CN108241396A - 一种提高瞬态响应速度的低压差线性稳压器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种提高瞬态响应速度的低压差线性稳压器，包括跨导放大器，跨阻放大器，电流采样电路，反馈电阻，开关和频率补偿网络。本发明采用双环路反馈控制和单环路电压反馈两种工作模式，当对瞬态响应速度的要求较高时，低压差线性稳压器通过开关控制来选择电流采样电路、跨导放大器和跨阻放大器接入反馈环路，并且选择双环路反馈控制模式的频率补偿网络进行环路补偿，提高低压差线性稳压器的瞬态响应速度；当对功耗要求较为严格的时候，低压差线性稳压器将会关闭电流采样电路，关闭跨阻放大器，由跨导放大器直接接入环路，构成单环路电压反馈模式，并且选择单环路的频率补偿网络进行频率补偿，进一步降低了低压差线性稳压器的功耗。

Description

一种提高瞬态响应速度的低压差线性稳压器
技术领域
本发明涉及集成电路电源管理芯片技术领域， 尤其涉及一种提高瞬态响应速度的低压差线性稳压器。
背景技术
当今世界，电子产品已经成为了人们生活的必需品，而电源管理系统(PowerManagement Unit, PMU) 在消费类电子产品中的作用越来越重要，电源管理系统担负着对电能分配检测等职责。各种手机，平板电脑都依靠一个稳定的电源来保证它们正常工作，并提高其电池续航能力。在电源管理芯片中，低压差线性稳压器（LDO）的作用至关重要。低压差线性稳压器是电源管理系统中一个必不可少的模块，它的作用能为整个系统提供一个不受外界影响，输出纹波小，稳定可靠的电源电压。
瞬态响应速度是衡量低压差线性稳压器的主要性能指标，现有的低压差线性稳压器稳定建立时间需要20us左右。 在低功耗无线应用中，要求电源管理系统系统响应时间快，工作时间短，因此更高瞬态响应速度的低压差线性稳压器在实际的系统应用中备受青睐。低压差线性稳压器瞬态响应速度越快，低压差线性稳压器的建立时间越短，可以使得整个电源管理系统系统时序正常，输出电压更加稳定。
如图1所示，现有的低压差线性稳压器，该低压差线性稳压器通过电阻反馈网络构成一个负反馈闭环系统。当低压差线性稳压器输出端电压增大时，通过电阻反馈网络提供反馈信号，误差放大器同向输入端电压上升，并通过和误差放大器反向输入端的基准电压进行比较，调整误差放大器的输出信号，增大功率管的栅电压，降低低压差线性稳压器的输出电压；反之，当低压差线性稳压器输出端电压下降时，通过电阻反馈网络提供反馈信号，误差放大器同向输入端电压下降，并通过跟误差放大器反向输入端的基准电压进行比较，调整误差放大器的输出信号，减小功率管的栅电压，提高低压差线性稳压器的输出电压。由于环路只采用电压反馈模式，传统的低压差线性稳压器的瞬态响应速度较慢。
发明内容
针对上述现有技术中存在的不足，本发明的目的是提供一种双环路反馈控制模式和单环路电压反馈模式的低压差线性稳压器，能够提高低压差线性稳压器的瞬态响应速度，进一步减小低压差线性稳压器的建立时间。
为了达到上述技术目的，本发明所采用的技术方案是：
一种提高瞬态响应速度的低压差线性稳压器，包括跨导放大器，跨阻放大器，电流采样电路，反馈电阻，开关和频率补偿网络，其中，电流采样电路由采样电流管与导通功率管构成，反馈电阻由第一反馈电阻和第二反馈电阻构成，开关由第一开关和第二开关构成，频率补偿网络由电阻和电容构成，分为第一频率补偿网络和第二频率补偿网络，在低压差线性稳压器中，跨导放大器的输出端与第一开关相连，并连接到跨阻放大器的反向输入端，同时跨导放大器的输出端与第二开关串联，并连接到导通功率管的栅极，跨阻放大器的同向输入端与采样电流管的漏级相连，跨阻放大器的输出端经过第一开关的同时与导通功率管与采样电流管的栅极相连，低压差线性稳压器工作时，跨导放大器的反向输入端接输出电压Vout经过第一反馈电阻与第二反馈电阻的电阻分压得到反馈电压Vfb，跨导放大器的同向输入端接基准电压Vref；
低压差线性稳压器采取双环路反馈控制模式和单环路电压反馈模式两种工作模式；在双环路反馈控制模式时，第一开关导通，第二开关关断，导通功率管的栅极与跨阻放大器的输出端相连接，跨阻放大器的同向输入端与电流采样电路的采样电流相连接，跨阻放大器的反向输入端与跨导放大器的输出端相连接，跨导放大器的同向输入端与基准电压Vref相连，跨导放大器的反向输入端与反馈电压Vfb相连接，此时，低压差线性稳压器的输出电压通过第一反馈电阻与第二反馈电阻分压得倒反馈电压Vfb，反馈电压Vfb通过与基准电压Vref进行比较得到输出电流信号，输出电流信号与采样电流信号通过跨阻放大器得到控制电压信号来调节功率管的栅压，此时，低压差线性稳压器采用第一频率补偿网络进行环路补偿，保证低压差线性稳压器输出电压稳定；在单环路电压反馈模式时，第一开关关断，第二开关导通，导通功率管的栅极与跨导放大器的输出端相连接, 反馈电压Vfb与跨导放大器的反向输入端相连接，跨导放大器的同向输入端与基准电压Vref相连接，跨阻放大器与电流采样电路均不工作，此时，低压差线性稳压器采用第二频率补偿网络进行频率补偿，保证低压差线性稳压器处于低功耗工作状态。
本发明由于采用了双环路反馈控制和单环路电压反馈两种工作模式的低压差线性稳压器结构，所获得的有益效果是，本发明的低压差线性稳压器能够灵活地根据应用情形来选择工作模式；当对瞬态响应速度的要求较高时，通过开关控制来选择电流采样电路、跨导放大器和跨阻放大器接入反馈环路，并且选择双环路反馈控制模式的频率补偿网络进行环路补偿，从而提高低压差线性稳压器的瞬态响应速度；当对功耗要求较为严格的时候，本发明的低压差线性稳压器将会关闭电流采样电路，关闭跨阻放大器，由跨导放大器直接接入环路，构成单环路电压反馈模式，并且选择单环路的频率补偿网络进行频率补偿，进一步降低了低压差线性稳压器的功耗。
下面结合附图和具体实施方式对本发明做进一步说明。
附图说明
图1是现有的低压差线性稳压器电路图。
图2是本发明具体实施的低压差线性稳压器电路结构图。
图3是本发明具体实施的采取双环路反馈控制模式的低压差线性稳压器电路图。
图4是本发明具体实施的采取单环路电压反馈模式的低压差线性稳压器电路图。
图5是本发明具体实施的采用频率补偿网络1的低压差线性稳压器电路结构图。
图6是本发明具体实施的采用频率补偿网络2的低压差线性稳压器电路结构图。
具体实施方式
如图2所示，为本发明具体实施的低压差线性稳压器电路结构图。该低压差线性稳压器电路包括跨导放大器Gm、跨阻放大器Rm、电流采样电路、开关、反馈电阻和频率补偿网络，其中，电流采样电路由导通功率管Mp和采样电流管Mps构成，导通功率管Mp和采样电流管Mps的栅极相连，采样电流管Mps 与导通功率管Mp管的宽长比为1：N(N可以取1000)，反馈电阻由反馈电阻R1和反馈电阻R2构成，开关由开关K1和开关K2构成。
跨导放大器Gm由两级放大器构成；PMOS晶体管P1，PMOS晶体管P2，NMOS晶体管N1，NMOS晶体管N2，NMOS晶体管N3 五管构成第一级放大器；NMOS晶体管N4与PMOS晶体管P3构成第二级放大器；NMOS晶体管N1管的栅极接输出电压Vout经过反馈电阻R1与反馈电阻R2的电阻分压得到的反馈电压Vfb，NMOS晶体管N2的栅极接基准电压Vref。NMOS晶体管N4管的漏极为跨导放大器Gm的输出端，跨导放大器Gm的输出端与开关K1相连，并连接到跨阻放大器Rm的反向输入端，同时跨导放大器的输出端也与开关K2串联，并连接到导通功率管Mp的栅极，由于开关K1与开关K2不同时导通，所以跨导放大器Gm的输出端只会与一个端口相连接。
跨阻放大器Rm由三个具有镜像关系的电流镜构成，NMOS晶体管N5 与NMOS晶体管N6构成镜像关系，PMOS晶体管P4与PMOS晶体管P5构成镜像关系，NMOS晶体管N7与NMOS晶体管N8构成镜像关系，跨阻放大器Rm的反向输入端为NMOS晶体管N5的漏极，跨阻放大器Rm的同向输入端与采样电流管Mps的漏级相连，跨阻放大器Rm的输出端经过开关K1同时与导通功率管Mp与采样电流管Mps的栅极相连。
频率补偿网络由电阻和电容构成，根据低压差线性稳压器工作模式的不同，分为频率补偿网络1与频率补偿网络2。
低压差线性稳压器有两种工作模式可选择，一种是双环路反馈控制模式，另一种是单环路电压反馈模式。
如图3所示，本发明具体实施的采取双环路反馈控制模式的低压差线性稳压器电路图。低压差线性稳压器采取双环路反馈控制模式时，开关K1导通，开关K2关断，导通功率管Mp的栅极与跨阻放大器的输出端相连接，即导通功率管Mp管的栅极与PMOS晶体管P4管的漏极相连接。跨阻放大器Rm的同向输入端与电流采样电路的采样电流管Mps相连接，即NMOS晶体管N8管的漏极与采样电流管Mps 管的漏极相连接。跨阻放大器Rm的反向输入端与跨导放大器Gm的输出端相连接，即NMOS晶体管N5的漏极与NMOS晶体管N4 的漏极相连接，跨导放大器Gm的同向输入端与基准电压Vref相连，即NMOS晶体管N2管的栅极与基准电压Vref相连接，跨导放大器Gm的反向输入端与反馈电压Vfb相连接，即NMOS晶体管N1的栅极与反馈电压Vfb相连接。
整个双环路反馈控制模式概括为：低压差线性稳压器的输出电压通过电阻R1与R2分压得倒反馈电压Vfb，反馈电压Vfb通过与基准电压Vref进行比较得到输出电流信号，该输出电流信号与采样电流信号通过跨阻放大器Rm得到控制电压信号来调节功率管的栅压，保证稳压器输出电压稳定。由于电流采样反馈的速度大于电压反馈的速度，所以整个系统的响应速度较单个电压反馈环路的响应速度较快。
如图4所示，为本发明具体实施的采取单环路电压反馈模式的低压差线性稳压器电路图。低压差线性稳压器采取单环路电压反馈模式时，开关K1关断，开关K2导通，导通功率管Mp的栅极与跨导放大器Gm的输出端相连接,即导通功率管Mp管的栅极与PMOS晶体管P3管的漏极相连，反馈电压Vfb与跨导放大器Gm的反向输入端相连接，即反馈电压Vfb与NMOS晶体管N1管的栅极相连，同向输入端与基准电压Vref相连接，即NMOS晶体管N2管的栅极与基准电压Vref相连接，此时跨阻放大器Rm与电流采样电路均不工作，低压差线性稳压器处于低功耗单环路电压反馈模式。
如图5所示，为本发明具体实施的采用频率补偿网络1的低压差线性稳压器电路结构图。在低压差线性稳压器中，对于瞬态响应速度要求较高的情形，该低压差线性稳压器采用频率补偿网络1，低压差线性稳压器采取双环路反馈控制模式时，采用频率补偿网络1，频率补偿网络1由补偿电阻Rm1与补偿电容Cm1构成，补偿电阻Rm1与补偿电容Cm1相串联，补偿电阻Rm1 一端与NMOS晶体管N2管的漏极相连，补偿电容Cm1的一端通过开关K1与PMOS晶体管P3管的漏极相连，即与跨导放大器Gm的输出端相连接。该低压差线性稳压器采用频率补偿网络1，即低压差线性稳压器控制开关K1导通，开关K2关闭，同时选择频率补偿网络1的结构对环路进行补偿。
如图6所示，为本发明具体实施的采用频率补偿网络2的低压差线性稳压器电路结构图。对于功耗要求较为严格的情形，该低压差线性稳压器采取单环路电压反馈模式，低压差线性稳压器采用频率补偿网络2，频率补偿网络2由补偿电容Cm2与输出电压反馈电阻R1构成，补偿电容Cm2通过开关K2与反馈电阻R1并联，即低压差线性稳压器控制开关K1关闭，开关K2导通，此时，跨阻放大器Rm与电流采样电路均不工作，低压差线性稳压器处于低功耗单环路电压反馈模式。
本发明并不限于上文讨论的实施方式，以上对具体实施方式的描述旨在于为了描述和说明本发明涉及的技术方案。基于本发明启示的显而易见的变换或替代也应当被认为落入本发明的保护范围；以上的具体实施方式用来揭示本发明的最佳实施方法，以使得本领域的普通技术人员能够应用本发明的多种实施方式以及多种替代方式来达到本发明的目的。

Claims (1)

1.一种提高瞬态响应速度的低压差线性稳压器，包括跨导放大器，跨阻放大器，电流采样电路，反馈电阻，开关和频率补偿网络，其中，电流采样电路由采样电流管与导通功率管构成，反馈电阻由第一反馈电阻和第二反馈电阻构成，开关由第一开关和第二开关构成，频率补偿网络由电阻和电容构成，分为第一频率补偿网络和第二频率补偿网络，其特征在于，跨导放大器的输出端与第一开关相连，并连接到跨阻放大器的反向输入端，同时跨导放大器的输出端与第二开关串联，并连接到导通功率管的栅极，跨阻放大器的同向输入端与采样电流管的漏级相连，跨阻放大器的输出端经过第一开关的同时与导通功率管与采样电流管的栅极相连，低压差线性稳压器工作时，跨导放大器的反向输入端接输出电压Vout经过第一反馈电阻与第二反馈电阻的电阻分压得到反馈电压Vfb，跨导放大器的同向输入端接基准电压Vref；
低压差线性稳压器采取双环路反馈控制模式和单环路电压反馈模式两种工作模式；在双环路反馈控制模式时，第一开关导通，第二开关关断，导通功率管的栅极与跨阻放大器的输出端相连接，跨阻放大器的同向输入端与电流采样电路的采样电流相连接，跨阻放大器的反向输入端与跨导放大器的输出端相连接，跨导放大器的同向输入端与基准电压Vref相连，跨导放大器的反向输入端与反馈电压Vfb相连接，低压差线性稳压器的输出电压通过第一反馈电阻与第二反馈电阻分压得倒反馈电压Vfb，反馈电压Vfb通过与基准电压Vref进行比较得到输出电流信号，输出电流信号与采样电流信号通过跨阻放大器得到控制电压信号来调节功率管的栅压，此时，低压差线性稳压器采用第一频率补偿网络进行环路补偿，保证低压差线性稳压器输出电压稳定；
在单环路电压反馈模式时，第一开关关断，第二开关导通，导通功率管的栅极与跨导放大器的输出端相连接, 反馈电压Vfb与跨导放大器的反向输入端相连接，跨导放大器的同向输入端与基准电压Vref相连接，跨阻放大器与电流采样电路均不工作，此时，低压差线性稳压器采用第二频率补偿网络进行频率补偿，保证低压差线性稳压器处于低功耗工作状态。
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