CN105871207B - 电源转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种电源转换器。该电源转换器包括：第一晶体管、第二晶体管、PWM控制器、低通滤波器以及延迟控制器。第一晶体管耦接在供给电压和公共节点之间。第二晶体管耦接在该公共节点和地电压之间，其中，该公共节点具有无功电压，无功电流流经该公共节点。PWM控制器根据第一晶体管控制信号和第二控制信号选择性地使能和禁能该第一晶体管和该第二晶体管。低通滤波器，耦接在该公共节点和输出节点之间。延迟控制器根据该无功电压产生该第二控制信号。本发明提供的电源转换器可以具有更好的性能。

Description

电源转换器
技术领域
本发明涉及一种电源转换器(power converter)，更特别地，涉及一种具有自适应过零电流(zero-crossing current)检测的电源转换器。
背景技术
在电气工程、电力工程及电力产业中，电源转换(power conversion)是将电能(electric energy)从一种形式转换为另一种形式、在交流(Alternating Current,AC)和直流(Direct Current,DC)之间进行转换，或者仅改变其电压或频率，或者是这些转换的一些组合。电源转换器是用于转换电能的电子装置或机电装置(electro-mechanicaldevice)。电源转换器系统的其中一种分类方法是根据其输入和输出是否为AC或DC来进行分类。
举例来说，DC至DC(DC-to-DC)转换器是将直流源从一电压电平转换为另一电压电平的电子装置。DC至DC转换器在便携式电子设备(如移动手机和笔记本电脑)中起着重要作用，这些电子设备主要(primarily)由电池供电。开关模式DC至DC转换器提供一种对已被部分降低的电池电压的电压进行增大的方法，而不用使用多个电池来完成相同的事情，因此节省空间。DC至DC转换器发展为对光伏系统(photovoltaic system)和风力机(windturbine)的能源收集最大化，即所谓的电源优化器(power optimizer)。
如今，电源转换器应用于许多技术领域中，然而，设计一种具有良好性能的电源转换器对于工程师来说仍具有相当大的挑战。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的之一在于提供一种电源转换器，以解决上述问题。
在优选实施例中，本发明提供一种电源转换器。该电源转换器包括：第一晶体管、第二晶体管、PWM控制器、低通滤波器和延迟控制器。第一晶体管耦接在供给电压和公共节点之间。第二晶体管耦接在该公共节点和地电压之间，其中，该公共节点具有无功电压，以及，无功电流流经该公共节点。PWM控制器根据第一晶体管控制信号和第二控制信号选择性地使能和禁能该第一晶体管和该第二晶体管。低通滤波器耦接在该公共节点和输出节点之间。延迟控制器根据该无功电压产生该第二控制信号。
在一些实施例中，第一晶体管为PMOS晶体管，以及，该第二晶体管为NMOS晶体管。
在一些实施例中，PWM控制器包括预驱动器和PWM逻辑电路。预驱动器驱动该第一晶体管和该第二晶体管，以及PWM逻辑电路根据第一晶体管控制信号和第二控制信号控制该预驱动器。
在一些实施例中，低通滤波器包括电感和电容。电感耦接在该公共节点和该输出节点之间；以及电容耦接在该输出节点和该地电压之间。
在一些实施例中，延迟控制器包括第一比较器，该第一比较器比较该无功电压和参考电压，以产生第一控制信号。在另一些实施例中，延迟控制器还包括延迟单元，该延迟单元用于将该第一控制信号延迟第一延迟时间，以产生该第二控制信号。在另一些实施例中，延迟单元还将该第二控制信号延迟第二延迟时间，以产生第三控制信号；以及，还将该第三控制信号延迟第三延迟时间，以产生第四控制信号。在另一些实施例中，第一延迟时间为可调整的，以及，该第二延迟时间和该第三延迟时间为预定的。在另一些实施例中，延迟控制器还包括第二比较器，该第二比较器比较该无功电压和该地电压，以产生评价信号。在另一些实施例中，延迟控制器还包括采样单元，该采样单元在该第三控制信号的转换边缘对该评价信号进行采样，以产生第一数字信号；以及，在该第四控制信号的转换边缘对该评价信号进行采样，以产生第二数字信号。在另一些实施例中，延迟控制器还包括顺序计数器，该顺序计数器根据该第一数字信号和该第二数字信号选择性地增大数字值。在另一些实施例中，顺序计数器不断增大该数字值，直至该第一数字信号和该第二数字信号具有不同的逻辑电平。在另一些实施例中，延迟单元按该数字值的比例调整该第一延迟时间。
在一些实施例中，若该第一数字信号和该第二数字信号具有不同的逻辑电平，则这表示在该无功电流基本达到零时的这一特定时间点上，该第一延迟时间已经被优化，以及，该第二晶体管被禁能。
在一些实施例中，在第一操作状态模式中，该第一晶体管和该第二晶体管均被禁能，使得该无功电压被维持为先前的输出电压，以及，该无功电流被维持为零。在一些实施例中，在第二操作模式中，该第一晶体管被使能，以及该第二晶体管被禁能，使得该无功电压从该先前的输出电压立刻上升到该供给电压，以及，该无功电流从零逐渐增大到最大值。在一些实施例中，在第三操作模式中，该第一晶体管被禁能，以及该第二晶体管被使能，使得该无功电压从该供给电压立刻下降到负电压，然后从该负电压逐渐上升；以及，该无功电流从该最大值逐渐减小。在一些实施例中，该第二晶体管在该第二控制信号的转换边缘被禁能，以结束该第三操作状态。在一些实施例中，在第四操作模式中，该第一晶体管和该第二晶体管均被禁能，使得通过该第二晶体管的体二极管形成附加电流路径，以及，该无功电流流经该附加电流路径，并逐渐减小为零。
在一些实施例中，在该无功电流减小到零后，该无功电压开始振荡。
本发明提供的电源转换器可以根据第一晶体管控制信号和第二控制信号选择性地使能和禁能第一晶体管和第二晶体管，具有更好的性能。
附图说明
本领域技术人员在阅读附图所示优选实施例的下述详细描述之后，可以毫无疑义地理解本发明的这些目的及其它目的。
图1是根据本发明实施例的一种电源转换器的示意图；
图2是根据本发明实施例的一种电源转换器的另一示意图；
图3A是根据本发明实施例的电源转换器的一种信号波形示意图；
图3B是根据本发明实施例的电源转换器的另一种信号波形示意图。
具体实施方式
以下描述为本发明实施的较佳实施例。以下实施例仅用来例举阐释本发明的技术特征，并非用来限制本发明的范畴。在通篇说明书及权利要求书当中使用了某些词汇来指称特定的元件。所属领域技术人员应可理解，制造商可能会用不同的名词来称呼同样的元件。本说明书及权利要求书并不以名称的差异来作为区别元件的方式，而是以元件在功能上的差异来作为区别的基准。本发明中使用的术语“元件”、“系统”和“装置”可以是与计算机相关的实体，其中，该计算机可以是硬件、软件、或硬件和软件的结合。在以下描述和权利要求书当中所提及的术语“包含”和“包括”为开放式用语，故应解释成“包含，但不限定于…”的意思。此外，术语“耦接”意指间接或直接的电气连接。因此，若文中描述一个装置耦接于另一装置，则代表该装置可直接电气连接于该另一装置，或者透过其它装置或连接手段间接地电气连接至该另一装置。
为了说明本发明的目的、特征和优点，本发明的实施例和特征将详细描述如下。
图1是根据本发明实施例的一种电源转换器100的示意图。举例来说，电源转换器100可以是DC至DC转换器，用于应用在各种各样的电子装置中，如智能手机、平板电脑或笔记本电脑中的芯片。通常来说，电源转换器100包括第一晶体管(transistor)110、第二晶体管120、脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation,PWM)控制器130、低通滤波器(low-passfilter)140以及延迟控制器(delay controller)150。第一晶体管110耦接在供给电压VDD(例如，3.8V，但本发明并不限于此电压值)和公共节点(common node)NM之间。第二晶体管120耦接在该公共节点NM和地电压VSS(例如，0V)之间。公共节点NM具有无功电压(reactivevoltage)VM，以及，无功电流(reactive current)IM流经该公共节点NM。PWM控制器130根据第一晶体管控制信号SCP和第二控制信号SC2选择性地使能(enable)和禁能(disable)第一晶体管110和第二晶体管120。低通滤波器140耦接在公共节点NM和输出节点NOUT之间。延迟控制器150根据公共节点NM上的无功电压VM产生第二控制信号SC2。第一晶体管控制信号SCP可以来自电源转换器100的控制环路(未示出)。特别地，可以根据第一晶体管控制信号SCP，使能或禁能第一晶体管110；以及，可以根据第二控制信号SC2，使能或禁能第二晶体管120。
电源转换器100具有(is arranged with)自适应过零电流(zero-crossingcurrent)检测。电源转换器100的详细结构和操作将在下面的实施例中描述。应当理解的是，这些实施例及附图仅用于使读者很容易地理解本发明的工作原理，而并非对本发明范围的限制。
图2是根据本发明实施例的一种电源转换器200的示意图。图2与图1类似。在图2的实施例中，电源转换器200包括第一晶体管210、第二晶体管220、PWM控制器230、低通滤波器240和延迟控制器250。第一晶体管210为PMOS晶体管，其栅极(gate)耦接于PWM控制器230，源极(source)耦接于供给电压VDD以及漏极(drain)耦接于公共节点NM。第二晶体管220为NMOS晶体管，其栅极耦接于PWM控制器230，源极耦接于地电压VSS以及漏极耦接于公共节点NM。PWM控制器230包括PWM逻辑电路(PWM logic circuit)231和预驱动器(pre-driver)232。预驱动器232产生用于驱动第一晶体管210和第二晶体管220的栅极的较大(relatively large)电流。PWM逻辑电路231根据第二控制信号SC2和第一晶体管控制信号SCP控制预驱动器232。特别地，PWM逻辑电路231使得预驱动器232选择性地使能和/或禁能第一晶体管210和第二晶体管220。低通滤波器240包括电感(inductor)241和电容(capacitor)242。电感241耦接在公共节点NM和输出节点NOUT之间。电容242耦接在输出节点NOUT和地电压VSS之间。
延迟控制器250主要用于对上述第二控制信号SC2的延迟时间进行微调(fine-tune)。延迟控制器250可以包括第一比较器(comparator)251和延迟单元252。第一比较器251比较无功电压VM和参考电压VREF(例如，-0.1V，但本发明并不限于此电压值)，以产生第一控制信号SC1。特别地，第一比较器251具有用于接收无功电压VM的正输入端、用于接收参考电压VREF的负输入端以及用于输出第一控制信号SC1的输出端。延迟单元252将第一控制信号SC1延迟第一延迟时间T1，以产生第二控制信号SC2。在一实施例中，第一延迟时间T1是在每个时钟周期中基于无功电压VM和地电压VSS的比较结果而调整的；其中，若该比较结果未发生转变，则第一延迟时间T1被增大；若该比较结果发生转变，则第一延迟时间T1被维持在当前值。在本发明另一实施例中，第一延迟时间T1为可调整的(adjustable)。特别地，若无功电压VM与地电压VSS的比较结果未发生转变，则延迟控制器250在每个时钟周期中增大第一延迟时间T1，直至无功电压VM与地电压VSS的比较结果发生转变(transition)(如从低电位转变为高电位)。举例来说，延迟控制器250还可以包括第二比较器253，第二比较器253比较无功电压VM和地电压VSS，并输出一比较结果。在每个时钟周期中，延迟控制器250可以用于检测该比较结果是否发生转变，若比较结果未发生转变，则延迟控制器250增大第一延迟时间T1(如将第一延迟时间T1增大一个时间单元或时钟周期)，并进入下一个时钟周期继续执行前述操作(如比较操作和检测操作)，直至检测到比较结果发生转变。若比较结果发生转变，则停止增大第一延迟时间T1(即维持第一延迟时间T1不变)，从而，经过上述调整，获得已优化的第一延迟时间T1，即根据无功电压VM对最初设置的第一延迟时间T1进行调整后所获得的延迟时间优化值。应当说明的是，本发明实施例对第一延迟时间T1每次增大的具体值不做限制，具体实现中可根据实际需求进行设定。可以理解的是，检测电平转变的方式有很多种，为方便理解，本发明将示出其中一种检测电平转变的实施例，即在间隔较小的两个时刻分别对比较结果进行采样(如后述实施例中采样单元254根据第三控制信号SC3和第四控制信号SC4分别对比较结果SE进行采样)，若两次采样后获得的逻辑电平不一样，则说明比较结果发生转变，从而检测到比较结果的电平转变事件。当应当说明的是，本发明并不限于此特定示例，凡是可以用于电平转变的检测方法均可以应用于此，但为简洁目的，本发明对其电平转变的检测方法不一一赘述。在一实施例中，延迟单元252可以具有记忆功能(memory function)，以及，它还可以将第二控制信号SC2延迟第二延迟时间T2，以产生第三控制信号SC3，以及，还可以将第三控制信号SC3延迟第三延迟时间T3，以产生第四控制信号SC4。优选地，第一延迟时间T1可以是可调整的，以及，第二延迟时间T2和第三延迟时间T3可以是预定的(predetermined)。举例来说，可以将第二延迟时间T2和第三延迟时间T3固定为10ns，或者，可以是响应于电源转换器200的寄生电感和寄生电容的其它值。
第二比较器253比较无功电压VM和地电压VSS，以产生比较结果(亦可将该比较结果称作评价信号(evaluation signal)SE)。特别地，第二比较器253具有用于接收无功电压VM的正输入端、用于接收地电压VSS的负输入端以及用于输出评价信号SE的输出端。此外，延迟控制器250还可以进一步包括采样单元254。采样单元254在第三控制信号SC3的转换边缘(transition edge)或上升沿(rising edge)对评价信号SE进行采样，以产生第一数字信号SD1；以及，采样单元254还在第四控制信号SC4的转换边缘或上升沿对评价信号SE进行采样，以产生第二数字信号SD2，其中，第一数字信号SD1和第二数字信号SD2用于确定是否调整第一延迟时间T1。在一实施例中，时延控制器250根据第一数字信号SD1和第二数字信号SD2选择性地增大第一延迟时间T1。举例来说，若第一数字信号SD1与第二数字信号SD2具有相同的逻辑电平，换言之，评价信号SE未发生转变，则说明需要调整第一延迟时间T1，特别地，时延控制器250增大第一延迟时间T1，如将第一延迟时间T1增大一个时间单元；若第一数字信号SD1与第二数字信号SD2具有不同的逻辑电平，则说明评价信号SE发生转变，则停止增大第一延迟时间T1(即维持第一延迟时间不变)，从而，获得经调整后的第一延迟时间T1。本发明实施例中，第二控制信号SC2为将第一控制信号延迟第一延迟时间T1后获得的信号，其中，延迟控制器250可以根据无功电压VM在每个时钟周期中对第一延迟时间T1进行调整。此外，延迟控制器250还可以包括顺序计数器(sequential counter)255。顺序计数器255根据第一数字信号SD1和第二数字信号SD2选择性地增大数字值SDN。举例来说，可以将数字值SDN最初设为较小值(small value)，然后，顺序计数器255可以在每个时钟周期(every clock cycle)中不断增大数字值SDN，直至第一数字信号SD1和第二数字信号SD2具有不同的逻辑电平。在不断增大数字值SDN的期间，延迟单元252还可以根据数字值SDN的增量来调整第一延迟时间T1，如按比例调整第一延迟时间T1。换言之，若将数字值SDN增大一个单元(one unit)，则也相应地将第一延迟时间T1增大一个时间单元(one time unit)。
图3A是根据本发明实施例的电源转换器200的一种信号波形示意图。图3A表示电源转换器200的初始状态(initial state)，以及，最初的第一延迟时间T1被设得尽可能地短。水平轴为时间轴，垂直轴为电压电平轴。请一并参照图2和图3A。可以将电源转换器200的整个操作分成第一操作模式MOD1、第二操作模式MOD2、第三操作模式MOD3和第四操作模式MOD4。上述四种操作模式可以周期性地进行。
在第一操作模式MOD1中，第一晶体管210和第二晶体管220均被禁能。这时，无功电压VM被维持在先前的(previous)输出电压VPOUT(例如，等于输出节点NOUT上的电压，如1.2V)，以及，无功电流IM被维持为0。
在第二操作模式MOD2中，第一晶体管210被使能，以及，第二晶体管220被禁能。形成从供给电压VDD通过被使能的第一晶体管210到公共节点NM的上拉电流路径(pulling-upcurrent path)。因此，无功电压VM从先前的输出电压VPOUT立刻(immediately)上升到供给电压VDD(实际上，由于第一晶体管210间的IR降(电压降)，无功电压VM将立刻上升到稍微低于供给电压VDD的电压处)，以及，无功电流IM从零逐渐增大到最大值。无功电流IM流经电感241，且能量被储存在电感241中。
在第三操作模式MOD3中，第一晶体管210被禁能，以及，第二晶体管220被使能。形成从公共节点NM通过被使能的第二晶体管220到地电压VSS的下拉电流路径(pulling-downcurrent path)。因此，无功电压VM从供给电压VDD立刻下降到负电压VN(例如，-0.3V，但本发明并不限于此电压值)，然后从负电压VN逐渐上升，以及，无功电流IM从上述最大值逐渐减小。在第三操作模式MOD3的开始，无功电压VM下降到负电压VN，由于第二晶体管220间存在IR降，因此该负电压VN低于地电压VSS。应当注意的是，流经电感241的无功电流IM在时间轴上总是连续的。当第一晶体管210突然被禁能以及第二晶体管220突然被使能时，无功电流IM被迫从地电压VSS通过第二晶体管220流至公共节点NM和电感241，以及，这导致了第二晶体管220的源极与漏极间的IR降。因此，在第三操作模式MOD3的开始，公共节点NM上的无功电压VM立刻下降到负电压VN，该负电压VN等于地电压VSS减去上述第二晶体管220的源极与漏极间的IR降。然后，随着无功电流IM从上述最大值逐渐减小，该IR降变小，从而无功电压VM从负电压VN逐渐上升至参考电压VREF(例如，-0.1V，但本发明并不限于此电压值)。进一步地，这将触发第一比较器251的开关操作，使得第一控制信号SC1从低逻辑电平上升到高逻辑电平。如上所述，通过将第一控制信号SC1延迟第一延迟时间T1产生第二控制信号SC2，以及，该第二控制信号SC2用于选择性地使能和禁能第二晶体管220。因此，当第一延迟时间T1到期时，第二控制信号SC2也从低逻辑电平上升到高逻辑电平。相应地，在第二控制信号SC2的转换(上升)边缘，第二晶体管220被禁能，从而结束第三操作模式MOD3，而进入第四操作模式MOD4。
在第四操作模式MOD4中，第一晶体管210和第二晶体管220均被禁能。如上所述，流经电感241的无功电流IM在时间轴上总是连续的。通过第二晶体管220的体二极管(bodydiode)形成附加电流路径。无功电流IM被迫从地电压VSS通过该附加电流路径(即所述体二极管)流至公共节点NM和电感241，使得无功电压VM维持在负的二极管电压(例如，-0.7V)，该负的二极管电压等于地电压VSS减去第二晶体管220的体二极管的开启电压(cut-involtage，例如，0.7V)。这时，无功电流IM逐渐减小为0。如上所述，将第二控制信号SC2延迟第二延迟时间T2产生第三控制信号SC3，以及，将第三控制信号SC3延迟第三延迟时间T3产生第四控制信号SC4。第三控制信号SC3和第四控制信号SC4使得采样单元254在它们的转换(上升)边缘对评价信号SE进行采样，以及，两个采样信号形成第一数字信号SD1和第二数字信号SD2。由于最初的第一延迟时间T1非常短，因此，第三控制信号SC3和第四控制信号SC4的转换(上升)边缘应当分别与维持在负的二极管电压VD(例如，低于地电压VSS的电压值，如-0.7V)的无功电压VM对齐，使得第一数字信号SD1和第二数字信号SD2均具有逻辑电平“0”。换言之，第一数字信号SD1和第二数字信号SD2的逻辑组合是两个逻辑位“00”，以及，它表示第一延迟时间T1太短。
若第一数字信号SD1和第二数字信号SD2的逻辑组合为逻辑位“00”(即第一数字信号SD1和第二数字信号SD2具有相同的逻辑电平)，则顺序计数器255可以在每个时钟周期中不断增大数字值SDN，以及，延迟单元252会在每个时钟周期中根据数字值SDN的增量不断增大第一延迟时间T1，如按比例相应地增大第一延迟时间T1。上述调整过程将不断进行，直至第一数字信号SD1和第二数字信号SD2的逻辑组合变为逻辑位“01”(即第一数字信号SD1和第二数字信号SD2具有不同的逻辑电平)。
图3B是根据本发明实施例的电源转换器200的一种信号波形示意图。图3B表示电源转换器200的最终状态(final state)。水平轴为时间轴，以及垂直轴为电压电平轴。当上述调整过程结束时，第一数字信号SD1和第二数字信号SD2变成不同的逻辑电平。这表明：在无功电流IM基本上达到0(即所谓的过零电流)的这一特定时间，第一延迟时间T1已经完成了优化，以及，第二晶体管220被禁能。特别地，在无功电流IM达到零后，由于电源转换器200的公共节点NM上的寄生电感和寄生电容，无功电压VM开始振荡(oscillate up)。因此，第三控制信号SC3的转换(上升)边缘应当与维持在负的二极管电压VD(例如，低于地电压VSS的电压值，如-0.7V)的无功电压VM对齐，以及，第四控制信号SC4的转换(上升)边缘应当与振荡到较高电压(例如，高于地电压VSS的电压值，如1.2V)的无功电压VM对齐，使得第一数字信号SD1具有逻辑电平“0”，而第二数字信号SD2具有逻辑电平“1”。换言之，第一数字信号SD1和第二数字信号SD2的逻辑组合为两逻辑位“01”。一旦(Since)第一数字信号SD1和第二数字信号SD2具有不同的逻辑电平，则顺序计数器255停止增大数字值SDN，以及，延迟单元252停止增大第一延迟时间T1。在此情形下，第一延迟时间T1已完成微调且达到优化值，从而，这可以大大提高电源转换器200的性能。举例来说，若下拉晶体管(即第二晶体管220)在电感电流(即无功电流IM)达到零的这一特定时间点被准确地禁能，则可以显著降低电源转换器200的总功率损耗(total power consumption)。这样的设计可以被视作所谓的“自适应过零电流检测”。
应当理解的是，图3A和图3B不是根据标准尺寸描绘的。举例来说，当负电压VD、第二延迟时间T2和第三延迟时间T3显示在图3A和图3B中时，负电压VD越深，第二延迟时间T2和第三延迟时间T3比它们的实际尺寸越长。事实上，负电压VD仅稍微低于地电压VSS，以及，第二延迟时间T2和第三延迟时间T3是非常短的时间段。为了使读者较容易地理解本发明的机制，这些特定区域被放大和强调。
本发明提供一种具有自适应过零电流检测的电源转换器。与现有技术相比，本发明使用用于提供可调整的延迟时间的延迟控制器，如此一来，电源转换器的下拉晶体管在流经电感的电流基本上达到零时的这一特定时间被禁能。相反地，传统设计仅提供固定的延迟时间，以及，这导致了比本发明更多的功率损耗。总之，本发明提供了一种高效的电源转换器，该电源转换器适用于在各种集成电路设计中应用。
应当理解的是，本发明的电源转换器不限于图1至图3B所示的配置。本发明可以仅包括图1至图3B的任意一个或多个实施例中的任意一个或多个特征。换言之，并不是附图中所示的所有特征都应当在本发明的电源转换器中实现。
在不脱离本发明的精神以及范围内，本发明可以其它特定格式呈现。所描述的实施例在所有方面仅用于说明的目的而并非用于限制本发明。本发明的保护范围当视所附的权利要求所界定者为准。本领域技术人员皆在不脱离本发明之精神以及范围内做些许更动与润饰。

Claims (17)

1.一种电源转换器，其特征在于，包括：
第一晶体管，耦接在供给电压和公共节点之间；
第二晶体管，耦接在该公共节点和地电压之间，其中，该公共节点具有无功电压，以及，无功电流流经该公共节点；
脉冲宽度调制PWM控制器，用于根据第一晶体管控制信号和第二控制信号，选择性地使能和禁能该第一晶体管和该第二晶体管；
低通滤波器，耦接在该公共节点和输出节点之间；以及
延迟控制器，根据该无功电压产生该第二控制信号；
其中，该延迟控制器包括：
第一比较器，用于比较该无功电压和参考电压，以产生第一控制信号；
延迟单元，用于将该第一控制信号延迟第一延迟时间，以产生该第二控制信号。
2.如权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，该第一晶体管为PMOS晶体管，以及，该第二晶体管为NMOS晶体管。
3.如权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，该PWM控制器包括：
预驱动器，用于驱动该第一晶体管和该第二晶体管，以及
PWM逻辑电路，用于根据该第一晶体管控制信号和该第二控制信号控制该预驱动器。
4.如权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，该低通滤波器包括：
电感，耦接在该公共节点和该输出节点之间；以及
电容，耦接在该输出节点和该地电压之间。
5.如权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，该第一延迟时间是在每个时钟周期中基于该无功电压和该地电压的比较结果而调整的；其中，
若该比较结果未发生转变，则该第一延迟时间被增大；
若该比较结果发生转变，则该第一延迟时间被维持为当前值。
6.如权利要求5所述的电源转换器，其特征在于，该延迟单元还用于：
将该第二控制信号延迟第二延迟时间，以产生第三控制信号；以及，
将该第三控制信号延迟第三延迟时间，以产生第四控制信号；
以及，该延迟控制器还包括：
第二比较器，用于比较该无功电压和该地电压，以产生比较结果；
采样单元，用于在该第三控制信号的转换边缘对该比较结果进行采样，以产生第一数字信号；以及，在该第四控制信号的转换边缘对该比较结果进行采样，以产生第二数字信号；其中，该第一数字信号和该第二数字信号用于确定是否调整该第一延迟时间。
7.如权利要求6所述的电源转换器，其特征在于，该第二延迟时间和该第三延迟时间为预定的。
8.如权利要求6所述的电源转换器，其特征在于，
若该第一数字信号和该第二数字信号具有相同的逻辑电平，则该延迟单元增大该第一延迟时间；
若该第一数字信号和该第二数字信号具有不同的逻辑电平，则该延迟单元维持该第一延迟时间不变。
9.如权利要求6所述的电源转换器，其特征在于，该延迟控制器还包括：
顺序计数器，用于根据该第一数字信号和该第二数字信号选择性地增大数字值；
其中，该延迟单元还用于根据该数字值的增量调整该第一延迟时间。
10.如权利要求9所述的电源转换器，其特征在于，该顺序计数器不断增大该数字值，直至该第一数字信号和该第二数字信号具有不同的逻辑电平。
11.如权利要求8或10所述的电源转换器，其特征在于，若该第一数字信号和该第二数字信号具有不同的逻辑电平，则这表示在该无功电流基本达到零时的这一特定时间点上，该第一延迟时间已被优化，以及，该第二晶体管被禁能。
12.如权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，在第一操作模式中，该第一晶体管和该第二晶体管均被禁能，使得该无功电压被维持为先前的输出电压，以及，该无功电流被维持为零。
13.如权利要求1或12所述的电源转换器，其特征在于，在第二操作模式中，该第一晶体管被使能，以及该第二晶体管被禁能，使得该无功电压从先前的输出电压立刻上升到该供给电压，以及，该无功电流从零逐渐增大到最大值。
14.如权利要求13所述的电源转换器，其特征在于，在第三操作模式中，该第一晶体管被禁能，以及该第二晶体管被使能，使得该无功电压从该供给电压立刻下降到负电压，然后从该负电压逐渐上升；以及，该无功电流从该最大值逐渐减小。
15.如权利要求14所述的电源转换器，其特征在于，该第二晶体管在该第二控制信号的转换边缘被禁能，以结束该第三操作模式。
16.如权利要求1或15所述的电源转换器，其特征在于，在第四操作模式中，该第一晶体管和该第二晶体管均被禁能，使得通过该第二晶体管的体二极管形成附加电流路径，以及，该无功电流流经该附加电流路径，并逐渐减小为零。
17.如权利要求16所述的电源转换器，其特征在于，在该无功电流减小到零后，该无功电压开始振荡。
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