中，在1个沃尔什符号时间周期中，来自FHT405的输出是64个并行的FHT输出(以下称为“候选者”)407。
图5一般地描述了在一个预定的时间周期中来自FHT405的6个FHT输出0-5。在本优选实施例中。图5所示的6个FHT输出0-5的预定时间周期，代表了由IS-95的6.1.3.1.7.1节所规定的一个单独的幂控制组(PCG)。要着重注意的是，对于每一个FHT输出0-5来说，在64个潜在的“候选者”中，只示出了其中的4个。在本优选实施例中，这4个(实际上64个)投影中只有1个代表真实信号；其他3个(63个)仅代表噪声。在符合IS-95规定的非相干接收机400中，所面临的挑战是，(尽可能精确地)确定在来自FHT405的64个潜在的FHT输出中，那一个是符合于正确的沃尔什符号的FHT输出。
图6一般地描述了图5中产生具有最大总长度的顺序和的那些矢量(500-505)。这是在业界熟知的最大似然度序列估算法(MLSE)后面的一般概念。一般的MLSE是一种无遗漏的尝试和误差接近方法，在其中形成所有可能的组合，并且最佳的(借助于某种标准)组合被宣布为最大似然度序列。无遗漏的组合是这样形成的：先从时间0选择1个候选者，并且跟时间1的1个矢量求矢量和，随后跟时间2的1个矢量求矢量和，如此下去，直到跟时间5的1个候选者求矢量和。图6描述了来自每个时间的特定数据，最后产生如图7所示的成功的尝试序列。所有其他组合所形成的合矢量的幅值都比图7所示的为小。
如同在图7中所看到的，矢量502对总的投影700的贡献(如果有的话)是很小的，事实上它更像图5所示的幂控制组中产生不正确估算值的第2个沃尔什符号的FHT输出。如果使用这个不正确的矢量502去产生解码数据会导致整个通信系统呼叫质量的恶化。事实上，使用基本的MLSE技术在沃尔什符号估算中导致大约30％的误差。换句话说，在1个幂控制组每6个沃尔什符号中差不多有2个被估算为不正确。
图8一般地描述了在按照本发明改进了信道估算之后所得到的改进的合矢量800。在应用上述诸步骤301-305(图3)之后，在图7中所示的矢量502将被确定为分离物(即一个选得不正确的候选者)。通过把矢量502置换为一个零长度的候选者(如同在图4中，在步骤301-305之后，分离物确定方框409所做的那样)，该改进的合矢量800所产生的解码信号，跟图7的合矢量700所产生的解码信号相比，前者含有较少的误差。在图4中由信号411表示的改进的合矢量800，是一个改进的信道估算值，它被输入到一个量度产生和卷积解码方框412。量度产生和卷积解码方框412的运作，在Ling等提出的美国专利申请号(Docket CE02934R)中作了说明，并且列入本文的参考文献。由于改进了的信号411跟由严格的MLSE方法所产生的信号相比，在均方意义上是一种比较好的信道估算，因此，从去交织器/解码器方框124输出的解码数据415含有较少的误差。结果，借助于按照本发明实施改进的信道估算，按照本发明由改进的信道估算所产生的解码数据415含有较少的误差，从而向整个通信系统提供改进了的呼叫质量。
图9一般地描述了能按照本发明有效地实施改进的信道估算的一种通信系统900的方框图。在本优选实施例中，该通信系统是一个码分多址(CDMA)蜂窝无线电话系统。然而，本专业技术人员将懂得，按照本发明的改进的信道估算可以在任何通信系统中实施，并使之从这项技术中受益。
参照图9，为方便起见拟使用缩略词。下面是在图9中使用的缩略词的定义表：
BTS         收发两用机基站
CBSC        集中化基站控制器
EC          回声抵消器
VLR         访问者位置寄存器
HLR         初始位置寄存器
ISDN        综合业务数字网络
MS          移动站
MSC         移动交换中心
MM          可移动性管理器
OMCR        运行与维修中心-无线电
OMCS        运行与维修中心-交换
PSTN        公共交换电话网络
TC          代码转换器
从图9可以看出，每一个BTS 901-903向一个MS 905-906提供无线电频率(RF)通信。在诸BTS 901-903以及诸MS 905-906中为支持无线电频率通信而安装的发射机/接收机(收发两用机)的硬件，在1993年7月由远程通信工业协会(TIA)发布的题为TIA/EIA/IS-95，双工作方式宽带扩展频谱蜂窝系统移动站-基站兼容性标准》的文件中作出了规定。在该实施例中，图4中的接收机可以安装到诸BTS 901-903里面。图9同样地表示一个在反向链路(MS 905-906到诸BTS 901-903)中加入参考序列的码分多址(CDMA)通信系统。在该实施例中，图2中的接收机可以安装到诸BTS 901-903里面。
从图9还可以看出，诸BTS 901-903被连接到一个CBSC904。在该CBSC904的内部[注1]，通过TC910负责呼叫处理，并且通过MM909负责可移动性管理。CBSC904的其他任务包括特征控制以及传输/网络接口。如果想得到关于CBSC904的功能的更多信息，可参阅Bach等提出的美国专利号5,756,686，该专利已授与本申请的受让人，并已列入本文的参考文献。
在图9中还描述了跟CBSC904中的MM909相连接的一个OMCR912。该OMCR912在通信系统900中负责无线电部分(CBSC904跟诸BTS901-903的组合)的运行和一般维修。该CBSC904被连接到MSC915，后者在PSTN920/ISDN922以及该CBSC904之间提供交换能力。OMCS924在通信系统900中负责交换部分(MSC915)的运行和一般维修。HLR916以及VLR917向通信系统900提供主要用于记帐目的的用户信息。安装诸EC911和919是为了改进通过通信系统900进行传输的语音信号的质量。CBSC904、MSC915、HLR916以及VLR917的功能以分布方式示于图9，然而，本专业的普通技术人员将懂得，这些功能同样可以集中到一个单独的部件里面。
虽然本发明在以上的叙述和说明中带有一定程度的特殊性，可以理解，这里所公开的实施例仅仅是借助于实例而作出的，同样可以理解，本专业的技术人员在不离开本发明在权利要求中体现的精神和范围的前提下，在具体安排、各部分的组合以及步骤等方面，可以作出许许多多的更改。例如，本专业的技术人员将理解，在本文中说明并提出权利要求的改进信道估算的技术也能适用于其他类型的传输系统，像那些采用非相干接收机的基于时分多址(TDMA)和频分多址(FDMA)的系统。在下面的权利要求书中，相应的结构、材料、动作以及所有方法或步骤加上功能元件的等效物都打算包括如同专门地提出权利要求的、跟其他已提出 的诸要素一起履行诸功能的任何结构，材料或动作。

Claims (7)

1.一种在通信系统中对信道进行估算的方法，施加于该通信系统的诸信号包括一个参考序列和一个数据序列，该数据序列含有作为信号传输结果的误差，本方法包括以下诸步骤：
接收一组包括该参考序列和该数据序列的发送信号；
基于该参考序列对一个信道进行估算，以产生一个第一信道估算值；
使用该第一信道估算值去改进含有误差的数据序列，以产生一个改进的数据序列；
修改该改进的数据序列，以产生一个修改后的数据序列；以及
基于修改后的数据序列再次对信道进行估算，以产生一个第二信道估算值；
使用第二信道估算值，对改进后的数据序列作进一步的改进，以产生一个经过两次改进的数据序列；并且
对经过两次改进的数据序列进行解码，以产生解码数据。
2.在权利要求1的方法中，对改进后的数据序列进行修改的步骤进一步地包括以下诸步骤：
对改进后的数据序列进行量化，然后送到一个预定的样本分组中去；并且
根据一个预定的标准，从预定的样本分组中保留一个幸存者样本，同时将该预定的样本分组中的剩余部分抛弃掉。
3.在权利要求2的方法中，保留该幸存者样本的步骤进一步地包括计算该预定样本分组的一个矢量平均值的步骤。
4.在权利要求3的方法中，根据预定标准保留幸存者样本的步骤进一步地包括以下步骤：把在该预定的样本分组的矢量平均值方向上具有最大投影的样本作为幸存者样本予以保留。
5.一种在通信系统中对信道进行估算的装置，施加于该通信系统的诸信号包括一个参考序列和一个数据序列，该数据序列含有作为信号传输结果的误差，该装置包括：
接收一组包括该参考序列以及该数据序列的发送信号的装置；
基于该参考序列对一个信道进行估算，以产生一个第一信道估算值的装置；
使用该第一信道估算值去改进含有误差的数据序列，以产生一个改进的数据序列的装置；
修改该改进的数据序列的装置；以及
基于该修改后的数据序列再次对信道进行估算，以产生一个第二信道估算值的装置；
使用第二信道估算值，对改进后的数据序列作进一步的改进，以产生一个经过两次改进的数据序列的装置；以及
对经过两次改进的数据序列进行解码，以产生解码数据的装置。
6.在权利要求5的装置中，对改进后的数据序列进行修改的装置进一步地包括：
对改进后的数据序列进行量化，然后送到一个预定的样本分组的装置；以及
根据一个预定的标准，从该预定的样本分组中保留一个幸存者样本，并抛弃该预定样本分组中的剩余部分的装置。
7.在权利要求6的装置中，保留该幸存者样本的装置进一步地包括计算该预定样本分组的一个矢量平均值的装置。
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