CN108141239B - Rf信号分离和抑制系统和方法 - Google Patents

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Abstract

一种射频(RF)信号分离和抑制系统包括在射频信号中耦合的输入，该射频信号包括期望射频信号和非期望射频信号。该RF信号和分离系统还包括连接到输入的再现产生器。再现产生器在输出处从射频信号生成非期望信号的再现。该RF信号分离和抑制系统还包括电减法器，该电减法器具有第一输入和第二输入，第一输入电连接到再现产生器的输出，第二输入电连接到射频信号分离系统的输入。减法器的输出产生输出射频信号，该输出射频信号包括期望射频信号和被抑制的非期望射频信号。

Description

RF信号分离和抑制系统和方法
本文所使用的章节标题仅仅是出于组织的目的，不应被解释为以任何方式限制本申请中描述的主题。
技术领域
本公开涉及无线通信领域，更具体地，涉及无线通信领域中的射频(RF)信号分离和抑制系统和方法。
背景技术
在无线通信中经常发生的是具有被天线感测到的多于一个的信号。在这样的情况下，有必要能够将各种信号彼此分离。具体地说，有必要从所有感测到的信号中将非期望信号从期望被接收到的特定信号分出。如果期望信号和非期望信号占据频谱的不相交的部分，则可以使用频率滤波来隔离或分离信号。类似地，如果信号在不相交的时间发生，则可以使用时间门控来分离信号。然而，如果信号同时存在并且它们的频谱重叠，则分离它们的问题从根本上讲更具挑战性。
如果某些非期望信号的副本是可用的，则这些副本可以用作参考，并且用于区分所述某些非期望信号和信号的其余部分。该情况的例子是当某个(某些)非期望信号的(一个或多个)发送器被安置在与用于所述信号的其余部分的接收器相同的平台上时。因为发送器邻近接收器，所以在这种情况下获得完全地复制某个(某些)非期望信号的参考副本是相对容易的。
然而，情况通常是，获得需要与信号的其余部分分离的某个(某些)非期望信号的所需参考副本是不可行的或不可能的。当某些非期望信号的发送器被安置在与信号的其余部分的接收器不同的平台上时，这种情况可能发生。用于将期望的RF信号与非期望的RF信号分离的已知系统是构建在本领域技术人员一般接受的原理上的，该原理不可能分离其频谱重叠的信号，除非存在这些某些信号的可用的参考副本。参考副本包含整个非期望信号，即，载波(一个或多个载波)、任何子载波(一个或多个子载波)以及载波/子载波的任何调制(一个或多个调制)。因此，非期望信号的副本可以用于将期望的RF信号与非期望的RF信号分离。
发明内容
根据本公开的一个方面，提供了一种RF信号分离和抑制系统，该系统包括：a)RF信号分离和抑制系统的输入，所述输入耦合包括期望射频信号和干扰射频信号的射频信号；b)再现产生器，所述再现产生器具有连接到RF信号分离和抑制系统输入的第一输入，并且具有产生干扰射频信号的被先验地确定的信号参数的参数产生器，并且具有使用所产生的被先验地确定的信号参数来产生加权的基底函数的线性组合的基底函数产生器，所述再现产生器使用加权的基底函数的线性组合在输出处生成干扰射频信号的再现；以及c)电减法器，所述电减法器具有第一输入和第二输入，所述第一输入电连接到所述再现产生器的输出，所述第二输入电连接到RF信号分离和抑制系统输入，所述电减法器在输出处产生包括期望射频信号和被抑制的干扰射频信号的输出射频信号。
根据本公开的另一方面，提供了一种RF信号分离和抑制的方法，该方法包括：a)感测包括期望射频信号和干扰射频信号的射频信号；b)对所感测的射频信号进行处理；c)使用干扰射频信号的可区分部分的被先验地确定的已知频率处的未调制载波的组合对处理后的所感测的射频信号进行电相关，以产生在干扰射频信号的可区分部分的已知频率处具有振幅和相位的相关信号，所述未调制载波的组合是由使用产生的被先验地确定的信号参数来产生加权的基底函数的线性组合的基底函数产生器所产生的；d)对所述相关信号进行逆处理以产生干扰射频信号的可区分部分的再现；以及e)从所述射频信号减去干扰射频信号的可区分部分的再现，从而产生包括期望射频信号和被抑制的干扰射频信号的射频信号。
根据本公开的再一方面，提供了一种RF信号分离和抑制系统，包括：a)RF信号分离和抑制系统的输入，所述输入感测RF调制的下行链路信号和至少一个RF调制的上行链路信号；b)再现产生器，所述再现产生器连接到所述RF信号分离和抑制系统的输入，所述再现产生器使用RF调制的上行链路信号的被先验地确定的信号参数、和基于RF调制的上行链路信号的被先验地确定的信号参数的加权的基底函数的线性组合，来对所述RF调制的下行链路信号和所述至少一个RF调制的上行链路信号进行处理，并且使用加权的基底函数的线性组合在输出处生成所述至少一个RF调制的上行链路信号的再现；以及c)电减法器，所述电减法器具有第一输入和第二输入，所述第一输入电连接到所述再现产生器的输出，所述第二输入电连接到所述RF信号分离和抑制系统的输入，所述电减法器在输出处产生包括RF调制的下行链路信号和被抑制的至少一个RF调制的上行链路信号的输出射频信号。
附图说明
根据优选的示例性实施例的本教导与其进一步的优点一起在以下参照附图进行的详细描述中被更具体地描述。本领域技术人员将理解下面描述的附图仅仅是出于例示说明的目的。附图不一定是按比例绘制的，实际上重点一般被放置在例示说明教导的原理上。附图并非意图以任何方式限制申请人的教导的范围。
图1是根据本教导的RF信号分离器和抑制器的框图，该RF信号分离器和抑制器使用根据本教导的基于再现的RF信号分离和抑制。
图2例示说明长期演进(LTE)资源块的频谱图，在该LTE资源块中，上行链路和下行链路这二者都共享分配给小区的、用于在基站和该小区内的移动用户之间进行通信的单个信道。
图3例示说明可以应用根据本教导的RF信号分离和抑制系统的移动用户配置的框图。
图4A例示说明RF再现产生器的一个实施例的框图，该RF再现产生器使用根据本教导的频域处理来分离利用LTE信号格式的移动电话系统中的信号。
图4B例示说明当只有下行链路信号存在时本教导的傅立叶变换处理器的实施例的输出频谱。
图4C例示说明当只有上行链路信号存在时本教导的傅立叶变换处理器的实施例的输出频率的绘图。
图4D例示说明高于本教导的方法的实施例的特定用户的载波180KHz的频谱，该频谱被第一同位(co-located)用户的上行链路信号和其他同位用户的上行/下行链路信号的组合占据。
图5A例示说明特定移动用户天线感测到的四个上行链路信号的和的频谱数据，其中没有下行链路信号存在。
图5B例示说明特定移动用户天线感测到的下行链路信号的频谱数据，其中没有上行链路信号存在。
图5C例示说明当上行链路信号和下行链路信号这二者作为根据本教导的RF信号分离和抑制系统的输入、如图5A-B所示那样存在时特定移动用户天线感测到的频谱。
图5D例示说明本教导的RF信号分离和抑制系统的输出的绘图，该图示出了根据本教导的被恢复的期望信号和被抑制的非期望信号。
图5E例示说明当根据本教导的RF信号分离和抑制系统已经被用于分出非期望信号时获得的接收到的期望信号的误比特率的绘图。
具体实施方式
本说明书中所称“一个实施例”或“实施例”意味着结合实施例描述的特定特征、结构或特性包括在本教导的至少一个实施例中。短语“在一个实施例中”在本说明书中各个地方的出现不一定全都指的是同一个实施例。
应理解，本教导的方法的单个的步骤可以按任何次序和/或同时地执行，只要本教导仍可操作即可。此外，应理解，本教导的设备和方法可以包括所描述的实施例中的任何数量的或全部的实施例，只要本教导仍可操作即可。
现在将参照如附图所示的本教导的示例性实施例来更详细地描述本教导。虽然本教导是结合各种实施例和例子描述的，但是并非意图本教导限于这样的实施例。相反，本教导包含如本领域技术人员将意识到的各种替代、修改和等同。本领域的可以接触本文教导的普通技术人员将认识到在如本文所描述的本公开的范围内的另外的实现、修改和实施例以及其他使用领域。
通信系统力图将发送的信号传递到接收器。发送信号的过程基于用于通信的特定技术而有所变化。一般来说，发送的信号包括数据或正被发送的其他信息内容，连同用于通过通常与其他信号共享的物理介质发送数据的特定的复用和物理层调制格式(例如，载波频率、子载波、帧或时隙)。如本文所使用的术语“整个发送信号”包括数据层信息以及复用和物理层格式化。
接收器被设计为接收整个发送信号。因此，接收器使用关于特定的复用和物理层调制格式的信息来对整个发送信号进行解调并且恢复其上包含的数据或其他信息内容。如本文所使用的术语“接收”意指在发送器处被调制到载波上的信息的恢复或解调，即，整个发送信息传达的信息的恢复或解调。如本文用来描述本教导的术语“期望信号”是接收器被设计接收的信号。
在正常操作期间，接收器也被暴露于接收器没有被设计接收的另一类信号。这些信号包括干扰源，比如来自相邻发送器的信号。在一些情况下，接收器可能能够在存在干扰的情况下接收到整个发送信号。然而，在其他情况下，干扰可能妨碍，并且在严重的干扰情况下，阻止接收器接收整个发送信号。
如本文用来描述本教导的术语“非期望信号”是妨碍或阻止接收器接收期望信号的干扰信号。对于这类干扰信号，有必要将干扰信号的功率抑制到使得接收器可以实际上接收到整个发送(即，期望)信号的水平。如果非期望信号在频谱或时间上不与期望信号重叠，则可以使用滤波或时间门控来抑制(一个或多个)非期望信号。另一方面，如果非期望信号在频谱和时间上与期望信号重叠，并且干扰的参考副本可供接收器使用，则干扰参考副本当在幅值、相位和/或延迟上被适当地调整时可以被从接收器的输入处存在的干扰减去。然而，如果干扰参考副本不可用，则需要新的技术来抑制干扰。理解的是，术语“期望信号”和“非期望信号”是指代特定接收器查看的信号的相对术语。因此，这些相同的信号当被相对于另一个接收器查看时可以具有相反的名称，即，在一个接收器处是“期望信号”的信号对于另一个接收器可以是“非期望信号”，反之亦然。
本教导的一个方面是，它提供了产生非期望或干扰信号的再现的新一类信号检测器。代替于参考副本，该再现信号然后被从接收器的输入处存在的干扰减去。使用非期望信号的参考副本的现有技术系统需要多个参考信号(一个参考信号对应于每个非期望信号)以从多个非期望信号减去。相反，本教导的新型的基于再现的技术将所有的非期望信号作为总体进行处理。因此，仅需要一个再现信号以从所有的非期望信号的总体减去。
通常，在现有技术的接收器中，在接收器输入处存在两类信号：期望信号和噪声。对于期望信号类，足够的信息可用于接收信号。应存在关于特定的复用和物理层调制格式的足够信息来对整个发送信号进行解调并且恢复其上包含的数据或其他信息内容。对于噪声，不存在已知的复用和物理层调制，并且不存在要恢复的数据或其他信息内容。然而，许多射频无线通信系统中的接收器也被暴露于落在期望信号和噪声之间的一类信号。对于该类信号，存在信号的特定的复用和物理层调制格式的足够信息来产生非期望信号的再现。然而，没有足够的信息来对非期望信号进行解调。就这一点而论，不可能恢复其上包含的数据或其他信息内容，所以该类信号不能如该术语在本文中定义的那样被充分地接收。
因此，我们在本文中将信号的“再现”定义为不同于信号的“接收”。接收不仅包含关于信号的格式和复用信息，而且还包含信号的信息内容。再现不包含信号的信息内容。然而，信号的再现当被适当地调整时可以用于将该信号与其他信号分离。这是本教导的意外发现之一：为了分离信号，只需要产生信号的再现。
与现有技术的接收器相反，本教导提供了不同于接收器的新一类信号检测器，该类信号检测器产生非期望或干扰信号的再现。代替于参考副本，该再现信号然后被从接收器的输入处存在的干扰减去。本教导的RF信号分离和抑制系统不需要为了抑制非期望信号类而接收信号。相反，RF信号分离和抑制系统产生非期望信号的再现，或者如果存在多于一个的非期望信号，则RF信号分离和抑制系统产生所有非期望信号的矢量和的再现。(一个或多个)非期望信号的再现可以在不需要“接收”非期望信号的情况下(即，在不需要对它们进行解调的情况下)产生。因此，本教导的RF信号分离和抑制系统的一个方面是，它产生(一个或多个)非期望信号的再现，但是不需要如现有技术的接收器中需要的那样对这些信号进行解调。
在本教导的一个方面，本教导的RF信号分离和抑制系统将非期望信号与期望信号分离，从而改进接收器的期望信号的接收。也就是说，本教导的RF信号分离和抑制系统提供了新类型的检测器，该检测器具有关于非期望信号的足够知识来区分该部分和期望信号以便改进期望信号的接收。然而，在许多情况下关于非期望信号的知识并不足以恢复可以包含在其上的信息。因此，如本文所定义的，信号分离器一般来说不是接收器。
换句话说，根据本教导的RF信号分离和抑制系统用创建(一个或多个)非期望信号的再现的再现产生器来对在输入端口处耦合到该系统中的期望信号和非期望信号的组合进行处理。术语再现在该上下文下意指得到某东西的副本的动作或过程。再现的保真度将足以区分非期望信号和其余的期望信号。然而，在许多情况下，再现将不是详细得足以允许恢复非期望信号中包含的信息。
图1是根据本教导的RF信号分离器/抑制器100的框图，该RF信号分离器/抑制器100使用根据本教导的基于再现的RF信号分离和抑制。RF信号分离和抑制系统100的输入102以包括期望信号和非期望信号的信号的形式进行耦合。输入102电连接到再现产生器106的输入104。再现产生器106包括信号调理器107，信号调理器107具有连接到输入104的输入。信号调理器107包括第一输出和第二输出，第一输出连接到相关器112的第一输入108，第二输出连接到相关器112的第二输入110。相关器112执行提供给第一输入108和第二输入110的信号的相关。相关结果是在相关器112的输出114处产生的。
再现产生器106包括参数产生器116，参数产生器116将基底函数参数提供给基底函数产生器118。本领域技术人员将意识到，基底函数是用于函数空间的特定基底的元素。函数空间中的每一个连续函数都可以被表示为基底函数的具有适当加权的线性组合。在本教导的方法中，感兴趣的函数是将被分离的信号。参数产生器116还将参数提供给相关器112。参数产生器116提供的参数包括将被分离的信号的信号参数。在一些实施例中，如果(一个或多个)期望信号将被分离，则它的(它们的)信号参数由参数产生器116产生。在一些实施例中，如果(一个或多个)非期望信号将被分离，则它的(它们的)信号参数由参数产生器116产生。
使用参数产生器116提供的参数，基底函数产生器118把将被分离的信号的总体的期望函数表示生成为加权的基底函数的线性组合。在一些实施例中，使用参数产生器116提供的参数，基底函数产生器118生成将被分离的信号的(一个或多个)载波和(一个或多个)子载波。基底函数产生器118的输出连接到基底函数调整器120的一个输入。基底函数调整器120的第二输入连接到相关器112的输出114。基底函数调整器120输出连接到信号调理器107的第二输入。基底函数调整器120调整基底函数的加权(在一些方法中根据本教导包括基底函数产生器118提供的(一个或多个)载波和(一个或多个)子载波的振幅和相位)，以最大化再现产生器的输出与将被分离的(一个或多个)信号和将被保持的(一个或多个)信号的和之间的相关性。信号调理器107的第三输出是再现产生器106的输出。再现产生器106的输出电连接到减法器124的第一输入122。RF信号分离器/抑制器100的输入102电连接到减法器124的第二输入126。减法器124从将被保持的(一个或多个)信号和将被分离的(一个或多个)信号的和减去将被分离的信号的再现。减法器124的输出提供输出信号，该输出信号包括在将被分离的(一个或多个)信号被抑制的情况下将被保持的(一个或多个)信号。因此，RF信号分离和抑制系统100的输出信号包括(一个或多个)期望信号和被抑制的(一个或多个)非期望信号总体。
在一些实施例中，再现产生器106执行三个步骤。第一步是使基底函数产生器118产生将被分离的信号的(一个或多个)基底函数。第二步是使基底函数调整器120调整基底函数产生器118提供的信号。第三步是使相关器112执行相关。调整器120结合相关器112操作以最大化再现产生器106的输出与将被分离的信号和将被保持的信号的和之间的相关性。
在图1中将注意到，没有提及信号和/或函数中的任何一个是模拟形式、还是数字形式。这是故意的。实现图1所示的系统的本领域技术人员将能够在模拟硬件、模拟信号处理、数字硬件和数字信号处理之间进行无数权衡以达成对于特定应用来说具有成本、兼容性和性能的最佳平衡的实现。例如，如果输入信号102是数字形式并且输出也期望是数字形式，则一个实现选择将是使用数字硬件和信号处理来实现图1中的所有功能。如果期望信号和非期望信号这二者都具有在可以被目前的模数转换器(ADC)数字化的范围内的功率，则情况将会如此。在本教导的其他应用中，输入信号102(特别是(一个或多个)非期望信号)的功率可以高得足以使得它(它们)超过目前的ADC的最大输入功率。在这些应用中，可能希望的是使用模拟硬件来至少实现减法器124。减法器124的主要包含(一个或多个)期望信号的所得输出可以具有低得足以使得它可以被目前的ADC数字化的功率。在图1所示的功能中的其余功能是数字实现的实施例中，数模转换器(DAC)将需要被插入在基底函数调整器120的向减法器124的输入122馈送的输出中。
本教导的RF信号分离和抑制系统很好地适合于改进移动电话系统的性能，因为在特定移动用户的移动电话环境中，来自与特定移动用户同位的移动用户的干扰上行链路信号比特定移动用户期望从位于远处的基站接收的期望下行链路信号强得多。也就是说，来自大体上同位的移动用户的上行链路信号是与功率低得多的下行链路信号相干扰的相对较强的信号。一般来说，单个特定移动用户不需要干扰上行链路信号。来自大体上同位的移动用户的干扰上行链路信号如该术语在本文中所使用的那样是非期望信号。然而，特定移动用户需要功率相对较低的下行链路信号。这些下行链路信号如该术语在本文中所使用的那样是单个特定移动用户的期望信号。
在现有技术的移动电话系统中，强上行链路信号的所需抑制是由频率双工器提供的。但是，所需的高拒斥(通常为50dB)以及密集的上行链路信道和下行链路信道使双工器难以设计并且制造成本高。另外，这些双工器对于较弱的下行链路信号引入了高插入损耗，该损耗不利地影响区分这些信号和噪声的能力。因此，如果本教导与现有技术的系统的双工器结合使用，则组合提供了增强现有技术系统仅用双工器实现的抑制的有利方式。因为如下所述，本教导能够实现比双工器高的抑制，所以本教导提供完全消除对于现有技术的双工器使用的需要的有利替代方案。
本教导的RF信号分离和抑制系统和方法的一个特征是，它们支持移动电话系统频率计划，在该计划中，上行链路信号和下行链路信号的载波频率之间的间隔为零，即，这两个信号是在同一个信道上同时传送的。该配置被称为同时发送和接收(STAR)或单信道、全双工通信。因为在STAR系统中，在上行链路信号载波和下行链路信号载波之间不存在频率间隔，所以不能使用双工器来提供较强的上行链路信号的抑制。
本教导的RF信号分离和抑制系统的一个重要的特征是，它仅需要关于非期望信号的信号格式的信息来使(一个或多个)非期望信号的一部分是可区分的，因此是可分离的和/或可抑制的。因此，不管正用该格式传递的数据如何，本教导的RF信号分离和抑制系统对于抑制非期望信号都是有效的。
在移动电话系统中，复用和物理层发送的格式是标准化的且众所周知的。因此，将被分离的非期望信号的格式是已知的。本教导的RF信号分离系统于是可以使用关于信号格式的已知信息来产生总体的非期望信号的再现。再现在具有足够质量时可以用于在不显著地影响期望信号的情况下分离非期望信号。然而，一个或多个)干扰信号(中的有效载荷或数据是未知的。然而，数据到载波或子载波上的调制将特定幅值和相位给予到载波上。因此，如果可以提供将幅值和相位复制到另外的未调制载波上的机制，则可以构造(一个或多个)非期望信号的再现。因此，本教导的一个方面是，根据本教导，没有必要知道有效载荷或数据来分离信号。具体地说，在存在多个将被分离的非期望信号的一般情况下，根据本教导，没有必要知道有效载荷或数据来分离信号。在仅存在一个将被分离的非期望信号并且调制的格式也是已知(例如，模拟FM、数字QPSK等)的特殊情况下，那么，除了分出非期望信号再现之外，非期望信号也被解调以便恢复或接收正被传递的有效载荷或数据。
一般来说，对于蜂窝系统，使用多个规则形状的小区(通常形状为六边形或圆形)来覆盖蜂窝服务区。每个小区被分配多个RF信道，每个天线仅被一个蜂窝基站寻址。一组多个RF信道可以在其他小区中被重复使用，但是为了避免同信道干扰，相同的一组多个RF信道不在相邻的邻小区中被重复使用。
常作为4G LTE出售的长期演进(LTE)系统使用相对较新的标准来对移动电话和数据终端进行高速数据的无线通信。这些4G长期演进(LTE)系统现在正被广泛地部署，并且其特征在于带宽宽于前几代的蜂窝技术。高带宽是智能电话和其他便携式蜂窝装置要求的当今高速蜂窝服务所需的。可以实现蜂窝服务区的频谱效率的3x提高的技术在对于目前开发中的新的“5G”标准的要求之中。单信道、全双工通信(即，STAR)被列为实现所需频谱效率提高的关键方法之一。
长期演进(LTE)通信格式之一使用频分双工(FDD)，在FDD中，使用不同的频率信道来同时传送上行链路信号和下行链路信号。在FDD格式内，资源块是可以在LTE系统中分配给移动用户的RF信号资源的最小单位。LTE资源块在频率上为180KHz宽并且在时间上为1个时隙长。每个时隙的持续时间为500毫秒，在该持续时间中，放入66.7-μs长的6个或7个资源元素，在每个资源元素中在66.7μs期间用十二个数据符号对十二个子载波进行调制。在频率上，资源块为12x15 KHz子载波或24x7.5 KHz子载波宽。由具有仅间隔7.5KHz的24个子载波的66.7-μs的元素组成的资源块仅用于广播。用于大多数信道和信号的每一资源块所用的子载波的数量是十二个子载波。
图2例示说明最靠近分配给小区的、用于使用STAR格式在基站和该小区内的移动用户之间进行通信的载波频率204(fc)的LTE资源块202的频谱图200；即，上行链路信号和下行链路信号这二者都使用相同的载波频率204。在载波频率204(fc)上调制有两组信号206、208。下行链路信号206(其是基站发送到移动用户的信号)具有对特定信道204的主载波频率进行调制的间隔15KHz的十二个子载波。没有下行链路子载波在信道主载波的频率fc上被发送。上行链路信号208(其是移动用户发送到基站的信号)也具有间隔15KHz的十二个子载波。上行链路的子载波频率梳与主载波偏离子载波间隔的一半或7.5KHz。上行链路信号208使用单载波频分复用(SC-FDM)来对将被发送的数据进行编码，下行链路信号206使用正交频分复用(OFDM)来对将被发送的数据进行编码。这两个调制格式都组合了大量用低速率数据调制的密集的频率子载波。发送的数据被分在所有的载波上以给予防御由多路效应引起的选择性衰落的弹性。
LTE带宽的范围为1.4MHz到20MHz。1.4MHz带宽信道包括六个资源块，而20MHz信道包括一百个资源块。可用带宽影响各种决策，包括可以被容纳在正交频分复用信号中的载波的数量，其影响比如符号长度的信号性质。带宽越大，信道容量越大。
如图2所示，LTE子载波彼此间隔15KHz。1/(15KHz)＝66.7μs的符号持续时间被使用。对于使用正交频分复用的下行链路信号，一个资源元素中的十二个子载波中的每个在66.7μs中传递单个符号，因此对于每个子载波，速率为15Ksps(每秒千个符号数)，对于整组十二个子载波，速率为180Ksps。对于使用单载波频分复用的上行链路信号，在66.7μs期间也传递十二个符号，但是每个符号占据它自己在该时间段内的时间分区，并且在该短暂的时间内相同地对所有的十二个子载波频率进行调制。在下行链路信号和上行链路信号这二者中，可以使用若干格式(比如正交相移键控(QPSK)、16或64正交振幅调制键控(分别地，16-QAM或64-QAM))中的任何一个来将数据符号调制到子载波上。因此，在每个符号使用64-QAM并且能够表示六个比特的例子中，20MHz信道带宽系统中的18Msps(每秒兆个符号数)的原始符号速率导致108Mbps的数据速率。
图3例示说明适用于本教导的RF信号分离系统的移动用户配置300的框图。在图3所示的配置中，特定的移动用户302正在尝试从基站306接收下行链路信号304，下行链路信号304是如本文所描述的期望信号。同时，四个同位的移动用户308正在将上行链路信号310发送到基站306，上行链路信号310在本文中被描述为非期望信号。因为同位的移动用户308和所述特定的移动用户302的距离比所述特定的移动用户302和基站306的距离近，所以来自同位的移动用户308的上行链路信号310可以远强于所述特定的移动用户302接收的来自基站306的下行链路信号304。因此，本教导的方法和设备提供了现有技术的频率双工器的替代方案以用于本文所描述的应用、以及当用于每个用户的上行链路信号和下行链路信号在同一个载波频率信道fc上时实现STAR的手段。如果上行链路信号310足够强，则它们可以完全掩盖功率较低的下行链路信号304，这有效地从基站306切断移动用户302。在根据本教导的一些方法中，特定的移动用户302产生上行链路信号312。在这些方法中，可以使用除了将期望的下行链路信号304与来自同位的移动用户308的非期望上行链路信号310分离之外、还将期望的下行链路信号304与该非期望上行链路信号312分离的手段。在这些方法中，特定的用户自己的上行链路信号312的参考副本可供所述特定的用户302使用。存在将该非期望信号与期望的下行链路信号304分离的现有技术方法。已知方法包括例如美国专利公开US 2014/0128008 A1，“Same-Aperture Any-Frequency Simultaneous Transmit andReceive Communication System”中描述的方法。
在LTE FDD的传统实现中，上行链路信号310和下行链路信号304传送的数据在位于不同频带中的子载波上。因此，可以使用双工器来抑制特定用户感测到的来自同位用户的强上行链路信号。然而，在LTE STAR实现中，如图2所示，上行链路信号310和下行链路信号304在同一个子载波上，这使双工器对于抑制特定用户感测到的来自同位用户的强上行链路信号是无效的。因此，需要新的手段，比如本文所包含的教导描述的方法。
本教导的方法可以被应用于蜂窝电话系统。该方法产生单个再现，该再现是所有非期望上行链路信号的总体(矢量和)。首先考虑仅存在一个与特定用户同位的移动用户的情况。图4A例示说明RF再现产生器400的一个实施例的框图，该RF再现产生器400使用根据本教导的特定形式的信号调理器401启用的频域处理来分离利用LTE信号格式的移动电话系统中的信号。比较图4A所示的再现产生器400的实施例与图1所示的再现产生器106的实施例，图1的基底函数产生器118包括上行链路频率梳产生器402。图1的基底函数调整器120包括幅值和相位调整器404。图1的参数产生器116包括参数产生器406，参数产生器406提供LTE信号格式的上行链路信号的信号参数。RF再现产生器400还包括类似于结合图1描述的信号调理器107的信号调理器401，信号调理器401在输入处包括傅立叶变换处理器408，在输出处包括逆傅立叶变换处理器410。RF再现产生器400还包括信号相关器412。在一些实施例中，信号调理器401包括积分变换处理器413，积分变换处理器413在下面被描述为在傅立叶变换处理器408的输入的前面。其他实施例不包括积分变换处理器413。
RF再现产生器400使用上行链路频率梳产生器402来按照LTE标准产生LTE上行链路频率梳。参见LTE演进通用陆地无线电接入(E-UTRA)、无线电资源控制(RRC)、协议规范(3GPP TS 36.331版本10.7.0Release 10)。幅值和相位调整器404调整频率梳中的每个LTE子载波的幅值和相位。RF再现产生器400的输入414以包括期望信号和非期望信号的信号进行耦合。该输入直接地或在被积分变换处理器413操作之后电连接到傅立叶变换处理器408。
图4B例示说明当只有下行链路信号存在时本教导的傅立叶变换处理器的实施例的输出频谱430。对于使用OFDM格式的下行链路信号，十二个子载波中的每个都是在66.7μs的持续时间内用将被传递的数据符号调制的。图4B中示出了当只有下行链路信号存在时傅立叶变换处理器408的输出。重要的是注意到，该频谱包含围绕每个子载波的非零项，这些非零项位于从0到180KHz的每一个15KHz处。对于使用SC-FDM格式的上行链路信号，所有的载波在66.7-μs的1/12持续时间内用将被传递的数据符号调制。
图4C例示说明当只有上行链路信号存在时本教导的傅立叶变换处理器408的实施例的输出频谱的绘图450。重要的是注意到，上行链路信号的频谱像下行链路信号那样在每一个15KHz处包含非零项，但是不同于下行链路信号，上行链路信号还在dc(即，f＝0)以及一直到1.4MHz的频率处包含非零分量。在这里呈现的例子中，非期望信号是上行链路信号。因为我们希望与解调相反地分离非期望信号，所以我们不需要恢复每个非期望信号子载波上包含的数据。因此，在本教导的方法和设备中，我们只需要将上行链路频率梳以总体的形式再现。因此，对于再现，与接收相反，本教导只需要对上行链路频率梳的每个子载波产生与每个数据符号的非期望信号的所有子载波的矢量和相同的幅值和相位。
参照图4A，傅立叶变换处理器408的输出连接到信号相关器412的第一输入。信号相关器412的第二输入是幅值和相位调整器404的输出，该输出针对上行链路频率梳中的每个子载波调整上行链路频率梳产生器402的输出的幅值和相位。相关器412的输出调整幅值和相位调整器404以便最大化被调整器404修改的频率梳产生器402和(一个或多个)非期望上行链路信号之间的相关性。在一个实施例中，相关器能够通过对频谱的高于180KHz的仅包含上行链路信号的频率分量的部分执行相关来最大化仅与上行链路信号的相关性。在最大相关性的条件下，相关器412的输出是频域中非期望上行链路信号的再现。为了将再现转换回时域中，幅值和相位调整器404的输出也向逆傅立叶变换处理器410馈送。
参照图1和图4A，连接到减法器124的输入122的逆傅立叶变换处理器410的输出是时域中的期望的再现信号。通常，每个子载波上的调制随着时间而变化。在根据本教导的一些方法中，再现被不断地更新，至少和非期望上行链路上的调制的变化一样的快，该变化为根据正被使用的调制的类型的比特或符号速率。该过程的结果是频域中非期望信号的频率梳的再现，该再现在时间上跟踪非期望信号的幅值和相位的变化。
信号参数产生器406将操作参数提供给上行链路频率梳产生器402和最大化信号相关器412。操作参数是基于将被分离的信号的已知属性确定的，在该例子中，将被分离的信号包括非期望信号。这些参数包括一个或多个信号参数，比如采样频率Fs、每个比特的采样数量N、采样间隔T＝1/Fs、以及要检查的比特的数量B。这些参数可以被先验地确定，并且被译码到傅立叶变换处理器408、信号相关器412和逆傅立叶变换处理器410中。在一些实施例中，参数被选为适应射频信号，该射频信号包括具有间隔15KHz的十二个子载波的非期望射频信号。
参照图1和图4A这两个图，再现产生器400的输出电连接到减法器122的第一输入。输入102电连接到减法器126的第二输入，减法器126从期望信号和非期望信号的和减去非期望信号的再现。电减法器124的输出是在非期望信号被抑制的情况下的期望信号。
关于上行链路信号(如本文所描述的，这些信号是非期望的干扰信号)的已知信息是非期望子载波的数量和频率间隔。该信息表示非期望的射频信号的已知频率，该信息用于区分非期望信号。例如，在一些蜂窝电话系统中，存在如结合图2例示和描述的间隔15KHz、以信道的主载波频率为中心的十二个子载波。每当上行链路信号存在时，该子载波频率梳就存在。因此，在蜂窝电话系统中，通过产生频率梳来执行非期望上行链路信号干扰的再现，在该频率梳中，每个子载波的幅值和相位都跟踪M个非期望信号的对应子载波的幅值和相位，其中，M≥1。
关于上行链路信号的已知信息还包括它们使用与用于对下行链路信号中的子载波进行调制的正交频分复用(OFDM)技术不同的单载波频分复用(SC-FDM)来对子载波进行调制的事实。如果例如调制格式是QPSK，则在每个66.7-μs时间段期间，十二个下行链路符号相位——在这里被表示为φQPSK,n，其中，n＝1,2,…,12，并且每个是–3π/2、–π/2、+π/2或+3π/2——如下对载波频率fcarrier进行调制：
Figure GDA0002865989050000171
其中，子载波频率fn间隔15KHz，并且t＝0–66.67μsec。在频率上最靠近fcarrier的资源块中，最低频率子载波是f1＝15KHz，并且Adown是下行链路信号振幅。因此，在从基带向上转换之前，或者在向下转换到基带之后，下行链路符号具有以下形式：
Figure GDA0002865989050000172
在上行链路信号中所用的SC-FDM调制方法中，相比之下，每个符号具有独占的子载波频率，但是符号全都共享一个66.7-μs资源元素，在SC-FDM中，资源元素中的十二个符号中的每个符号都具有独占的它自己的66.7-μs时间段中的1/12(或～5.56μsec)，在该时间段期间，该符号对所有的12个子载波进行调制。如下行链路信号的情况下那样，在资源元素中存在间隔15KHz的十二个子载波，但是对于上行链路，最低频率子载波离载波频率仅7.5KHz。因此，在基带，最低频率资源元素的每个66.7-μs元素中的上行链路符号具有以下形式：
Figure GDA0002865989050000181
其中，T≈5.56μsec，并且Aup是上行链路信号振幅。
如果对最靠近下行链路载波频率的十二个下行链路子载波频率进行调制的下行链路信号在不存在任何干扰上行链路信号时被接收到、被向下转换到基带并且在66.7-μs时间段期间被采样N次，则该时间段期间的信号的傅立叶变换
Figure GDA0002865989050000182
如下(假定N>12，并且是12的整数倍)：
Figure GDA0002865989050000183
其中，δ是脉冲函数。从该方程可以看出，不管N有多大，在
Figure GDA0002865989050000184
中都存在正好十二个非零项。具体地说，LTE信号的一个66.7-μs资源元素的傅立叶变换一般在dc和等于n·15KHz的频率处可能具有内容，其中，n＝0,1,2,…N–1。因此，鉴于采样的数量N确定傅立叶变换中的最大频率，如果资源元素仅包含下行链路信号、而没有上行链路信号，则傅立叶变换将仅在对应于n＝1,2,…12的频率处具有“内容”。N的选择因此只需要由奈奎斯特条件决定，由此傅立叶变换中的最大频率——即，(N-1)·15KHz——应至少为正被采样的信号的最大频率的2倍。
如果相比之下，对最靠近上行链路载波频率的十二个上行链路子载波频率进行调制的上行链路信号在不存在下行链路信号时被接收到、被向下转换并且在66.7μs期间被采样N次，则由于以下两个原因，该信号的傅立叶变换将不具有上面示出的形式。首先，下行链路66.7-μs资源元素被最低频率资源块中的最低频率子载波的一个完整周期、第二低频率子载波的两个完整周期、依次类推、一直到最高频率子载波的十二个完整周期占据。相反，在对应于一个数据符号的子载波的相位调制变到对应于下一个数据符号的另一个相位之前，上行链路没有完成甚至最高频率子载波的一个周期。第二，即使十二个上行链路子载波频率存在于66.7μs资源元素期间的完整周期中，这些子载波频率也不包括在该资源元素的傅立叶变换中的N个离散频率之中。这些离散频率等于n/(66.7μs)，其中，n＝0,1,2,…N–1，或者具体地，0、15KHz、30KHz、…(N–1)·15KHz，而十二个上行链路子载波频率为7.5KHz、22.5KHz、…172.5KHz。因此，不同于仅在等于下行链路子载波频率的十二个频率处具有非零内容的下行链路信号的傅立叶变换，在上行链路信号的傅立叶变换中，对十二个上行链路子载波进行调制的信号能量分布在所有的N个频率上。
在本教导的方法的一个实施例中，将被从在66.7-μs资源元素期间接收的总信号减去以恢复该资源元素中的下行链路信号的上行链路信号的总体是通过以下方式再现的：从在该资源元素期间接收的总信号迭代地减去试验信号，计算差的傅立叶变换，并且检查傅立叶变换的dc项是否已经被驱动到几乎为零。因为下行链路信号的傅立叶变换的dc(n＝0)分量具有零幅值，所以接收天线处的总信号减去试验信号的傅立叶变换中的dc分量处的任何非零幅值因此必须是试验信号不是接收天线处的上行链路信号的总体的再现的指示。试验信号的减法的迭代因此继续进行，直到傅立叶变换的dc分量具有足够接近于零的幅值为止。
该教导的方法的第二实施例与前面描述的实施例的类似之处在于，将被从在66.7-μs资源元素期间接收的总信号减去以恢复该资源元素中的下行链路信号的上行链路信号的总体是通过从在该资源元素期间接收的总信号迭代地减去试验信号再现的，并且与前面描述的实施例的相似之处还在于，计算差的傅立叶变换。然而，在该第二实施例中，傅立叶变换的被与零进行比较的分量可以不仅包括dc(n＝0)分量，而且还包括对应于n＝13,14,…N–1的频率处的分量中的任何一个或全部。再次，因为下行链路信号的傅立叶变换的所有分量对于不等于1,2,…12的所有n都具有零幅值，所以接收天线处的总信号减去试验信号的傅立叶变换中的其他频率处的任何非零幅值因此必须是试验信号不是接收天线处的上行链路信号的总体的再现的指示。试验信号的减法的迭代因此继续进行，直到傅立叶变换的dc分量和/或n>12个分量中的任何一个或全部具有足够接近于零的幅值为止。
接着考虑在特定用户附近存在多于一个的同位用户的情况；图3中示出了四个这样的同位用户。在这种情况下，同位用户将占据每180KHz隔开的信道。因此，在信号功率对频率的绘图470中如图4D所示的数据中所表示的，高于特定用户的载波的180KHz频谱将被如上所述的第一同位用户的上行链路信号和其他同位用户的上行/下行链路信号的组合占据。因此，相关器412不具有频谱的除了dc之外的仅包含(一个或多个)同位上行链路信号的区域。在这种情况下，上述第二实施例将不会得到进行干扰的上行链路信号的总体的再现，因为接收天线处的总信号的傅立叶变换中的频率(除了dc或f＝0之外)中的许多或全部可以具有非零内容，该非零内容部分地是由于这些频率处的下行链路信号而导致的，部分地是由于多个上行链路信号而导致的。因此，本教导的一个特征是提供隔离频谱的如下区域的不同方式，在该区域中只有上行链路存在于(一个或多个)同位用户的180KHz带宽内。
第三实施例是基于信号调理器执行用于隔离频谱的在(一个或多个)同位用户的180KHz带宽内的区域的方法，这些区域具有仅由于(一个或多个)上行链路信号的存在而导致的内容，并且如果(一个或多个)下行链路信号单独存在，则将具有零内容。从单个同位用户的讨论回想，下行链路信号仅包含围绕每15KHz隔开的子载波的非零频率分量。上行链路信号另一方面被调制到具有与下行链路梳相同的子载波频率间隔、但是相对于下行链路梳偏移7.5KHz的子载波梳上。因此，为了看见下行链路梳频率之间的频谱区域，我们需要具有比15KHz更精细的频率分辨率的傅立叶变换。傅立叶变换的频率分辨率从根本上讲受采样持续时间的倒数的限制，对于本情况，采样持续时间是一个资源元素，所以1/66.7μs＝15KHz。因此，为了提高频率分辨率，需要比单个资源元素长的时间采样。
因此，本教导的一些实施例涉及通过将额外的资源元素附加到接收的信号的一个资源元素来构造比单个66.7-μs资源元素长的时间采样。这些附加的资源元素可以要么是原始资源元素的准确副本、该资源元素的已经被以某种方式变换的版本，要么是既不是原始资源元素的准确副本、也不是变换的版本的新信号。本教导的实施例中的其中原始资源元素的一个或多个变换的版本被附加到原始资源元素的一些实施例利用新颖的积分变换，该积分变换包括获取资源元素的积分并且用其对应的子载波频率来规范化每个频率分量。该新颖的积分变换生成期望的结果：持续时间比单个资源元素长、但是对于下行链路不引入任何新的频率内容的时间采样，因为它仅扩展资源元素的现有数据。进行时间扩展的资源元素的傅立叶变换得到分辨率提高的频谱，该频谱揭示围绕上行链路频率梳的在下行链路频率梳的子载波之间的子载波的频谱内容。因为在上行链路载波上不存在下行链路调制，所以相关可以通过最小化再现产生器的上行链路频率梳输出处的功率来如对一个同位用户的情况所做的那样进行。上述过程将被应用于抑制来自(一个或多个)同位用户的总体的上行链路信号。
应理解，尽管根据本教导的RF信号分离和抑制的方法和设备是结合一种类型的非期望上行链路信号描述的，但是通过使用单个非期望上行链路情况的简单的扩展，本教导的方法和设备可以用于抑制任何数量的不同的非期望上行链路信号。例如，在存在两个非期望上行链路信号的移动电话情形下，天线没有办法来区分这两个信号。天线的输出将是这两个信号的矢量和。因此，在具有多个具有已知参数的非期望信号的实施例中，使用本文所描述的相关来找到再现信号的最佳幅值和相位的方法以与一个信号存在的情况下相同的方式进行，除了相关器进行与表示多个非期望信号的矢量和的幅值和相位的最佳匹配之外。该方法对相同调制格式的任何数量的同步的非期望信号起作用。
因此，本教导的RF信号分离和抑制系统和方法的一个特征是，它可以从任何数量的多个发送器源将任何数量的期望信号与多个非期望信号分离。如果所有的多个非期望信号是同步的并且是相同的调制格式，则如上所述，可以使用单个再现产生器来抑制多个非期望信号，其中，每次多个非期望信号上的符号改变，再现信号就被更新。如果多个非期望信号不是同步的或者具有多种调制格式，则可能需要多个再现产生器，对于多种调制格式中的每种调制格式多达一个再现产生器。因此，本教导的一个益处是，信号分离器同样很好地在任何数量的非期望信号格式的情况下起作用。
图5A-5E示出了在特定移动用户附近存在四个同位的移动用户的例子的各种数据。上行链路信号和下行链路信号都是以STAR格式发送的，即，它们在同一个载波fc上。
图5A所示的绘图500示出了特定移动用户天线感测到的四个上行链路信号的和的频谱数据，其中不存在下行链路信号。图5B例示说明了特定移动用户天线感测到的下行链路信号的频谱数据的绘图520，其中不存在上行链路信号。
图5C例示说明了当上行链路信号和下行链路信号作为根据本教导的RF信号分离和抑制系统的输入、如结合图5A-B所描述的那样存在时，特定移动用户天线感测到的频谱的绘图540。图5B和5C看起来是相同的，即，较强的上行链路信号完全主导较弱的下行链路信号。图5C所示的信号是输入到本教导的RF信号分离和抑制系统的信号。
图5D是频域中的信号分离器的输出的频谱图560。通过比较图5D和图5B，我们可以量化地看出，信号分离器已经成功地抑制了较大的上行链路信号，从而显露出较小的下行链路信号。本教导的一个方面是，可以通过使用本文所描述的设备和方法并且假定噪声不存在来将非期望信号抑制8个数量级或更多。
在评估分离或抑制技术的有效性时存在两个关键的测度：非期望信号被分离/被抑制的量以及期望信号不受影响(不被抑制)的程度。因为非期望信号的抑制通常是大数，所以它可以如图5D所示那样被直接绘制。
评估期望信号不受影响的程度可能更具挑战性，因为期望信号的抑制通常是小数，该小数本身可能不能指示期望信号受影响/被退化的程度。因此，可以揭示期望信号的退化的一个可能测度是非期望信号已经被分离/抑制之后的误比特率BER。如本领域中众所周知的，对于作为期望信号与噪声比率SNR的函数的BER，存在基本限制。该限制还取决于期望信号调制的类型。对于LTE信号的一种常见调制形式是正交相移键控QPSK调制，对于该调制，作为SNR的函数的BER已知为：
BER＝1/2erfc(Eb/N0)1/2
其中，erfc(x)是余误差函数，Eb是每个比特的能量，N0是每赫兹的噪声功率。
为了使用BER来量化地确定信号分离器在不影响期望信号的质量的情况下隔离期望信号的程度，将伪随机比特流应用于下行链路信号。然后将从其输入连接到信号分离器的输出的接收器出来的比特流与用于对下行链路发送器进行调制的比特流进行比较以确定误比特率(BER)。图5E是在Eb/N0的比值处评价的、BER对下行链路SNR的绘图580。从该绘图可以推断，本教导的信号分离/抑制技术对期望信号具有最小的影响，因为其输入连接到信号抑制器的输出的接收器的输出处的下行链路信号的BER紧密地跟随在没有上行链路干扰的情况下(即，在不存在非期望信号时)仅关于下行链路QPSK的理论BER曲线。
使用本教导的方法和设备可实现的性能的本文所描述的例子表明，本教导的方法和设备能够同时既实现非期望信号的高分离/抑制，又实现期望信号的可忽略的退化。将本教导的方法和设备应用于特定应用可能导致非期望信号的更小抑制和/或期望信号的更大退化。本领域技术人员将意识到，本教导的许多替代实现也落在本教导的范围内。
等同
虽然申请人的教导是结合各种实施例描述的，但是并非意图申请人的教导限于这样的实施例。相反，申请人的教导包含如本领域技术人员将意识到的、可以在不脱离本教导的精神和范围的情况下做出的各种替代、修改和等同。

Claims (22)

1.一种射频(RF)信号分离和抑制系统，包括：
a)RF信号分离和抑制系统的输入，所述输入耦合包括期望射频信号和干扰射频信号的射频信号；
b)再现产生器，所述再现产生器具有连接到RF信号分离和抑制系统输入的第一输入，并且具有产生干扰射频信号的被先验地确定的信号参数的参数产生器，并且具有使用所产生的被先验地确定的信号参数来产生加权的基底函数的线性组合的基底函数产生器，所述再现产生器使用加权的基底函数的线性组合在输出处生成干扰射频信号的再现；以及
c)电减法器，所述电减法器具有第一输入和第二输入，所述第一输入电连接到所述再现产生器的输出，所述第二输入电连接到RF信号分离和抑制系统输入，所述电减法器在输出处产生包括期望射频信号和被抑制的干扰射频信号的输出射频信号。
2.根据权利要求1所述的射频信号分离和抑制系统，其中，所述射频信号包括蜂窝电话系统中的上行链路和下行链路RF载波信号。
3.根据权利要求1所述的射频信号分离和抑制系统，其中，期望射频信号包括到用户的移动电话手机的下行链路信号，并且干扰信号包括从与所述用户的移动电话手机邻近的移动电话手机发送的上行链路信号。
4.根据权利要求1所述的射频信号分离和抑制系统，其中，所述信号参数包括以下中的至少一个：采样频率、每比特的采样数量、采样间隔以及要检查的比特数量。
5.根据权利要求1所述的射频信号分离和抑制系统，其中，所述信号参数包括适应如下射频信号的信号参数：该射频信号包括具有间隔15kHz的十二个子载波的干扰射频信号。
6.根据权利要求1所述的射频信号分离和抑制系统，其中，所述信号参数包括使所述电减法器产生如下输出射频信号的信号参数：该输出射频信号包括期望射频信号和被抑制8个数量级的干扰射频信号。
7.一种射频(RF)信号分离和抑制的方法，所述方法包括：
a)感测包括期望射频信号和干扰射频信号的射频信号；
b)对所感测的射频信号进行处理；
c)使用干扰射频信号的可区分部分的被先验地确定的已知频率处的未调制载波的组合对处理后的所感测的射频信号进行电相关，以产生在干扰射频信号的可区分部分的已知频率处具有振幅和相位的相关信号，所述未调制载波的组合是由使用产生的被先验地确定的信号参数来产生加权的基底函数的线性组合的基底函数产生器所产生的；
d)对所述相关信号进行逆处理以产生干扰射频信号的可区分部分的再现；以及
e)从所述射频信号减去干扰射频信号的可区分部分的再现，从而产生包括期望射频信号和被抑制的干扰射频信号的射频信号。
8.根据权利要求7所述的RF信号分离和抑制的方法，其中，所述相关信号仅包括不在期望信号频率处的振幅和相位。
9.根据权利要求7所述的RF信号分离和抑制的方法，其中，对所感测的射频信号进行处理包括在频域中对所感测的射频信号进行处理，以及对所述相关信号进行逆处理包括在频域中对所述相关信号进行逆处理。
10.根据权利要求9所述的RF信号分离和抑制的方法，其中，对所感测的射频信号进行处理包括傅立叶变换处理，以及对所述相关信号进行逆处理包括逆傅立叶变换处理。
11.根据权利要求10所述的RF信号分离和抑制的方法，其中，对所感测的射频信号进行处理进一步包括对所感测的射频信号进行积分变换处理。
12.根据权利要求7所述的RF信号分离和抑制的方法，其中，干扰射频信号的可区分部分包括干扰射频信号的中心频率。
13.根据权利要求7所述的RF信号分离和抑制的方法，其中，干扰射频信号的可区分部分包括干扰射频信号的带宽。
14.根据权利要求7所述的RF信号分离和抑制的方法，其中，输入的RF信号包括蜂窝电话系统中的上行链路和下行链路RF载波信号。
15.根据权利要求14所述的RF信号分离和抑制的方法，其中，期望射频信号包括到用户的移动电话手机的下行链路信号，并且干扰射频信号包括从与所述用户的移动电话手机邻近的至少一个移动电话手机发送的上行链路信号。
16.根据权利要求14所述的RF信号分离和抑制的方法，其中，干扰射频信号的可区分部分包括间隔15kHz的子载波。
17.根据权利要求7所述的RF信号分离和抑制的方法，其中，被抑制的干扰射频信号被抑制至少8个数量级。
18.一种射频(RF)信号分离和抑制系统，包括：
a)RF信号分离和抑制系统的输入，所述输入感测RF调制的下行链路信号和至少一个RF调制的上行链路信号；
b)再现产生器，所述再现产生器连接到所述RF信号分离和抑制系统的输入，所述再现产生器使用RF调制的上行链路信号的被先验地确定的信号参数、和基于RF调制的上行链路信号的被先验地确定的信号参数的加权的基底函数的线性组合，来对所述RF调制的下行链路信号和所述至少一个RF调制的上行链路信号进行处理，并且使用加权的基底函数的线性组合在输出处生成所述至少一个RF调制的上行链路信号的再现；以及
c)电减法器，所述电减法器具有第一输入和第二输入，所述第一输入电连接到所述再现产生器的输出，所述第二输入电连接到所述RF信号分离和抑制系统的输入，所述电减法器在输出处产生包括RF调制的下行链路信号和被抑制的至少一个RF调制的上行链路信号的输出射频信号。
19.根据权利要求18所述的射频(RF)信号分离和抑制系统，其中，所述RF调制的下行链路信号和所述至少一个RF调制的上行链路信号在相同的时间操作。
20.根据权利要求18所述的射频(RF)信号分离和抑制系统，其中，所述RF调制的下行链路信号和所述至少一个RF调制的上行链路信号在相同的频率操作。
21.根据权利要求18所述的射频(RF)信号分离和抑制系统，其中，所述至少一个RF调制的上行链路信号包括多个RF调制的上行链路信号，并且所述再现产生器在输出处生成所述多个RF调制的上行链路信号的矢量和的再现。
22.根据权利要求21所述的射频(RF)信号分离和抑制系统，其中，输出处的所述多个RF调制的上行链路信号的矢量和的再现包括所述多个RF调制的上行链路信号的总体的一个再现。
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