CN108233706A - 连续导通电流模式恒流驱动控制系统和方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种连续导通电流模式恒流驱动控制系统，包括依次连接的输入整流器、降压型恒流驱动级和输出负载，该降压型恒流驱动级包括恒流控制器，该恒流控制器包括电源发生器、基准源、受控震荡器、PWM发生器、PWM驱动器和恒流调制器。基准源产生第一参考电压和第二参考电压，该第一参考电压高于该第二参考电压。受控震荡器根据PWM延迟信号产生时钟信号。PWM发生器根据该时钟信号和峰值检测信号产生PWM信号，其中该峰值检测信号触发PWM信号的下降沿。PWM驱动器根据该PWM信号产生驱动信号。恒流调制器根据电感励磁电流采样电压和该第一参考电压的比较结果产生该峰值检测信号，并且根据该电感励磁电流采样电压和该第二参考电压的比较结果产生该PWM延迟信号。
Description
技术领域
本发明主要涉及开关电源系统，尤其涉及一种用于恒流驱动的开关电源系统，更具体地说，是一种连续导通电流模式恒流驱动控制系统和方法。
背景技术
开关电源是一种电压转换电路，主要用于升压和降压，并广泛应用于现代电子产品中。例如发光二极管(LED)光源普遍使用开关电源作为其供电电源。
降压(Buck)恒流驱动是目前主流的LED驱动方式。这种驱动方式具有结构简单，生产成本低，易于加工等优点。图1示例传统的降压型临界导通模式(Boundary ConductionMode,BCM)LED恒流驱动系统的原理图。如图1所示，恒流驱动系统100由一个输入整流器110、一个降压恒流驱动级120及输出负载130三部分构成。输入整流器110由二极管D1、D2、D3和D4组成。降压恒流驱动级120由一个输入电容Cin、一个恒流控制器121、一个供电电阻R1、一个供电电容Cc、一个电流采样电阻Rs、一个功率开关M1、一个续流二极管Dx、一个功率电感L以及一个输出电容Co构成。恒流控制器121包括电源发生器1211、基准源1212、限流比较器1213、过零检测器1214和PWM逻辑1215。
如图1所示，交流(AC)输入电压首先通过输入整流器110整流，并经过输入电容Cin滤波后形成降压型恒流驱动级120的输入电压。恒流控制器121通过控制功率开关M1实现能量向输出负载传递。电流采样电阻Rs采样流过功率电感L的峰值电流，来控制功率开关M1的关断，从而控制流过功率电感L的峰值电流；而功率开关管M1的漏(Drain)端电压，被其自身的栅漏寄生电容Cgd所采样，并通过过零检测器1214检测出电感电流的过零点来控制功率开关M1的导通。因此，这种控制方式导致降压恒流驱动级120工作在BCM模式，即电感电流(也是流过输出负载130的电流)从一个预先设定的峰值和零之间周期性变化，从而实现恒流输出的目的。
图2示例了上述恒流控制方式的时序图。如图2所示，当PWM信号变为高电平，功率开关M1导通，功率电感L开始励磁，其电流逐渐升高。当电流采样电阻Rs上的采样电压Vcs达到限流比较器1213的阈值Vth时，限流比较器1213输出峰值检测信号OCP到PWM逻辑1215，控制PWM信号变低，功率开关M1截止。功率开关M1截止后，功率电感L开始退磁，其电流逐渐减小。当退磁结束时，功率电感L的电流减小到零，功率开关M1的漏端电压开始谐振。如图2所示，在电感电流的过零点，漏端电压出现斜率突变，该电压信号被图1中功率开关M1的栅漏寄生电容Cgd所采样，该电压采样信号通过恒流控制器121的GATE引脚输入恒流控制器121内部的过零检测器1214。过零检测器1214检测到电感电流过零点，并输出一个过零检测信号ZCS到PWM逻辑1215，控制功率开关M1导通。综上所述，在这种控制方式下，电感电流在峰值Ip和零之间周期变化，系统工作在BCM模式，输出平均电流等于峰值电流Ip的1/2，其中峰值电流Ip等于限流比较器1213的阈值电压Vth除以电流采样电阻的阻值Rs。
如上控制方式是目前主流的恒流驱动控制方式，例如上海莱狮半导体科技有限公司的恒流驱动芯片LIS8411B，LIS8411C即采用了上述的控制方式实现LED的恒流驱动。
在LED照明系统中，以上这种驱动方式也存在有一些固有的不足之处，主要包括：1、峰值电流比较大，导致功率开关导通损耗比较高；2、电感的纹波电流大，因此LED负载需要并联滤波电容，以降低电流纹波，因此增加了额外的成本；3、恒流控制器需要专门的供电电容，也增加了系统成本。
除了上述BCM模式的恒流驱动系统外，也有一些采用连续导通模式(ContinuousConduction Mode,CCM)的恒流驱动系统，例如，MICROCHIP公司的芯片HV9921/2/3，华润矽微科技(上海)有限公司的芯片PT4207都可以用于控制CCM的恒流驱动系统。
以HV9921/2/3芯片为例，如图3所示，其采用的控制方式是功率开关M1的关断时间被限定为恒定值，功率电感L的峰值电流被限定为恒定值。在这种控制方式下，适当选取功率电感L的感量，并且在恒定输出电压下可以使电路工作在CCM模式下，且得到一个固定的输出电流。其输出电流为：
其中，IP是恒流控制开关芯片321设定的恒定峰值电流，ΔI是电感纹波电流的幅度，Vo是输出电压，L是电感的感量，Toff是芯片321设定的固定关断(Off)时间。由上式可见，为了达到输出恒流，输出电压和电感感量必须保持恒定。但是，在实际应用中，电感的感量往往会有一定的偏差，而输出电压固定也大大地限制了应用范围。
为此，需要寻求一种更先进的CCM模式恒流控制方法来避免上述固定关断时间(Toff)控制方式存在的缺陷。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种连续导通电流模式恒流控制电路和方法，能够自适应调节关断时间。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种连续导通电流模式恒流驱动控制系统，包括依次连接的输入整流器、降压型恒流驱动级和输出负载，其特征在于，该降压型恒流驱动级包括恒流控制器、电流采样电阻、功率开关、续流二极管以及功率电感，该恒流控制器具有第一电源端、第二电源端、采样端和驱动端，该驱动端连接功率开关的控制端，该续流二极管连接在该第一电源端和该功率开关的第一端之间，该电流采样电阻连接在该功率开关的第二端与该第二电源端之间，该采样端连接该功率开关的第二端，该功率电感与该输出负载串联，并且该恒流控制器包括电源发生器、基准源、受控震荡器、PWM发生器、PWM驱动器和恒流调制器。电源发生器连接该第一电源端，该电源发生器提供供电电源。基准源产生第一参考电压和第二参考电压，该第一参考电压高于该第二参考电压。受控震荡器根据PWM延迟信号产生时钟信号。PWM发生器根据该时钟信号和峰值检测信号产生PWM信号，其中该峰值检测信号触发PWM信号的下降沿。PWM驱动器根据该PWM信号产生驱动信号并提供至该驱动端。恒流调制器连接该采样端，该恒流调制器根据在电流采样电阻上的电感励磁电流采样电压和该第一参考电压的比较结果产生该峰值检测信号，并且根据该电感励磁电流采样电压和该第二参考电压的比较结果产生该PWM延迟信号。
在本发明的一实施例中，该电源发生器产生第一供电电源和第二供电电源，该第一供电电源提供给该基准源、PWM发生器、受控震荡器和恒流调制器，该第二供电电源提供给该PWM驱动器。
在本发明的一实施例中，该恒流调制器包括峰值比较器、锁存比较器、窄脉冲发生器、与非门、倒相器和或非门。峰值比较器的第一输入端输入该第一参考电压，第二输入端输入该电感励磁电流采样电压，输出端输出该峰值检测信号。锁存比较器的第一输入端输入该电感励磁电流采样电压，第二输入端输入该第二参考电压，锁存比较器在该功率开关导通瞬间比较该电感励磁电流采样电压和该第二参考电压，并从输出端输出比较信号。窄脉冲发生器的输入端输入该PWM信号，该窄脉冲发生器根据该PWM信号产生窄脉冲信号。与非门的第一输入端输入该比较信号，第二输入端输入该窄脉冲信号。倒相器的输入端输入该窄脉冲信号。或非门的第一输入端输入该比较信号，第二输入端连接该倒相器的输出端。脉冲积分器的第一输入端连接该与非门的输出端，第二输入端连接该或非门的输出端。延迟控制器的输入端输入该PWM信号，其控制端连接该脉冲积分器的输出端，该延迟控制器在该脉冲积分器的输出信号的控制下，产生该PWM延迟信号。
在本发明的一实施例中，该受控震荡器包括或非门、倒相延迟单元以及偶数个倒相器，该或非门的第一输入端连接该PWM延迟信号，该或非门的输出端连接该倒相延迟单元的输入端，该倒相延迟单元的输出端依次连接该偶数个倒相器，其中奇数个倒相器的输出端连接该或非门的第二输入端，偶数个倒相器的输出端输出该时钟信号。
在本发明的一实施例中，该倒相延迟单元设定该时钟信号的低电平持续时间。
在本发明的一实施例中，该PWM发生器包括D触发器，该D触发器的D输入端输入逻辑"1"信号，时钟输入端输入该时钟信号，清零输入端输入该峰值检测信号，输出端输出该PWM信号。
在本发明的一实施例中，该电源发生器包括控制级电源和驱动级电源，该控制级电源提供该第一供电电压，该驱动级电源提供该第二供电电压。
本发明还提出一种连续导通电流模式恒流驱动控制方法，应用于连续导通电流模式恒流驱动控制系统，该系统包括依次连接的输入整流器、降压型恒流驱动级和输出负载，该降压型恒流驱动级包括恒流控制器、电流采样电阻、功率开关、续流二极管以及功率电感，该恒流控制器具有第一电源端、第二电源端、采样端和驱动端，该驱动端连接功率开关的控制端，该续流二极管连接在该第一电源端和该功率开关的第一端之间，该电流采样电阻连接在该功率开关的第二端与该第二电源端之间，该采样端连接该功率开关的第二端，该功率电感与该输出负载串联，该方法包括以下步骤：产生第一参考电压和第二参考电压，该第一参考电压高于该第二参考电压；根据在电流采样电阻上的电感励磁电流采样电压和该第二参考电压的比较结果产生PWM延迟信号；根据该PWM延迟信号产生时钟信号；根据该电感励磁电流采样电压和该第一参考电压的比较结果产生峰值检测信号；根据该时钟信号和该峰值检测信号产生PWM信号，其中该峰值检测信号触发PWM信号的下降沿；以及根据该PWM信号产生驱动信号并提供至该驱动端。
本发明由于采用以上技术方案，使之与现有技术相比，具有如下显著优点：
1、由于采用了降压型连续导通电流模式的控制方式，与传统的临界电流模式相比，减小了功率电感电流的峰值，从而降低了功率开关管的导通损耗，因此在同样功率下可以采用更小的功率开关管；
2、由于采用了降压型连续导通电流模式的控制方式，减小了输出电流纹波，从而省去了传统临界模式中所必需的输出滤波电容，很大地降低了系统成本；
3、由于采用了关断时间自适应调节的降压型连续导通电流模式的控制方式，与传统的固定关断时间降压型连续导通电流模式的控制方式相比，在电感感量和输出负载压降变化时依然可以保证恒定电流的输出；
4、由于采用了特殊的供电设计，省去了传统结构中的恒流控制器的供电电阻和供电电容，简化了系统设计并降低了系统成本。
附图说明
图1是传统的降压型BCM模式的LED恒流驱动系统的原理图。
图2是图1所示恒流控制方式的时序图。
图3是传统的CCM模式的LED恒流驱动系统的原理图。
图4是本发明一实施例的连续导通电流模式(CCM)恒流驱动控制系统的原理图。
图5是图4所示恒流驱动控制系统的时序图。
图6是本发明另一实施例的连续导通电流模式(CCM)恒流驱动控制系统的原理图。
图7示出本发明一实施例的恒流调制器的电路图。
图8示出图7所示实施例的恒流调制器的时序图。
图9示出本发明一实施例的受控震荡器电路图。
图10示出本发明一实施例的PWM发生器的电路图。
图11示出本发明一实施例的电源发生器和PWM驱动器的电路原理图。
图12示出图11所示实施例的时序图。
图13示出本发明另一实施例的用于驱动电磁阀负载的CCM降压恒流驱动控制系统电路图。
图14是本发明一实施例的CCM模式恒流驱动控制方法流程图。
具体实施方式
为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其它不同于在此描述的其它方式来实施，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
图4是本发明一实施例的连续导通电流模式(CCM)恒流驱动控制系统的原理图。参考图4所示，恒流驱动系统400包括一个输入整流器410，一个降压(Buck)恒流驱动级420及输出负载430。输入整流器410由二极管D1、D2、D3和D4组成。降压恒流驱动级420包括一个恒流控制器421、一个供电电阻R1、一个供电电容Cc、一个电流采样电阻Rs、一个功率开关M1、一个续流二极管Dx以及一个功率电感L。与图1中的传统降压驱动器比较，本实施例的CCM模式恒流驱动系统400至少省去了输出电容Co。如图4所示，交流输入信号经过输入整流器410整流后输入降压型恒流驱动级420。恒流控制器421控制功率开关M1导通及关断，使能量传递到输出负载430，并确保系统工作在CCM模式，且流过LED负载的电流保持恒定。
进一步，恒流控制器421具有第一电源端HV、第二电源端VSS、采样端CS和驱动端GATE。驱动端GATE连接功率开关M1的控制端。续流二极管Dx的一端经过供电电阻R1连接第一电源端HV，另一端连接功率开关的第一端(如漏端)。电流采样电阻Rs连接在功率开关M1的第二端(如源端)与第二电源端VSS之间。采样端CS连接功率开关M1的第二端。功率电感L连接在功率开关M1的第一端与输出负载430之间，与输出负载430串联。恒流控制器421包括电源发生器4211、基准源4212、受控震荡器4213、PWM发生器4214、恒流调制器4215和PWM驱动器4216。电源发生器4211连接第一电源端HV，提供供电电源VDD。基准源4212根据供电电源VDD产生第一参考电压VH和第二参考电压VL，VH高于VL。恒流调制器4215根据在电流采样电阻Rs上的电感励磁电流采样电压Vcs和第二参考电压VL的比较结果产生PWM延迟信号PWMD。受控震荡器4213根据PWM延迟信号PWMD产生时钟信号CLK。恒流调制器4215还根据电感励磁电流采样电压Vcs和第一参考电压VH的比较结果产生峰值检测信号OCP。PWM发生器4214根据时钟信号CLK和峰值检测信号OCP产生PWM信号，其中峰值检测信号触发PWM信号的下降沿。PWM驱动器4216根据PWM信号产生驱动信号并提供至驱动端GATE。
下面进一步描述整个恒流控制器421工作的细节。当恒流控制器421的GATE信号为高电平，功率开关M1导通，功率电感L进入励磁阶段。电感电流通过功率开关M1流入电流采样电阻Rs，并形成电感电流采样电压Vcs。采样电压Vcs输入恒流控制器421中的恒流调制器4215。在恒流控制器421内部，基准源4212产生的两个参考电压VH、VL也输入到恒流调制器4215。PWM发生器4214产生的PWM信号也输入恒流调制器4215。电流采样电阻Rs上的采样电压Vcs和基准源4212产生的参考电压信号VH比较产生峰值检测信号OCP输入到PWM发生器4214。如图4所示，OCP信号触发PWM信号由高变低，从而通过PWM驱动器4216关断功率开关M1。另一方面，采样电压Vcs在PWM发生器4214内部和基准源4212产生的参考电压信号VL比较，比较结果通过控制恒流调制器4215进而控制PWM信号的延迟，并产生PWM的延迟信号PWMD。PWMD信号输入受控震荡器4213，并产生时钟信号CLK。时钟信号CLK和恒流调制器4215所产生的OCP信号输入到PWM发生器4214产生PWM信号。PWM信号输入PWM驱动器4216产生功率开关M1的驱动信号GATE。
图5是图4所示恒流驱动控制系统的时序图。由图中可见，CLK信号的下降沿触发PWM信号由低变高，使功率开关M1导通，功率电感L开始励磁。在励磁阶段，电感电流的采样电压Vcs随着电感电流的增大而升高，当采样电压Vcs的电压达到恒流调制器421内部的峰值比较器702的阈值电压VH时，恒流调制器421输出峰值检测信号OCP，该信号OCP使PWM信号变低，并关断功率开关M1，使电感进入退磁阶段。另外，PWM信号也输入到恒流调制器421中，并产生PWM的延迟信号PWMD，PWMD的下降沿触发时钟信号CLK的下降沿，而CLK的下降沿又触发PWM信号的上升沿，使功率开关M1导通。因此，PWMD信号的下降沿相对于PWM信号下降沿的延迟时间段td就是功率电感L的退磁时间。该延迟时间段td受到电感励磁电流采样信号Vcs与恒流调制器4216的输入信号VL在励磁起始点比较的结果控制。例如，如果在励磁起始点(PWM信号变成高电平瞬间)Vcs电压小于阈值电压VL，则本周期PWM信号的延迟时间段td会减小一个一阶小量，这导致退磁时间减小，所以下一个周期励磁起始电流会升高一个一阶小量；当励磁起始点的Vcs采样电压大于阈值电压VL时，延迟时间段td会增加一个一阶小量，导致下一个周期励磁起始电流会减小一个一阶小量。最终，励磁起始点的Vcs电压会收敛到阈值电压VL附近，而延迟时间段td也会收敛到某一个固定的时间段。如图5所示，第1,2,3个PWM周期，励磁起始点的Vcs电压都小于阈值电压VL，因此延迟时间段td逐渐缩短，退磁时间减小，从而励磁起始点的Vcs电压逐渐升高；在第4个PWM周期，励磁起始点的Vcs电压大于阈值电压VL，从而使这个周期的退磁时间段增加一个一阶小量，导致第5个PWM周期励磁起始点的Vcs电压又降低到阈值电压VL之下；以此类推，第6个PWM周期励磁起始点的Vcs电压又升高到阈值电压VL之。最终，励磁电压起始点的Vcs电压收敛到阈值电压VL。
综合以上描述，图4中的受控震荡器4213、PWM发生器4214和恒流调制器4215共同构成一个负反馈回路。通过这个负反馈回路的控制，输出电流Io最终收敛到一个恒定的值，且系统工作在CCM模式。输出恒定电流Io可表示为：
其中，IH和IL是输出电流的上下限，其由恒流控制器421内部的基准源4212产生的阈值电压VH、VL和电流采样电阻Rs设定。
图6是本发明另一实施例的连续导通电流模式(CCM)恒流驱动控制系统的原理图。参考图6所示，恒流驱动控制系统600包括一个输入整流器610、一个降压恒流驱动级620及输出负载630。降压恒流驱动级620包括一个恒流开关芯片621、一个采样电阻Rs、一个续流二极管Dx以及一个功率电感L。恒流开关芯片621包括电源发生器6211、基准源6212、受控震荡器6213、PWM发生器6214、恒流调制器6215、PWM驱动器6216及功率开关管M1。在本实施例中，恒流控制器421的电源发生器6212产生两路供电电源VDD和VDDG，其中VDD给芯片控制级(包括基准源6212、PWM发生器6214、受控震荡器6213和恒流调制器6215)供电，而VDDG只给PWM驱动器6216供电。由于两路供电不会相互干扰，因此可以省去VDD的外部供电电容。与图4中的恒流驱动控制系统400比较，本实施例的系统600把图4的恒流控制器421和功率开关M1集成为一个芯片621，且省去了供电电阻R1和供电电容Cc。
如图6所示，交流输入信号经过输入整流器610整流后输入降压型恒流驱动级620。恒流开关控制电流的导通及关断，使能量传递到输出负载630，并确保系统工作在CCM模式，且流过LED负载的电流保持恒定。本实施例的细节可参考前一实施例，在此不再展开。
图7示出本发明一实施例的恒流调制器的电路图。参考图7所示，恒流调制器6215包括一个锁存比较器701、一个峰值比较器702、一个窄脉冲发生器703、一个脉冲积分器704、一个延迟控制器705、一个倒相器706、一个与非门707以及一个或非门708。峰值比较器702的第一输入端输入第一参考电压VH，第二输入端输入电感励磁电流采样电压Vcs，输出端输出峰值检测信号OCP。锁存比较器701的第一输入端输入电感励磁电流采样电压Vcs，第二输入端输入第二参考电压VL，锁存比较器701的输出端输出比较信号DLT。窄脉冲发生器703的输入端输入PWM信号，窄脉冲发生器根据PWM信号产生窄脉冲信号PST输出。与非门707的第一输入端输入比较信号DLT，第二输入端输入窄脉冲信号PST。倒相器706的输入端输入窄脉冲信号PST，或非门708的第一输入端输入比较信号DLT，第二输入端连接倒相器706的输出端。脉冲积分器704的第一输入端连接与非门707的输出端，第二输入端连接或非门708的输出端。延迟控制器705的输入端输入PWM信号，其控制端连接脉冲积分器704的输出端，延迟控制器705在脉冲积分器704的输出信号VCH的控制下，产生PWM延迟信号PWMD。
图8示出图7所示实施例的恒流调制器的时序图。下面结合图8描述恒流调制器6215的工作过程。恒流调制器6215接收功率电感L的励磁电流采样信号Vcs，如图4所示，该采样信号Vcs是当功率开关M1导通时，电感励磁电流在电流采样电阻Rs上形成的压降。采样信号Vcs分别输入峰值比较器702和锁存比较器701。采样信号Vcs和峰值比较器702的阈值VH比较，当Vcs>VH，则产生图8所示的峰值检测信号OCP，该信号触发PWM信号变低，进而关闭功率开关M1，因此峰值电流被阈值VH限定。采样信号Vcs同时和锁存比较器701的的阈值VL比较，比较时刻被锁存比较器701设定为PWM信号由低变高瞬间，即功率管导通瞬间，比较的结果被锁存比较器701锁存，直到被下一个比较时刻的比较值刷新，锁存比较器701输出的比较信号为DLT。DLT信号和窄脉冲发生器703所产生的窄脉冲信号进行逻辑运算，产生脉冲积分器704的控制信号SH和SL。PWM信号作为输入信号分别输入窄脉冲发生器703和延迟控制器705。如图8所示，窄脉冲发生器703产生的窄脉冲信号PST由PWM信号的下降沿触发。PST信号与DLT信号做逻辑运算，得到脉冲积分器704的控制信号SH、SL。PWM信号输入延迟控制器705后，在脉冲积分器704的输出信号VCH的控制下，产生PWM信号的延迟信号PWMD。如图8所示，VCH是一电压积分信号，VCH的电压越高，PWMD相对于PWM信号的延迟时间越长。继续参考图8所示，脉冲积分器704受到信号SH和SL的控制，当DLT为低电平时，SH信号出现一个正向窄脉冲，使脉冲积分器704的输出信号VCH降低一个一阶小量ΔVCH；而当DLT为高电平时，SL信号出现一个负向窄脉冲，使脉冲积分器704的输出信号VCH升高一个一阶小量ΔVCH。随着VCH的降低，PWMD的延迟时间td越来越短，这意味着电感L的退磁时间也越来越短，因此，在CCM模式下，电感退磁结束点，同时也是励磁起始点的电流逐渐增大，当电感励磁电流的采样信号Vcs在励磁起始点的电压值达到锁存比较器701的阈值电压VL后，输出电流Io将收敛于IH和IL之间：
其中，IH和IL是输出电流的上下限，其由峰值比较器702的阈值VH，锁存(Latch)比较器的阈值VL和电流采样电阻Rs设定。
图9示出本发明一实施例的受控震荡器电路图。参考图9所示，受控震荡器具有控制端PWMD和输出端CLK，且包含4个倒相器INV1、INV2、INV3、INV4、或非门NOR，以及由电流源Ib，PMOS管M1,M2，NMOS管M3和延迟电容Cd构成的倒相延迟单元901。或非门NOR的第一输入端连接PWM延迟信号，或非门的输出端连接倒相延迟单元901的输入端，倒相延迟单元901的输出端依次连接4个倒相器，其中第3个倒相器的输出端连接或非门NOR的第二输入端，第4个倒相器的输出端输出时钟信号CLK。可以理解，倒相器的数量是可以变化的，但是反馈到或非门NOR的第二输入端的信号一直是时钟信号CLK的倒相。当PWMD为低电平时，受控震荡器就是一个典型的5阶环路震荡器。如图5所示例，CLK信号是一方波信号，其低电平持续时间TL是一常数，其由图9中的倒相延迟单元901设定为：
其中，IM2是PMOS M2的漏极电流，Cd是延迟电容，Vt是INV1的翻转阈值。
由图5可见，PWMD信号的下降沿触发CLK信号的下降沿，即PWMD信号决定CLK信号的高电平持续时间。
图10示例了本发明一实施例的恒流控制器中的PWM发生器。参考图10所示，PWM发生器由一个D触发器DFF构成。D触发器的"D"输入端输入逻辑"1"信号，"CLK"输入端输入时钟信号"CLK"，"CLR"输入端输入功率电感电流的峰值检测信号"OCP"，"Q"输出端输出脉冲调制信号PWM。回到图5所示，CLK信号的下降沿触发PWM信号由逻辑“0”变为逻辑“1”；而OCP信号使PWM信号由逻辑“1”变成逻辑“0”。PWM信号进一步输入PWM驱动器，并产生功率开关驱动信号，PWM信号为逻辑“1”时，功率开关驱动信号为高电平，功率开关导通；PWM信号为逻辑“0”时，功率开关驱动信号为低电平，功率开关截止。
图11是本发明实施例的电源发生器和PWM驱动器。基于这种电源发生器的结构，可以使恒流开关芯片省去供电电容。如图11所示，电源发生器包括一个结型场效应管JF1、一个二极管D1、一个控制级电源1101及一个驱动级电源1102。驱动级电源1102包括一个二极管D2和一个电容CB，其输出电压为：
VDDG＝Vp-ΔVp-VD (5)
其中Vp是结型场效应管JF1的夹断电压，ΔVp是JF1的过驱动电压，VD是二极管D2的正向压降；
控制级电源1101由一个运算放大器(OPA)，两个电阻和一个滤波电容C1构成，其输出电压为：
其中Vref是芯片内部基准源产生的参考电压，R1，R2是一对分压电阻。
对于内部控制级的供电电源和驱动级的供电电源合二为一的传统电源控制器芯片，当功率开关导通瞬间，芯片需要提供很大的瞬间电流给功率开关的栅极充电，而芯片内部又无法集成大的滤波电容，因此，如果没有外部供电电容，整个芯片的内部电源会被迅速拉低，进而使芯片控制级的工作异常。因此，传统的电源控制器芯片的供电端需要被引出，并在片外连接大容量供电电容，以确保芯片的内部电源不被拉低。
图11所示例的本发明实施例的恒流开关芯片中，电源被分成驱动级电源1102和控制级电源1101两部分，分别给驱动级和控制级供电。驱动级的供电端为VDDG，控制级的供电端为VDD。如图12所示，当PWM信号由低变高瞬间，PWM驱动器的上驱动管MP被导通，图11中驱动级电源1102中的片上电容CB的电压VDDG被迅速拉低，图中结型场效应管JF1的源极S也随之降低，由于二极管D1的阻隔，并不会从控制级电源1101中抽取电流，因此控制级供电电压VDD(片上退耦电容C1上的电压)的变化幅度远小于VDDG电压的变化幅度，因此，即使省去大的片外供电电容，芯片的控制级也可以正常工作。图12示例了在PWM导通瞬间，功率管Gate，VDD,VDDG的电压变化。由图12中所示，当PWM变高瞬间，为了给功率开关的栅极电容充电，VDDG的电压被迅速拉低，但是由于二极管D1的反向阻隔作用，VDD的变化要小得多，不会导致芯片控制级工作异常，因而可以省去外部的供电电容。
上面描述的本发明的恒流驱动控制系统用于驱动LED的例子。但是本恒流驱动控制系统还可以用来驱动别的负载。图13是本发明的另一实施例的用于驱动电磁阀负载的CCM模式降压恒流驱动系统，它与图4所示系统的区别是输出负载1330是一电磁阀线圈，该负载等效于一个电感和一个电阻的串联。并且，降压型恒流驱动级1320的电感被移到了输出级，作为电磁阀负载的一部分。图13所示系统的工作原理和工作模式与图4所示的LED恒流驱动系统相同。这里所要说明的是，本发明提出的如图4所示的恒流驱动方法及系统也可适用于对电磁阀负载的恒流驱动。
图14是本发明一实施例的CCM模式恒流驱动控制方法流程图。本实施例的方法可以在图4或图6所示电路或其变化例中实施。尤其是，本实施例的方法可以在与图4、图6不同的恒流控制器中实施。参考图14所示，包括以下步骤：
步骤1401，产生第一参考电压和第二参考电压，第一参考电压高于第二参考电压；
步骤1402，根据在电流采样电阻上的电感励磁电流采样电压和第二参考电压的比较结果产生PWM延迟信号；
步骤1403，根据PWM延迟信号产生时钟信号；
步骤1404，根据电感励磁电流采样电压和该第一参考电压的比较结果产生峰值检测信号；
步骤1405，根据时钟信号和峰值检测信号产生PWM信号，其中峰值检测信号触发PWM信号的下降沿；
步骤1406，根据PWM信号产生驱动信号并提供至驱动端。
虽然本发明已参照当前的具体实施例来描述，但是本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本发明，在没有脱离本发明精神的情况下还可作出各种等效的变化或替换，因此，只要在本发明的实质精神范围内对上述实施例的变化、变型都将落在本申请的权利要求书的范围内。
Claims (8)
1.一种连续导通电流模式恒流驱动控制系统，包括依次连接的输入整流器、降压型恒流驱动级和输出负载，其特征在于，该降压型恒流驱动级包括恒流控制器、电流采样电阻、功率开关、续流二极管以及功率电感，该恒流控制器具有第一电源端、第二电源端、采样端和驱动端，该驱动端连接功率开关的控制端，该续流二极管连接在该第一电源端和该功率开关的第一端之间，该电流采样电阻连接在该功率开关的第二端与该第二电源端之间，该采样端连接该功率开关的第二端，该功率电感与该输出负载串联，并且该恒流控制器包括：
电源发生器，连接该第一电源端，该电源发生器提供供电电源；
基准源，产生第一参考电压和第二参考电压，该第一参考电压高于该第二参考电压；
受控震荡器，根据PWM延迟信号产生时钟信号；
PWM发生器，根据该时钟信号和峰值检测信号产生PWM信号，其中该峰值检测信号触发PWM信号的下降沿；
PWM驱动器，根据该PWM信号产生驱动信号并提供至该驱动端；以及
恒流调制器，连接该采样端，该恒流调制器根据在电流采样电阻上的电感励磁电流采样电压和该第一参考电压的比较结果产生该峰值检测信号，并且根据该电感励磁电流采样电压和该第二参考电压的比较结果产生该PWM延迟信号。
2.根据权利要求1所述的连续导通电流模式恒流驱动控制系统，其特征在于，该电源发生器产生第一供电电源和第二供电电源，该第一供电电源提供给该基准源、PWM发生器、受控震荡器和恒流调制器，该第二供电电源提供给该PWM驱动器。
3.根据权利要求1所述的连续导通电流模式恒流驱动控制系统，其特征在于，该恒流调制器包括：
峰值比较器，其第一输入端输入该第一参考电压，第二输入端输入该电感励磁电流采样电压，输出端输出该峰值检测信号；
锁存比较器，其第一输入端输入该电感励磁电流采样电压，第二输入端输入该第二参考电压，锁存比较器在该功率开关导通瞬间比较该电感励磁电流采样电压和该第二参考电压，并从输出端输出比较信号；
窄脉冲发生器，其输入端输入该PWM信号，该窄脉冲发生器根据该PWM信号产生窄脉冲信号；
与非门，其第一输入端输入该比较信号，第二输入端输入该窄脉冲信号；
倒相器，其输入端输入该窄脉冲信号；
或非门，其第一输入端输入该比较信号，第二输入端连接该倒相器的输出端；
脉冲积分器，其第一输入端连接该与非门的输出端，第二输入端连接该或非门的输出端；
延迟控制器，其输入端输入该PWM信号，其控制端连接该脉冲积分器的输出端，该延迟控制器在该脉冲积分器的输出信号的控制下，产生该PWM延迟信号。
4.根据权利要求1所述的连续导通电流模式恒流驱动控制系统，其特征在于，该受控震荡器包括或非门、倒相延迟单元以及偶数个倒相器，该或非门的第一输入端连接该PWM延迟信号，该或非门的输出端连接该倒相延迟单元的输入端，该倒相延迟单元的输出端依次连接该偶数个倒相器，其中奇数个倒相器的输出端连接该或非门的第二输入端，偶数个倒相器的输出端输出该时钟信号。
5.根据权利要求4所述的连续导通电流模式恒流驱动控制系统，其特征在于，该倒相延迟单元设定该时钟信号的低电平持续时间。
6.根据权利要求1所述的连续导通电流模式恒流驱动控制系统，其特征在于，该PWM发生器包括D触发器，该D触发器的D输入端输入逻辑"1"信号，时钟输入端输入该时钟信号，清零输入端输入该峰值检测信号，输出端输出该PWM信号。
7.根据权利要求2所述的连续导通电流模式恒流驱动控制系统，其特征在于，该电源发生器包括控制级电源和驱动级电源，该控制级电源提供该第一供电电压，该驱动级电源提供该第二供电电压。
8.一种连续导通电流模式恒流驱动控制方法，应用于连续导通电流模式恒流驱动控制系统，该系统包括依次连接的输入整流器、降压型恒流驱动级和输出负载，该降压型恒流驱动级包括恒流控制器、电流采样电阻、功率开关、续流二极管以及功率电感，该恒流控制器具有第一电源端、第二电源端、采样端和驱动端，该驱动端连接功率开关的控制端，该续流二极管连接在该第一电源端和该功率开关的第一端之间，该电流采样电阻连接在该功率开关的第二端与该第二电源端之间，该采样端连接该功率开关的第二端，该功率电感与该输出负载串联，该方法包括以下步骤：
产生第一参考电压和第二参考电压，该第一参考电压高于该第二参考电压；
根据在电流采样电阻上的电感励磁电流采样电压和该第二参考电压的比较结果产生PWM延迟信号；
根据该PWM延迟信号产生时钟信号；
根据该电感励磁电流采样电压和该第一参考电压的比较结果产生峰值检测信号；
根据该时钟信号和该峰值检测信号产生PWM信号，其中该峰值检测信号触发PWM信号的下降沿；以及
根据该PWM信号产生驱动信号并提供至该驱动端。
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| PB01 | Publication | ||
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| TA01 | Transfer of patent application right | ||
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Effective date of registration: 20221222 Address after: 201203 5th floor, building B, Lane 666, zhangheng Road, Zhangjiang hi tech park, Pudong New Area, Shanghai Applicant after: SHANGHAI BRIGHT POWER SEMICONDUCTOR Co.,Ltd. Address before: 301A, No. 185, Zhangjiang Road, Pudong New Area, Shanghai, 201203 Applicant before: Shanghai LIS Semiconductor Technology Co.,Ltd. |
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| CB02 | Change of applicant information | ||
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Address after: 201203 Floor 9-12, Building 3, Lane 5005, Shenjiang Road, Pudong New Area, Shanghai Applicant after: SHANGHAI BRIGHT POWER SEMICONDUCTOR Co.,Ltd. Address before: 201203 5th floor, building B, Lane 666, zhangheng Road, Zhangjiang hi tech park, Pudong New Area, Shanghai Applicant before: SHANGHAI BRIGHT POWER SEMICONDUCTOR Co.,Ltd. |
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| GR01 | Patent grant | ||
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