KR100605861B1 - 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템의 신호수신 장치 및 방법 - Google Patents

다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템의 신호수신 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100605861B1
KR100605861B1 KR20040006653A KR20040006653A KR100605861B1 KR 100605861 B1 KR100605861 B1 KR 100605861B1 KR 20040006653 A KR20040006653 A KR 20040006653A KR 20040006653 A KR20040006653 A KR 20040006653A KR 100605861 B1 KR100605861 B1 KR 100605861B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
transmission
antenna
antennas
communication system
Prior art date
Application number
KR20040006653A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20050078499A (ko
Inventor
오현석
유현석
이혜정
최진규
문용석
이현배
임영석
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR20040006653A priority Critical patent/KR100605861B1/ko
Priority to US11/047,766 priority patent/US7392012B2/en
Priority to CNB2005100783144A priority patent/CN100553188C/zh
Priority to EP20050002135 priority patent/EP1575188B1/en
Priority to JP2005026851A priority patent/JP4072539B2/ja
Publication of KR20050078499A publication Critical patent/KR20050078499A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100605861B1 publication Critical patent/KR100605861B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0868—Hybrid systems, i.e. switching and combining
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
    • H04B1/7107—Subtractive interference cancellation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0678—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission using different spreading codes between antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0697—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using spatial multiplexing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0845—Weighted combining per branch equalization, e.g. by an FIR-filter or RAKE receiver per antenna branch
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H04L1/0631—Receiver arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H04L1/0637—Properties of the code
    • H04L1/0656—Cyclotomic systems, e.g. Bell Labs Layered Space-Time [BLAST]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03426—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission transmission using multiple-input and multiple-output channels

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

본 발명은 송신기가 다수의 송신 안테나들을 구비하며, 수신기가 다수의 수신 안테나들을 구비하는 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 상기 송신기가 상기 송신 안테나들을 통해 송신한 신호를 상기 수신기가 수신하는 방법에 있어서, 상기 다수의 수신 안테나들 각각을 통해 수신되는 제1수신 신호를 미리 설정되어 있는 제1방식으로 등화하여 상기 다수의 송신 안테나들 각각의 송신 신호들로 분류하는 제1과정과, 상기 등화된 송신 안테나 신호들 각각을 상기 송신기에서 적용한 다수개의 확산 코드들을 사용하여 역확산하는 제2과정과, 상기 역확산된 송신 안테나 신호들중 최대 크기를 가지는 송신 안테나 신호를 검출하고, 상기 검출한 최대 크기의 송신 안테나 신호를 미리 설정되어 있는 제2방식으로 디코딩하여 에러를 검증하는 제2과정과, 상기 에러 검증된 최대 크기의 송신 안테나 신호를 간섭 신호로 재생하는 제3과정과, 상기 재생한 간섭 신호를 상기 제1수신 신호에서 감산하여 제2수신 신호를 생성하는 제4과정과, 상기 제2수신 신호를 상기 제1방식으로 등화하여 상기 최대 크기를 가지는 송신 안테나 신호를 송신한 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나들 각각의 송신 신호들로 분류하는 제5과정과, 상기 최대 크기를 가지는 송신 안테나 신호를 송신한 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나들 각각의 송신 신호들로 분류한 후 상기 제2과정 내지 상기 제5과정을 반복하는 제6과정을 포함한다.
MMSE-SIC 방식, 에러 검증, ML 방식, 최대 SINR

Description

다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템의 신호 수신 장치 및 방법{APPARATUS AND FOR TRANSMITTING/RECEIVING SIGNAL IN A COMMUNICATION SYSTEM USING MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT SCHEME}
도 1은 일반적인 PARC 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 블록도
도 2는 일반적인 PARC 통신 시스템의 수신기 구조를 개략적으로 도시한 블록도
도 3은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 MIMO 통신 시스템의 수신기 구조를 개략적으로 도시한 블록도
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 통신 시스템의 수신기에서 신호를 수신하는 과정을 도시한 순서도
도 5는 BPSK 방식을 적용하였을 경우 일반적인 신호 수신 방식과 본 발명의 실시예에 따른 신호 수신 방식간의 성능을 나타낸 그래프
도 6은 QPSK 방식을 적용하였을 경우 일반적인 신호 수신 방식과 본 발명의 실시예에 따른 신호 수신 방식간의 성능을 나타낸 그래프
본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템에서 신호를 수신하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로 이동 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음 및 간섭 등과 같은 여러 요인들로 인해 실제 송신 신호에서 왜곡된 신호를 수신하게 된다. 여기서, 상기 다중 경로 간섭에 의한 페이딩은 반사체나 사용자, 즉 사용자 단말기의 이동성에 밀접한 관련을 가지며, 실제 송신 신호와 간섭 신호가 혼재한 형태로 수신된다. 그래서, 상기 수신 신호는 실제 송신 신호에서 심한 왜곡을 겪은 형태가 되어 전체 이동 통신 시스템의 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 결과적으로 상기 페이딩 현상은 수신 신호의 크기(amplitude)와 위상(phase)을 왜곡시킬 수 있어, 무선 채널 환경에서 고속의 데이터 통신을 방해하는 주요 원인이며, 상기 페이딩 현상을 해결하기 위한 많은 연구들이 진행되고 있다. 결과적으로, 이동 통신 시스템에서 데이터를 고속으로 전송하기 위해서는 페이딩 현상과 같은 이동 통신 채널의 특성에 따른 손실 및 사용자별 간섭을 최소화해야 한다. 상기 페이딩 현상으로 인해 통신이 불안정하게 되는 것을 방지하기 위한 방식으로 다이버시티 방식을 사용하며, 이러한 다이버시티 방식들 중 하나인 공간 다이버시티(space diversity) 방식은 다중 안테나(multiple antenna)를 사용한다. 여기서, 상기 공간 다이버시티 방식은 수신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과 송신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 송신 안테나 다이버시티 방식 및 다수개의 수신 안테나들과 다수개의 송신 안테나들을 구비하여 적용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식으로 분류된다.
그러면 여기서 상기 MIMO 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'MIMO 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에 대해서 설명하기로 한다.
상기 MIMO 통신 시스템은 송신측, 일 예로 기지국(Node B)과 수신측, 일 예로 사용자 단말기 각각에 다중 안테나를 적용한 통신 시스템으로서 차세대 이동 통신 시스템의 대용량 데이터 전송 등에 적합하여 활발하게 연구가 진행되고 있다. 상기 송신기측의 송신 안테나들과 상기 수신기측의 수신 안테나들간의 채널이 i.i.d(independent identically distributed)하고 상기 송신 안테나들의 개수와 수신 안테나들의 개수가 M개로 동일하고, 대역폭(bandwidth)과 송선 전력(transmission power)이 일정하다고 가정하였을 때 상기 MIMO 방식의 평균 채널 용량(average channel capacity)은 단일 입력 단일 출력(SISO: Single Input Single Output, 이하 'SISO'라 칭하기로 한다) 방식에 비해 약 M배 증가하게 되어 채널 용량면에서 큰 이득을 가져온다. 또한, 상기 MIMO 통신 시스템에서 동일한 확산 코드(spreading code)를 서로 다른 송신 안테나들 각각에 대해 반복적으로 사용하도록 제어함으로써 코드 재사용(code reuse)을 가능하게 하고, 따라서 상기 SISO 방식에 비해 데이터 전송률 면에서 이득을 가져온다.
상기 MIMO 통신 시스템의 대표적인 예로는 안테나별 전송률 제어(PARC: Per-Antenna Rate Control, 이하 'PARC'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'PARC 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)이 있으며, 도 1 및 도 2를 참조하여 상기 PARC 통신 시스템에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 1은 일반적인 PARC 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 블록도이다.
상기 도 1을 설명하기에 앞서, 상기 PARC 통신 시스템의 송신기는 M개의 송신 안테나들과 J개의 확산 코드들을 사용한다고 가정하기로 한다. 상기 M개의 송신 안테나들과 J개의 확산 코드들을 사용하므로 상기 PARC 통신 시스템은 동시에
Figure 112004004268749-pat00001
개의 사용자 데이터 스트림(user data stream)들을 전송할 수 있게 된다. 상기 도 1을 참조하면, 먼저 상기 송신기에서 송신할 사용자 데이터 스트림은 역다중화기(DE-MUX: de-multiplexer)(100)로 입력된다. 상기 역다중화기(100)는 상기 입력된 사용자 데이터 스트림을 상기 송신기에서 사용하는 송신 안테나들의 개수 M에 상응하게 역다중화한 후, 즉 상기 입력된 사용자 데이터 스트림을 상기 M개로 분할한 후 상기 역다중화된 사용자 데이터 스트림들 각각을 신호 처리기(signal processor)들, 즉 제1신호 처리기(110)와, 제2신호 처리기(112)와, ... ,제M신호 처리기(114) 각각으로 출력한다. 상기 분할된 M개의 사용자 데이터 스트림들이 첫 번째 사용자 데이터 스트림인 제1사용자 데이터 스트림부터 순차적으로 상기 제1신호 처리기(110)로 입력되고, 이런 식으로 마지막 사용자 데이터 스트림인 제M사용자 데이터 스트림이 제M신호 처리기(114)로 입력되는 것이다.
상기 제1신호 처리기(110)와, 제2신호 처리기(112)와, ... ,제M신호 처리기(114) 각각은 인코더(encoder)와, 인터리버(interleaver)와, 변조기(modulator) 등의 구성들을 포함하며, 상기 역다중화기(100)에서 출력한 신호를 입력하여 미리 설정되어 있는 코딩 방식으로 코딩하고, 상기 코딩된 신호를 미리 설정되어 있는 인터리빙 방식으로 인터리빙한 후, 상기 인터리빙된 신호를 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하는 등의 신호 처리 동작을 수행한 후 확산부들, 즉 제1확산부(120)와, 제2확산부(122)와, ... , 제J확산부(124) 각각의 해당 확산기(spreader)로 출력한다. 여기서, 상기 제1확산부(120)와, 제2확산부(122)와, ... , 제J확산부(124) 각각은 상기 확산 코드들의 개수 J와 동일한 개수의 확산기들을 구비한다. 즉, 상기 제1확산부(120)는 J개의 확산기들을 구비하고, 상기 J개의 확산기들 각각은 상기 제1신호 처리기(110)와, 제2신호 처리기(112)와, ... ,제M신호 처리기(114)에서 출력되는 신호들 각각을 입력하여 제1확산 코드(SC 1: spreading code 1)을 곱한 후 감산기들, 즉 제1감산기(130)와, 제2감산기(132)와, ... , 제M감산기(134) 각각으로 출력하고, 이런식으로 마지막 확산부인 상기 제J확산부(124) 역시 J개의 확산기들을 구비하고, 상기 J개의 확산기들 각각은 상기 제1신호 처리기(110)와, 제2신호 처리기(112)와, ... ,제M신호 처리기(114)에서 출력되는 신호들 각각을 입력하여 제J 확산 코드(SC J: spreading code J)을 곱한 후 상기 제1감산기(130)와, 제2감산기(132)와, ... , 제M감산기(134) 각각으로 출력한다. 결과적으로, 동일한 신호 처리기에서 처리된 신호들은 동일한 감산기로 출력된다.
상기 제1감산기(130)와, 제2감산기(132)와, ... , 제M감산기(134) 각각은 상기 제1확산부(120)와, 제2확산부(122)와, ... , 제J확산부(124) 각각에서 출력한 신호를 가산한 후 해당 송신 안테나들, 즉 제1송신 안테나(Tx. ANT 1)(140)와, 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)(142)와, ... , 제M송신 안테나(Tx. ANT M)(144) 각각으로 출력한다. 또한, 상기 도 1에 도시하지는 않았으나 상기 제1감산기(130)와, 제2감산기(132)와, ... , 제M감산기(134) 각각에서 출력한 신호는 스크램블링(scrambling)과, 디지털/아날로그 변환(digital to analog converting)과, 필터링(filtering) 등의 추가 신호 처리를 통해 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 처리된 후 상기 제1송신 안테나(Tx. ANT 1)(140)와, 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)(142)와, ... , 제M송신 안테나(Tx. ANT M)(144) 각각을 통해 에어상으로 전송되는 것이다. 여기서, 상기 제1송신 안테나(Tx. ANT 1)(140)와, 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)(142)와, ... , 제M송신 안테나(Tx. ANT M)(144) 각각을 통해 전송되는 신호들을 s1(t), s2(t), ... , sM(t)로 표현하기로 한다.
상기 도 1에서 설명한 바와 같이 상기 PARC 통신 시스템은 다수개의 확산 코드들을 사용하여 사용자 데이터 스트림을 확산시킨 후 송신 안테나들을 통해 전송한다. 이때, 상기 다수개의 확산 코드들 각각은 송신 안테나들 각각에 동일하게 적용되므로 코드 재사용의 효과를 가져오게 되고, 따라서 자원 효율성이 증가되는 것이다. 한편, 현재 상기 MIMO 통신 시스템에 대한 연구는 단조(flat, 이하 'flat'이라 칭하기로 한다) 페이딩 채널 환경만을 고려하여 이루어지고 있다. 따라서, 상기 PARC 통신 시스템 역시 상기 flat 페이딩 채널 환경만을 고려한 형태로 다양한 수신기 구조를 제안하고 있다. 여기서, 상기 PARC 통신 시스템의 수신기에서 고려하고 있는 방식으로는 최소 평균 제곱 에러(MMSE: Minimum Mean Square Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 한다) 방식과, 상기 MMSE 방식과 순차적 간섭 제거(SIC: Successive Interference Cancellation, 이하 'SIC'라 칭하기로 한다) 방식이 결합된 형태의 방식(이하 'MMSE-SIC 방식'이라 칭하기로 한다) 방식 등이 존재한다.
그러면 여기서 상기 SIC 방식에 대해서 설명하기로 한다.
일반적으로 간섭 제거(IC: Interference Cancellation, 이하 'IC'라 칭하기로 한다) 방식은 수신 신호에서 검출(detect)하고자하는 신호를 제외한 나머지 신호를 간섭 신호로 간주하여 수신기측에서 간섭 신호를 생성하고, 상기 생성된 간섭 신호를 상기 수신 신호에서 제거하는 방식을 나타낸다. 상기 IC 방식은 크게 상기 SIC 방식과, 동시 간섭 제거(PIC: Parallel Interference Cancellation, 이하 'PIC'라 칭하기로 한다) 방식으로 분류할 수 있다. 상기 SIC 방식으로는 결정-피드백(decision-feedback) 방식 및 BLAST(Bell Labs Layered Space-Time) 방식 등이 존재하며, 상기 SIC 방식은 수신 신호에서 신호 세기가 강한 순서대로 신호를 검출하는 방식을 나타낸다. 즉, 상기 SIC 방식은 상기 수신 신호에서 가장 센 세기를 가지는 신호의 경판정(hard-decision)된 결과 값을 사용하여 해당 송신 신호를 검출하여 간섭 신호로 생성하고, 상기 생성된 간섭 신호를 상기 수신 신호에서 제거하여 남은 신호에서 다시 가장 센 세기를 가지는 신호에 대해 상기 과정을 반복함으로써 최종적으로 신호를 검출하는 방식을 나타낸다.
상기 SIC 방식은 상기에서 설명한 바와 같이 이전 과정에서 검출한 추정치에 의존도가 높으므로 상기 이전 과정에서 검출한 추정치에 에러가 존재할 경우 간섭 성분이 크게 증가하게 되어 성능 열화가 발생하기 쉽다는 문제점을 가진다. 즉, 상기 SIC 방식을 적용함에 있어서는 세기가 센 신호의 추정치에 에러가 발생할수록 그 성능 열화가 심각해진다. 이런 문제점을 해결하기 위해서 다양한 방식들이 제안되어 있으며, 상기 제안된 방식들로는 부분 순차적 간섭 제거(PSIC: Partial SIC, 이하 'PSIC' 이라 칭하기로 한다) 방식과, 동시 검출(parallel detection) 방식과, 구형(sphere) 방식 등이 있다. 상기 PSIC 방식은 상기 가장 센 세기를 가지는 신호의 추정치의 비율을 1이라고 가정한 후, 상기 가장 센 세기를 가지는 신호의 추정치를 수신 신호에서 모두 제거하지 않고 0보다는 크고 1보다는 작은 비율로 부분적으로 제거하는 방식이다. 상기 동시 검출 방식은 상기 가장 센 세기를 가지는 신호의 송신 안테나 신호에 대해서만 ML(Maximum Likelihood) 방식을 적용하여 상기 가장 센 세기를 가지는 신호의 신뢰도를 증가시키는 방식이다. 상기 구형 방식은 성상도(constellation)내에서 확률적으로 가장 근접하는 포인트를 기준으로 하여 적정 반지름을 가지는 구를 생성하고, 상기 생성한 구내에서 상기 ML 방식으로 심볼을 추정하는 방식이다.
한편, 상기 PARC 통신 시스템의 수신기에 적용할 경우 상기 MMSE 방식에 비해서는 상기 MMSE-SIC 방식이 우수한 성능을 나타낸다. 그러면 여기서 도 2를 참조하여 일반적인 PARC 통신 시스템의 수신기 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 2는 일반적인 PARC 통신 시스템의 수신기 구조를 개략적으로 도시한 블록도이다.
상기 도 2를 설명하기에 앞서, 상기 PARC 통신 시스템의 수신기는 N개의 수신 안테나들과 J개의 확산 코드들을 사용한다고 가정하기로 한다. 상기 PARC 통신 시스템의 송신기가 사용하는 송신 안테나들의 개수와 수신기가 사용하는 수신 안테나들의 개수가 동일할 수도 있음은 물론이나, 상기 도 2에서는 상기 송신 안테나들의 개수와 수신 안테나들의 개수가 상이한 경우를 가정한 것이다. 상기 도 2를 참조하면, 상기 N개의 수신 안테나들, 즉 제1수신 안테나(Rx.ANT 1)(200)와, 제2수신 안테나(Rx.ANT 2)(202)와, ... , 제N수신 안테나(Rx.ANT N)(204) 각각은 상기 PARC 통신 시스템의 송신기에서 송신 안테나들, 즉 상기 도 1에서 설명한 바와 같이 상기 제1송신 안테나(140)와, 제2송신 안테나(142)와, ... , 제M송신 안테나(144) 각각을 통해 전송되는 신호들을 수신한다.
상기 제1수신 안테나(200)와, 제2수신 안테나(202)와, ... , 제N수신 안테나(204) 각각은 수신한 신호를 해당 역확산기(de-spreader)들로 출력한다. 즉, 상기 제1수신 안테나(200)는 수신한 신호를 제1-1역확산기(220)와, 제1-2역확산기(221)와, ... , 제1-J역확산기(222)로 출력하고, 상기 제2수신 안테나(202)는 수신한 신호를 제2-1역확산기(223)와, 제2-2역확산기(224)와, ... , 제2-J역확산기(225)로 출력하고, 이런 식으로 마지막 수신 안테나인 상기 제N수신 안테나(204)는 수신한 신호를 제N-1역확산기(226)와, 제N-2역확산기(227)와, ... , 제N-J역확산기(228)로 출력한다.
상기 제1-1역확산기(220)와, 제1-2역확산기(221)와, ... , 제1-J역확산기(222) 각각은 상기 제1수신 안테나(200)에서 출력한 신호에 상기 PARC 통신 시스템의 송신기에서 적용한 J개의 스크램블링 코드와 동일한 스크램블링 코드를 적용하여 역확산한 후 해당 MMSE 수신기들, 즉 제1MMSE 수신기(230)와, 제2MMSE 수신기(232)와, ... , 제J MMSE 수신기(234) 각각으로 출력한다. 즉, 상기 제1-1역확산기(220)는 상기 제1수신 안테나(200)에서 출력한 신호를 입력하여 제1확산 코드(SC 1)와 곱해 역확산한 후 제1MMSE 수신기(230)로 출력하고, 제1-2역확산기(221)는 상기 제1수신 안테나(200)에서 출력한 신호를 입력하여 제2확산 코드(SC 2)와 곱해 역확산한 후 제2MMSE 수신기(232)로 출력하고, 이런 식으로 제1-J역확산기(222)는 상기 제1수신 안테나(200)에서 출력한 신호를 입력하여 제J확산 코드(SC J)와 곱해 역확산한 후 제JMMSE 수신기(234)로 출력한다.
또한, 상기 제2-1역확산기(223)와, 제2-2역확산기(224)와, ... , 제2-J역확산기(225) 각각은 상기 제2수신 안테나(202)에서 출력한 신호에 상기 PARC 통신 시스템의 송신기에서 적용한 J개의 스크램블링 코드와 동일한 스크램블링 코드를 적용하여 역확산한 후 해당 MMSE 수신기들, 즉 상기 제1MMSE 수신기(230)와, 상기 제2MMSE 수신기(232)와, ... , 상기 제J MMSE 수신기(234) 각각으로 출력한다. 즉, 상기 제2-1역확산기(223)는 상기 제2수신 안테나(202)에서 출력한 신호를 입력하여 제1확산 코드와 곱해 역확산한 후 상기 제1MMSE 수신기(230)로 출력하고, 제2-2역확산기(224)는 상기 제2수신 안테나(202)에서 출력한 신호를 입력하여 제2확산 코드와 곱해 역확산한 후 상기 제2MMSE 수신기(232)로 출력하고, 이런 식으로 제2-J역확산기(225)는 상기 제2수신 안테나(202)에서 출력한 신호를 입력하여 제J확산 코드와 곱해 역확산한 후 상기 제JMMSE 수신기(234)로 출력한다.
이런 식으로, 제N-1역확산기(226)와, 제N-2역확산기(227)와, ... , 제N-J역확산기(228) 각각은 제N수신 안테나(204)에서 출력한 신호에 상기 PARC 통신 시스템의 송신기에서 적용한 J개의 스크램블링 코드와 동일한 스크램블링 코드를 적용하여 역확산한 후 해당 MMSE 수신기들, 즉 상기 제1MMSE 수신기(230)와, 상기 제2MMSE 수신기(232)와, ... , 상기 제J MMSE 수신기(234) 각각으로 출력한다. 즉, 상기 제N-1역확산기(226)는 상기 제N수신 안테나(204)에서 출력한 신호를 입력하여 제1확산 코드와 곱해 역확산한 후 상기 제1MMSE 수신기(230)로 출력하고, 제N-2역확산기(227)는 상기 제N수신 안테나(204)에서 출력한 신호를 입력하여 제2확산 코드와 곱해 역확산한 후 상기 제2MMSE 수신기(232)로 출력하고, 이런 식으로 제N-J역확산기(228)는 상기 제N수신 안테나(204)에서 출력한 신호를 입력하여 제J확산 코드와 곱해 역확산한 후 상기 제JMMSE 수신기(234)로 출력한다.
상기 제1MMSE 수신기(230)와, 제2MMSE 수신기(232)와, ... , 제J MMSE 수신기(234) 각각은 해당 역확산기들에서 출력한 신호를 입력하여 MMSE 방식으로 해당 사용자 데이터 스트림을 검출한 후 다중화기(MUX: multiplexer)(240)로 출력한다. 즉, 상기 제1MMSE 수신기(230)는 상기 제1-1 역확산기(220)와, 제2-1역확산기(223)와, ... , 제N-1역확산기(226)에서 출력하는 신호를 입력하여 MMSE 방식으로 사용자 데이터 스트림을 검출하고, 상기 제2MMSE 수신기(232)는 상기 제1-2 역확산기(221)와, 제2-2역확산기(224)와, ... , 제N-2역확산기(227)에서 출력하는 신호를 입력하여 MMSE 방식으로 사용자 데이터 스트림을 검출하고, 이런 식으로 상 기 제JMMSE 수신기(234)는 상기 제1-J 역확산기(222)와, 제2-J역확산기(225)와, ... , 제N-J역확산기(228)에서 출력하는 신호를 입력하여 MMSE 방식으로 사용자 데이터 스트림을 검출한다. 결과적으로, 상기 제1MMSE 수신기(230)와, 제2MMSE 수신기(232)와, ... , 제J MMSE 수신기(234) 각각은 동일한 확산 코드를 사용하여 역확산된 신호들만을 입력하게 되는 것이다.
상기 다중화기(240)는 상기 제1MMSE 수신기(230)와, 제2MMSE 수신기(232)와, ... , 제J MMSE 수신기(234) 각각에서 출력한 신호를 입력하여 다중화한 후 신호 처리기(250)로 출력한다. 상기 신호 처리기(250)는 디코더(decoder)와, 디인터리버(de-interleaver)와, 복조기(de-modulator) 등의 구성들을 포함하며, 상기 다중화기(240)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 PARC 통신 시스템의 송신기에서 적용한 코딩 방식에 상응하는 디코딩 방식으로 디코딩하고, 상기 디코딩된 상기 PARC 통신 시스템의 송신기에서 적용한 인터리빙 방식에 상응하는 디인터리빙 방식으로 디인터리빙하고, 상기 디인터리빙된 신호를 상기 PARC 통신 시스템의 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조하는 등의 신호 처리 동작을 수행한다. 여기서, 상기 신호 처리기(250)는 제1송신 안테나(140)에서 송신한 사용자 데이터 스트림부터 순차적으로 제M송신 안테나(144)에서 송신한 사용자 데이터 스트림을 검출하는 것으로 가정하기로 하며, 상기 사용자 데이터 스트림들중에서 가장 센 크기를 가지는 사용자 데이터 스트림을 신호 재생기(260)로 출력한다. 여기서, 상기 사용자 데이터 스트림의 크기는 신호대 간섭 잡음비(SINR: Signal to Interference and Noise Ratio, 이하 'SINR'이라 칭하기로 한다) 등을 사용하여 측 정할 수 있으며, 설명의 편의상 상기 제1송신 안테나(140)에서 전송한 사용자 데이터 스트림의 세기가 가장 세다고 가정하기로 하며, 순차적으로 상기 제2송신 안테나(142)에서 전송한 사용자 데이터 스트림의 세기가 그 다음으로 세고, 이런 식으로 마지막 송신 안테나인 제M송신 안테나(144)에서 전송한 사용자 데이터 스트림의 세기가 가장 약하다고 가정하기로 한다.
상기 신호 재생기(260)는 상기 신호 처리기(250)에서 출력한 신호, 즉 상기 제1송신 안테나(140)에서 전송한 사용자 데이터 스트림을 입력하여 상기 PARC 통신 시스템의 송신기에서 적용한 신호 처리 과정을 그대로 적용하여 송신 신호로 재생(reconstruct)한 후 감산기들, 즉 제1감산기(210)와, 제2감산기(212)와, ... , 제N감산기(214) 각각으로 출력한다. 여기서, 상기 신호 재생기(260)는 인코더와, 인터리버와, 변조기 등의 구성들을 포함하며, 상기 신호 처리기(250)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 PARC 통신 시스템의 송신기에서 적용한 코딩 방식과 동일한 코딩 방식으로 코딩하고, 상기 코딩된 신호를 상기 PARC 통신 시스템의 송신기에서 적용한 인터리빙 방식과 동일한 인터리빙 방식으로 인터리빙한 후, 상기 인터리빙된 신호를 상기 PARC 통신 시스템의 송신기에서 적용한 변조 방식과 동일한 변조 방식으로 변조하는 등의 신호 처리 동작을 수행한 후 상기 제1감산기(210)와, 제2감산기(212)와, ... , 제N감산기(214) 각각으로 출력하는 것이다.
상기 제1감산기(210)는 상기 제1수신 안테나(200)를 통해 수신된 신호에서 상기 신호 재생기(260)에서 출력한 신호를 감산한 후 상기 제1-1역확산기(220)와, 제1-2역확산기(221)와, ... , 제1-J역확산기(222)로 출력한다. 상기 제2감산기(212)는 상기 제2수신 안테나(202)를 통해 수신된 신호에서 상기 신호 재생기(260)에서 출력한 신호를 감산한 후 상기 제2-1역확산기(223)와, 제2-2역확산기(224)와, ... , 제2-J역확산기(225)로 출력한다. 이런 식으로, 상기 제N감산기(214)는 상기 제N수신 안테나(204)를 통해 수신된 신호에서 상기 신호 재생기(260)에서 출력한 신호를 감산한 후 상기 제N-1역확산기(226)와, 제N-2역확산기(227)와, ... , 제N-J역확산기(228)로 출력한다.
상기에서 설명한 바와 같은 동작을 상기 가장 센 사용자 데이터 스트림부터 가장 약한 사용자 데이터 스트림까지 반복 수행함으로써 상기 PARC 통신 시스템의 수신기는 상기 다수개의 송신 안테나들에 대한 영향을 순차적으로 감소시키면서 상기 PARC 통신 시스템의 송신기에서 송신한 사용자 데이터 스트림을 정확하게 검출하게 되는 것이다.
한편, 실제 무선 채널 환경은 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading) 채널 환경에 가깝고, 또한 MIMO 통신 시스템에서 고려하고 있는 채널 모델인 공간 채널 모델(SCM: Spatial Channel Model) 역시 6개의 다중 경로(multipath)를 고려하고 있다. 그러나, 상기에서 설명한 바와 같이 현재 상기 MIMO 통신 시스템에 대한 연구는 단조(flat, 이하 'flat'이라 칭하기로 한다) 페이딩 채널 환경만을 고려하여 이루어지고 있어 상기 주파수 선택적 페이딩 채널 환경 등과 같은 실제 무선 채널 환경을 고려한 MIMO 통신 시스템에 대한 필요성이 대두되고 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 MIMO 통신 시스템에서 주파수 선택적 페이딩 채널 환경을 고려한 신호 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 MIMO 통신 시스템에서 MMSE-SIC 방식을 사용하는 신호 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는; 송신기가 다수의 송신 안테나들을 구비하며, 수신기가 다수의 수신 안테나들을 구비하는 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 상기 송신기가 상기 송신 안테나들을 통해 송신한 신호를 상기 수신기가 수신하는 장치에 있어서, 상기 다수의 수신 안테나들 각각을 통해 수신되는 제1수신 신호를 미리 설정되어 있는 제1방식으로 등화하여 상기 다수의 송신 안테나들 각각의 송신 신호들로 분류하고, 제2수신 신호를 상기 제1방식으로 등화하여 상기 다수의 송신 안테나들중 최대 크기를 가지는 송신 안테나 신호를 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나들 각각의 송신 신호들로 분류하는 수신기와, 상기 송신 안테나 신호들 각각을 상기 송신기에서 적용한 다수개의 확산 코드들을 사용하여 역확산하는 역확산기들과, 상기 역확산된 송신 안테나 신호들중 최대 크기를 가지는 송신 안테나 신호를 검출하고, 상기 검출한 최대 크기의 송신 안테나 신호를 미리 설정되어 있는 제2방식으로 디코딩하여 에러를 검증하는 에러 검증기와, 상기 에러 검증된 최대 크기의 송신 안테나 신호를 간섭 신호로 재생하는 신호 재생기와, 상기 재생한 간섭 신호를 상기 제1수신 신호에서 감산하여 상기 제2수신 신호로 출력하는 감산기들을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 송신기가 다수의 송신 안테나들을 구비하며, 수신기가 다수의 수신 안테나들을 구비하는 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 상기 송신기가 상기 송신 안테나들을 통해 송신한 신호를 상기 수신기가 수신하는 방법에 있어서, 상기 다수의 수신 안테나들 각각을 통해 수신되는 제1수신 신호를 미리 설정되어 있는 제1방식으로 등화하여 상기 다수의 송신 안테나들 각각의 송신 신호들로 분류하는 제1과정과, 상기 등화된 송신 안테나 신호들 각각을 상기 송신기에서 적용한 다수개의 확산 코드들을 사용하여 역확산하는 제2과정과, 상기 역확산된 송신 안테나 신호들중 최대 크기를 가지는 송신 안테나 신호를 검출하고, 상기 검출한 최대 크기의 송신 안테나 신호를 미리 설정되어 있는 제2방식으로 디코딩하여 에러를 검증하는 제2과정과, 상기 에러 검증된 최대 크기의 송신 안테나 신호를 간섭 신호로 재생하는 제3과정과, 상기 재생한 간섭 신호를 상기 제1수신 신호에서 감산하여 제2수신 신호를 생성하는 제4과정과, 상기 제2수신 신호를 상기 제1방식으로 등화하여 상기 최대 크기를 가지는 송신 안테나 신호를 송신한 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나들 각각의 송신 신호들로 분류하는 제5과정과, 상기 최대 크기를 가지는 송신 안테나 신호를 송신한 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나들 각각의 송신 신호들로 분류한 후 상기 제2과정 내지 상기 제5과정을 반복하는 제6과정을 포함함을 특징으로 한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설 명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명에서 제안하는 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'MIMO 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 송신기 구조는 상기 종래 기술 부분의 도 1에서 설명한 안테나별 전송률 제어(PARC: Per-Antenna Rate Control, 이하 'PARC'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'PARC 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)의 송신기 구조와 동일하다고 가정하기로 한다. 즉, 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기는 M개의 송신 안테나들과 J개의 확산 코드(spreading code)들을 사용하여 사용자 데이터 스트림(user data stream)을 전송하는 것이다.
한편, 상기 종래 기술 부분에서 설명한 바와 같이 현재 MIMO 통신 시스템은 단조(flat, 이하 'flat'이라 칭하기로 한다) 페이딩 채널 환경만을 고려하여 그 연구가 이루어지고 있으나, 실제 무선 채널 환경은 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading) 채널 환경에 가깝고, 또한 MIMO 통신 시스템에서 고려하고 있는 채널 모델인 공간 채널 모델(SCM: Spatial Channel Model) 역시 6개의 다중 경로(multipath)를 고려하고 있다. 따라서, 본 발명에서는 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 송신한 송신 신호가 주파수 선택적 페이딩 채널 환경을 겪는다고 가정하며, 따라서 상기 MIMO 통신 시스템의 수신기 역시 상기 주파수 선택적 페이딩 채널 환경을 겪은 신호에 상응하게 새롭게 제안하기로 한다.
그러면 먼저, 상기 도 1에서 설명한 PARC 통신 시스템의 송신기, 즉 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 송신하는 송신 신호에 대해서 살펴보기로 한다.
상기 도 1에서 설명한 바와 같이 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기는 송신할 사용자 데이터 스트림을 데이터 전송률(data rate)에 따라 역다중화(de-multiplexing)하여 미리 설정되어 있는 코딩(coding) 방식으로 코딩하고, 상기 코딩된 신호를 미리 설정되어 있는 인터리빙(interleaving) 방식으로 인터리빙한 후, 상기 인터리빙된 신호를 미리 설정되어 있는 변조(modulation) 방식으로 변조하는 등의 신호 처리 과정을 수행한다. 그리고, 상기 코딩, 인터리빙, 변조 등의 신호 처리 과정을 수행한 신호를 J개의 확산 코드들을 사용하여 확산한 후 상기 데이터 전송률에 상응하게 M개의 송신 안테나들을 통해 전송한다. 여기서, 상기 데이터 전송률과, 코딩 방시과, 변조 방식등은 피드백 채널(feedback channel)을 통해 상기 MIMO 통신 시스템의 수신기로부터 피드백되는 상기 M개의 송신 안테나들 각각의 신호대 간섭 잡음비(SINR: Signal to Interference and Noise Ratio, 이하 'SINR'이라 칭하기로 한다) 등과 같은 채널 품질 정보(CQI: Channel Quality Information)에 상응하게 결정된다. 또한, 상기 J개의 확산 코드들 각각은 상기 M개의 송신 안테나들 각각에 동일하게 적용되므로 코드 재사용(code reuse)되어 자원의 효율성을 증가시키게 되는 것이다.
상기 M개의 송신 안테나들을 통해 송신되는 송신 신호 s(t)라고 정의하기로 하며, 상기 송신 신호 s(t)는 제1송신 안테나(Tx. ANT 1)와, 제2송신 안테나(Tx. ANT 2)와, ... , 제M송신 안테나 각각을 통해 송신되는 송신 신호들, 즉 s1(t), s2(t), ... , sM(t)들이 결합된 형태이며 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004004268749-pat00002
상기 수학식 1에서 T는 행렬 전환을 나타낸다.
한편, 상기 J개의 확산 코드들은 그 확산 계수(Spreading Factor)가 SF라고 가정하기로 하며, 따라서 임의의 j번째 확산 코드 cj[k](단 k = 1, 2, ... , SF)는 다른 임의의 확산 코드와 상호 직교성을 가지며, 정규화되어 있다고 가정하기로 한다.
상기에서 설명한 바와 같이 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기는 한 심볼 주기에서
Figure 112004004268749-pat00003
개의 사용자 데이터 스트림들을 전송할 수 있으며, 상기 M개의 송신 안테나들중 임의의 m번째 송신 안테나, 즉 제m송신 안테나를 통해 송신되는 임의의 j번째 심볼, 즉 제j심볼을 bjm(단, m = 1, 2, ... , M, j = 1, 2, ... , J)라고 표현하기로 한다. 또한, 상기에서 설명한 바와 같이 상호 직교성을 가지며 정규화된, 확산 계수가 SF인 J개의 확산 코드들을 C = [c1c2 ... cJ]라고 표현하기로 한다. 상기 확산 코드를 적용함에 따라 상기 사용자 데이터 스트림은 칩 레벨(chip level) 신호로 변환되며, 따라서 제m송신 안테나의 k번째 칩 신호, 즉 제k칩 신호 sm(k)는 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004004268749-pat00004
또한, 상기 주파수 선택적 페이딩 채널 환경을 고려하여 칩 단위로 표현되는 등화기(equalizer)의 길이를 E라고 가정할 때, 상기 수학식 2는 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004004268749-pat00005
상기 수학식 3에서 L은 다중 경로의 수를 나타낸다.
그러면 여기서 본 발명에서 제안하는 MIMO 통신 시스템의 수신기 구조를 도 3을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 3은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 MIMO 통신 시스템의 수신기 구조를 개략적으로 도시한 블록도이다.
상기 도 3을 설명하기에 앞서, 상기 MIMO 통신 시스템의 수신기는 N개의 수신 안테나들과 J개의 확산 코드들을 사용한다고 가정하기로 한다. 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기가 사용하는 송신 안테나들의 개수와 수신기가 사용하는 수신 안테나들의 개수가 동일할 수도 있음은 물론이나, 상기 도 3에서는 상기 송신 안테나들의 개수와 수신 안테나들의 개수가 상이한 경우를 가정한 것이다. 상기 도 3을 참조하면, 상기 N개의 수신 안테나들, 즉 제1수신 안테나(Rx.ANT 1)(300)와, 제2수신 안테나(Rx.ANT 2)(302)와, ... , 제N수신 안테나(Rx.ANT N)(304) 각각은 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 송신 안테나들, 즉 상기 도 1에서 설명한 바와 같이 상기 제1송신 안테나(140)와, 제2송신 안테나(142)와, ... , 제M송신 안테나(144) 각각을 통해 전송되는 신호들을 수신한다.
상기 제1수신 안테나(300)와, 제2수신 안테나(302)와, ... , 제N수신 안테나(304) 각각은 수신한 신호를 최소 평균 제곱 에러(MMSE: Minimum Mean Square Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 한다) 수신기(320)로 출력한다. 여기서, 최초에는 상기 제1수신 안테나(300)와, 제2수신 안테나(302)와, ... , 제N수신 안테나(304) 각각에 연결되어 있는 감산기들, 즉 제1감산기(310)와, 제2감산기(312)와, ... , 제N감산기(314) 구성을 바이패스(bypass)하지만, 이후에는 상기 제1감산기(310)와, 제2감산기(312)와, ... , 제N감산기(314)에서 출력하는 신호가 상기 MMSE 수신기(320)로 출력된다. 이를 다시 설명하면, 최초에는 상기 제1수신 안테나(300)와, 제2수신 안테나(302)와, ... , 제N수신 안테나(304) 각각에서 수신하는 수신 신호가 그대로 상기 MMSE 수신기(320)로 입력되고, 이후에는 상기 제1수신 안테나(300)와, 제2수신 안테나(302)와, ... , 제N수신 안테나(304) 각각에서 수신하는 수신 신호는 상기 제1감산기(310)와, 제2감산기(312)와, ... , 제N감산기(314) 각각으로 입력되고, 상기 제1감산기(310)와, 제2감산기(312)와, ... , 제N감산기(314) 각각은 상기 제1수신 안테나(300)와, 제2수신 안테나(302)와, ... , 제N수신 안테나(304) 각각에서 출력한 수신 신호에서 신호 재생기(370)에서 출력한 신호를 감산한 후 상기 MMSE 수신기(320)으로 출력하는 것이다. 여기 서, 임의의 n번째 수신 안테나를 통해서 수신된 임의의 k번째 칩 신호, 즉 제k 칩 신호를 rn(k)라고 표현하기로 한다.
그러면 여기서 상기 MIMO 통신 시스템의 수신기로 수신되는 수신 신호에 대해서 살펴보기로 한다.
상기에서 설명한 바와 같이 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기와 수신기간의 무선 채널은 주파수 선택적 페이딩 채널이며, 주파수 선택적 페이딩 채널의 채널 특성을 H라고 표현하기로 한다. 상기 주파수 선택적 페이딩 채널을 통해 상기 MIMO 통신 시스템의 수신기가 구비하고 있는 N개의 수신 안테나들 각각을 통해 수신된 칩 레벨(chip level) 수신 신호는 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004004268749-pat00006
상기 수학식 4에서 r(k)는 상기 MIMO 통신 시스템의 수신기로 수신되는 전체 수신 신호의 임의의 k번째 칩, 즉 제k칩 수신 신호를 나타내며, sm(k)는 제m송신 안테나를 통해 송신한 제k칩 송신 신호를 나타내며, n(k)는 제k칩 수신 신호에 가산되는 잡음 벡터(noise vector)를 나타내며, H(;m)은 제m송신 안테나에서 송신한 송 신 신호가 임의의 n번째 수신 안테나, 즉 제n수신 안테나를 통해 수신될 때까지 겪는 채널 특성을 나타내며,
Figure 112004004268749-pat00007
이며, 상기 제m송신 안테나에서 송신한 송신 신호가 제n수신 안테나를 통해 수신될 때까지 겪는 채널 특성을 나타내는 채널 행렬 HNM은 하기 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004004268749-pat00008
상기 수학식 5에서 H(NM)은 상기 채널 행렬 HNM을 구성하는 행렬이며, 하기 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004004268749-pat00009
상기 수학식 6에서 P는 칩당 오버샘플(over sample)들의 수를 나타낸다.
또한, 상기 수신 신호 rn(k)는 하기 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004004268749-pat00010
한편, 상기 잡음 벡터 n(k)는 평균(mean)이 0이고, 분산이
Figure 112004004268749-pat00011
인 복소 가우시안 랜덤 변수(complex Gaussian random variable)로서 하기 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004004268749-pat00012
한편, 상기 MMSE 수신기(320)는 상기 MMSE 방식으로 상기 제1송신 안테나(140)와, 제2송신 안테나(142)와, ... , 제M송신 안테나(144)의 가중치(weight)를 계산한 후, 상기 계산된 가중치를 적용하여 상기 제1송신 안테나(140)와, 제2송신 안테나(142)와, ... , 제M송신 안테나(144) 각각을 통해 수신된 신호를 등화한 후 해당 역확산기들로 출력한다. 즉, 상기 MMSE 수신기(320)는 상기 제1송신 안테나(140)에서 송신한 송신 신호에 상기 제1송신 안테나(140)에 대해 계산된 가중치를 적용하여 해당 역확산기들, 즉 제1-1역확산기(330)와, 제1-2역확산기(331)와, ... , 제1-J역확산기(332)로 출력하고, 상기 제2송신 안테나(142)에서 송신한 송신 신호에 상기 제2송신 안테나(142)에 대해 계산된 가중치를 적용하여 등화한 후 해당 역확산기들, 즉 제2-1역확산기(333)와, 제2-2역확산기(334)와, ... , 제2-J역확산기(335)로 출력하고, 이런 식으로 마지막 송신 안 테나인 제M송신 안테나(144)에서 송신한 송신 신호에 상기 제M송신 안테나(144)에 대해 계산된 가중치를 적용하여 해당 역확산기들, 즉 제M-1역확산기(336)와, 제M-2역확산기(337)와, ... , 제M-J역확산기(338)로 출력한다.
여기서, 상기 MMSE 수신기(320)에서 출력하는 신호는 하기 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004004268749-pat00013
상기 수학식 9에서 WMMSE는 상기 MMSE 방식을 사용하여 계산된 상기 제1송신 안테나(140)와, 제2송신 안테나(142)와, ... , 제M송신 안테나(144) 각각에 적용되는 가중치를 나타내며
Figure 112004004268749-pat00014
이다. 여기서, 상기 w1은 상기 제1송신 안테나(140)에 적용되는 가중치를, w2은 상기 제2송신 안테나(142)에 적용되는 가중치를, 이런 식으로 wM은 상기 제M송신 안테나(144)에 적용되는 가중치를 나타낸다.
본 발명의 실시예에서는 등화 방식으로서 상기 MMSE 방식을 사용하였지만, 상기 MMSE 방식 대신 제로 포싱(ZF: Zero Forcing, 이하 'ZF'라 칭하기로 한다) 방식을 사용할 수도 있으며, 상기 ZF 방식을 사용할 경우 상기 수신 신호 r(k)가 등화된 신호는 하기 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004004268749-pat00015
상기 수학식 10에서 WZF는 상기 ZF 방식을 사용하여 계산된 상기 제1송신 안테나(140)와, 제2송신 안테나(142)와, ... , 제M송신 안테나(144) 각각에 적용되는 가중치를 나타내며
Figure 112004004268749-pat00016
이다. 여기서, 상기 w1은 상기 제1송신 안테나(140)에 적용되는 가중치를, w2은 상기 제2송신 안테나(142)에 적용되는 가중치를, 이런 식으로 wM은 상기 제M송신 안테나(144)에 적용되는 가중치를 나타낸다.
상기 제1-1역확산기(330)와, 제1-2역확산기(331)와, ... , 제1-J역확산기(332) 각각은 상기 MMSE 수신기(320)에서 출력한 신호에 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 J개의 스크램블링 코드와 동일한 스크램블링 코드를 적용하여 역확산한 후 제1다중화기(MUX: multiplexer)(340)로 출력한다. 상기 제2-1역확산기(333)와, 제2-2역확산기(334)와, ... , 제2-J역확산기(335) 각각은 상기 MMSE 수신기(320)에서 출력한 신호에 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 J개의 스크램블링 코드와 동일한 스크램블링 코드를 적용하여 역확산한 후 제2다중화기(342)로 출력한다. 이런 식으로, 제M-1역확산기(336)와, 제M-2역확산기(337)와, ... , 제M-J역확산기(338) 각각은 상기 MMSE 수신기(320)에서 출력한 신호에 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 J개의 스크램블링 코드와 동일한 스크램블링 코드를 적용하여 역확산한 후 제M다중화기(344)로 출력 한다. 여기서, 상기 역확산 과정을 거치게되면 칩 레벨 신호들은 심볼 레벨(symbol level) 신호들로 변환된다.
상기 제1다중화기(340)는 상기 제1-1역확산기(330)와, 제1-2역확산기(331)와, ... , 제1-J역확산기(332) 각각에서 출력한 신호를 입력하여 다중화한 후 제1신호 처리기(signal processor)(350)로 출력하고, 상기 제2다중화기(342)는 제2-1역확산기(333)와, 제2-2역확산기(334)와, ... , 제2-J역확산기(335) 각각에서 출력한 신호를 입력하여 다중화한 후 제2신호 처리기(352)로 출력하고, 이런 식으로 마지막 다중화기인 제M다중화기(344)는 상기 제M-1역확산기(336)와, 제M-2역확산기(337)와, ... , 제M-J역확산기(338) 각각에서 출력한 신호를 입력하여 다중화한 후 제M신호 처리기(354)로 출력한다.
상기 제1신호 처리기(350)와, 제2신호 처리기(352)와, ... , 제M신호 처리기(354) 각각은 디코더(decoder)와, 디인터리버(de-interleaver)와, 복조기(de-modulator) 등의 구성들을 포함한다. 상기 제1신호 처리기(350)는 상기 제1다중화기(340)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 코딩 방식에 상응하는 디코딩 방식으로 디코딩하고, 상기 디코딩된 신호를 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 인터리빙 방식에 상응하는 디인터리빙 방식으로 디인터리빙하고, 상기 디인터리빙된 신호를 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조하는 등의 신호 처리 동작을 수행한 후 에러 검증기(360)로 출력한다. 또한, 상기 제2신호 처리기(352)는 상기 제2다중화기(342)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 코딩 방식에 상응하는 디코딩 방식으로 디코딩하고, 상기 디코딩된 신호를 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 인터리빙 방식에 상응하는 디인터리빙 방식으로 디인터리빙하고, 상기 디인터리빙된 신호를 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조하는 등의 신호 처리 동작을 수행한 후 상기 에러 검증기(360)로 출력한다. 이런 식으로, 마지막 신호 처리기인 제M신호 처리기(354)는 상기 제M다중화기(344)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 코딩 방식에 상응하는 디코딩 방식으로 디코딩하고, 상기 디코딩된 신호를 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 인터리빙 방식에 상응하는 디인터리빙 방식으로 디인터리빙하고, 상기 디인터리빙된 신호를 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조하는 등의 신호 처리 동작을 수행한 후 상기 에러 검증기(360)로 출력한다.
이렇게, 상기 에러 검증기(360)로 입력되는 신호는 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 송신한 송신 심볼 bjm을 추정한 추정 송신 심볼
Figure 112004004268749-pat00017
이 된다. 그리고, 본 발명에서 제안하는 MIMO 통신 시스템의 수신기는 상기 MMSE 방식과 순차적 간섭 제거(SIC: Successive Interference Cancellation, 이하 'SIC'라 칭하기로 한다) 방식이 결합된 형태의 방식(이하 'MMSE-SIC 방식'이라 칭하기로 한다)을 사용한다고 가정하기로 한다. 상기 SIC 방식은 상기 종래 기술 부분에서 설명한 바와 같이 수신 신호에서 가장 센 세기를 가지는 신호의 경판정(hard-decision)된 결과 값을 사용하여 해당 송신 신호를 검출하여 간섭(interference) 신호로 생성하고, 상기 생성된 간섭 신호를 상기 수신 신호에서 제거하여 남은 신호에서 다시 가장 센 세기를 가지는 신호에 대해 상기 과정을 반복함으로써 최종적으로 신호를 검출하는 방식이다. 여기서, 상기 신호의 세기는 SINR로 나타낼 수 있으며, 상기 SIC 방식을 사용하기 때문에 SINR이 큰 순서대로 간섭 신호로 생성되어 제거된다. 상기 SINR은 상기 MMSE 수신기(320)의 등화기 행렬과 상기 채널 행렬을 사용하여 계산할 수 있으며, 이는 하기 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다. 여기서, 상기 등화기 행렬은 상기 수학식 9에 나타낸 바와 같다.
Figure 112004004268749-pat00018
상기 수학식 11에서,
Figure 112004004268749-pat00019
이며, Rn은 잡음 벡터에 대한 상관 행렬을 나타내며, SINRm은 제m송신 안테나에서 송신한 송신 신호의 SINR을 나타낸다. 상기 도 3에서는 제1송신 안테나(140)에서 송신한 송신 신호의 SINR이 가장 크고, 그 다음으로 제2송신 안테나(142)에서 송신한 송신 신호의 SINR이 크고, 순차적으로 마지막 송신 안테나인 제M송신 안테나(144)에서 송신한 송신 신호의 SINR이 가장 작다고 가정하기로 한다(
Figure 112004004268749-pat00020
). 즉,
Figure 112004004268749-pat00021
관계가 성립 하므로 제1송신 안테나(140)에서 송신한 송신 신호가 가장 먼저 제거되고, 순차적으로 제2송신 안테나(142)에서 송신한 송신 신호가 제거된다. 그런데, 상기 종래 기술 부분에서도 설명한 바와 같이 상기 SIC 방식은 이전 과정에서 검출한 추정치에 의존도가 높으므로 상기 이전 과정에서 검출한 추정치에 에러가 존재할 경우 간섭 성분이 크게 증가하게 되어 성능 열화가 발생하기 쉽다는 문제점을 가진다.
본 발명에서는 상기 SIC 방식의 성능 열화를 제거하기 위해 상기 생성된 간섭 신호를 제거하기에 앞서 상기 간섭 신호에 대한 신뢰도를 향상시키는 방식을 제안하며, 상기 에러 검증기(360)가 궁극적으로 상기 간섭 신호에 대한 신뢰도 향상 동작을 수행한다. 여기서, 상기 간섭 신호에 대한 신뢰도 향상은 결과적으로 최대 SINR을 가지는 송신 안테나 신호의 신뢰도를 향상시키는 것을 나타내며, 상기 간섭 신호의 신뢰성을 향상시키기 위해서는 상기 최대 SINR을 가지는 송신 안테나 신호의 신뢰성을 향상시켜야만 하는 것이다.
또한, 상기 최대 SINR을 가지는 송신 안테나 신호를 그 심볼 인덱스(index) j = 1, 2, ... , J의 순서로 ML(Maximum Likelihood) 방식을 모든 성상도(constellation), 즉
Figure 112004004268749-pat00022
에 대해 적용하여 간섭 제거 과정을 거친 후 최소 error norm을 나타내는 성상도를 상기 MMSE 방식으로 계산한 심볼 추정치라고 가정하기로 한다. 또한, 상기 제1신호 처리기(350)와, 제2신호 처리기(352)와, ... , 제M신호 처리기(354)에서 출력하는 칩 레벨 신호들을, 즉 상기 에러 검증기(360)로 입력되는 최종 신호를 하기 수학식 12와 같이 나타낼 수 있 다.
Figure 112004004268749-pat00023
상기 수학식 12에서
Figure 112004004268749-pat00024
는 상기 제1송신 안테나(140)와, 제2송신 안테나(142)와, ... , 제M 송신 안테나(144) 모두에서 송신한 송신 심볼들의 추정치를 나타내며,
Figure 112004004268749-pat00025
은 제m송신 안테나를 통해 송신한 제j심볼의 추정치를 나타낸다.
또한, 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기가 상기 J개의 확산 코드들 각각이 성상도 포인트(constellation point, 이하 'constellation point'라 칭하기로 한다)가 Q인 변조 방식을 사용한다고 가정하기로 한다. 그리고, 상기 MIMO 통신 시스템의 수신기가 수신한 수신 신호를 역확산한 신호와 상기 constellation point Q인 변조 방식을 사용하여 생성한 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기가 송신한 송신 신호와의 차이가 최소인 constellation point를 수신 신호 추정치라고 가정하기로 한다. 그러면 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기가 M개의 송신 안테나들을 통해 송신한 송신 안테나 심볼들을 하기 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004004268749-pat00026
그리고, 상기 수학식 13에 나타낸 바와 같은 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기가 M개의 송신 안테나들을 통해 송신한 송신 안테나 심볼들에 대해 ML 디코딩을 적용하면 하기 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004004268749-pat00027
상기 수학식 14에 나타낸 ML 디코딩 방식은 MIMO 통신 시스템의 송신기의 모든 송신 안테나들, 즉 M개의 송신 안테나 심볼들에 대해서 ML 방식을 적용하여 디코딩한 경우를 나타낸 것이다. 그러나, 본 발명에서는 수신 신호중에서 최대 SINR을 가지는 송신 안테나 심볼에 대해서만 ML 방식을 적용하여 디코딩하여 상기 MMSE-SIC 방식을 적용함에 있어 간섭 신호로 생성될, 최대 SINR을 가지는 송신 안테나 심볼의 신뢰성을 향상시키게 되는 것이다.
일 예로, 송신 안테나들의 개수 M = 4이고, 확산 코드들의 개수 J = 8이고, m = 1, 2, 3, 4의 순서로 SIC 방식에 따른 간섭 제거가 이루어진다고 가정하기로 하며, 이 경우의 수신 신호가 추정된 신호를 하기 수학식 15와 같다고 가정하기로 한다.
Figure 112004004268749-pat00028
최초에는 제1행(row)에 존재하는 제1송신 안테나 심볼들의 SINR이 최대값을 가지므로 상기 제1송신 안테나 심볼들에 대해서 ML 방식으로 디코딩을 수행하고, 순차적으로 마지막 행인 제4행에 존재하는 제4송신 안테나 심볼들에 대해서 ML 방식으로 디코딩을 수행한다.
그러면 여기서 상기 에러 검증기(360)가 상기 수학식 12에 나타낸 바와 같은
Figure 112004004268749-pat00029
를 사용하여 에러 검증을 수행하는 과정은 하기 수학식 16내지 수학식 18과 같다.
Figure 112004004268749-pat00030
Figure 112004004268749-pat00031
Figure 112004004268749-pat00032
상기 에러 검증기(360)는 상기에서 설명한 바와 같은 방식으로 최대 SINR을 가지는 송신 안테나 심볼에 대해 ML 방식으로 디코딩하여 에러 검증을 수행한 후 그 에러 검증된 송신 안테나 심볼을 신호 재생기(370)로 출력한다. 상기 신호 재생기(370)는 상기 에러 검증기(360)에서 출력한 신호, 즉 상기 제1송신 안테나140)에서 송신한 송신 안테나 심볼을 입력하여 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 신호 처리 과정을 그대로 적용하여 송신 신호로 재생(reconstruct)한 후 감산기들, 즉 제1감산기(310)와, 제2감산기(312)와, ... , 제N감산기(314) 각각으로 출력한다. 여기서, 상기 신호 재생기(370)는 인코더(encoder)와, 인터리버(interleaver)와, 변조기(modulator) 등의 구성들을 포함하며, 상기 에러 검증기(360)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 코딩 방식과 동일한 코딩 방식으로 코딩하고, 상기 코딩된 신호를 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 인터리빙 방식과 동일한 인터리빙 방식으로 인터리빙한 후, 상기 인터리빙된 신호를 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 적용한 변조 방식과 동일한 변조 방식으로 변조하는 등의 신호 처리 동작을 수행한 후 상 기 제1감산기(310)와, 제2감산기(312)와, ... , 제N감산기(314) 각각으로 출력하는 것이다.
상기 제1감산기(310)는 상기 제1수신 안테나(300)를 통해 수신된 신호에서 상기 신호 재생기(370)에서 출력한 신호를 감산한 후 상기 제1-1역확산기(330)와, 제1-2역확산기(331)와, ... , 제1-J역확산기(332)로 출력한다. 상기 제2감산기(312)는 상기 제2수신 안테나(302)를 통해 수신된 신호에서 상기 신호 재생기(370)에서 출력한 신호를 감산한 후 상기 제2-1역확산기(333)와, 제2-2역확산기(334)와, ... , 제2-J역확산기(335)로 출력한다. 이런 식으로, 상기 제N감산기(314)는 상기 제N수신 안테나(304)를 통해 수신된 신호에서 상기 신호 재생기(370)에서 출력한 신호를 감산한 후 상기 제N-1역확산기(336)와, 제N-2역확산기(337)와, ... , 제N-J역확산기(338)로 출력한다.
상기에서 설명한 바와 같은 동작을 최대 SINR을 가지는 사용자 데이터 스트림부터 최소 SINR을 가지는 사용자 데이터 스트림까지 반복 수행함으로써 상기 MIMO 통신 시스템의 수신기는 상기 다수개의 송신 안테나들에 대한 영향을 순차적으로 감소시키면서 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기에서 송신한 사용자 데이터 스트림을 정확하게 검출하게 되는 것이다.
그러면 여기서 상기 간섭 신호 제거 과정을 정리하면 다음과 같다.
첫 번째 단계는 수신 신호에서 최대 SINR을 가지는 송신 안테나 신호를 검출하여 제거하는 단계이며, 이를 설명하면 다음과 같다.
먼저, r(1)(k) = r(k), H(1) = H, W(1) = WMMSE를 만족할 경우 에러 검증 과정을 거친 추정 심볼을
Figure 112004004268749-pat00033
이라고 가정하기로 한다. 상기 추정 심볼
Figure 112004004268749-pat00034
에서 최대 SINR을 가지는 송신 안테나 심볼을 검출하고, 상기 최대 SINR을 가지는 송신 안테나 심볼을 재생성하여 상기 r(1)(k)에서 제거해준다. 여기서, 상기 r(1)(k)에서 재생성된 신호를 제거한 신호를 r(2)(k)라고 가정하기로 하며, 이는 하기 수학식 19와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004004268749-pat00035
두 번째 단계는 그 세기가 두 번째로 큰 SINR을 가지는 송신 안테나 신호를 검출하여 제거하는 단계이며, 이를 설명하면 다음과 같다.
상기 수신 신호에서 최대 SINR을 가지는 송신 안테나 신호가 제거되었으므로, 즉 상기 채널 행렬 H(1)에서 최대 SINR을 가지는 송신 안테나 신호가 겪는 채널 성분이 제거되었으므로 나머지 신호에 대한 채널 행렬은 H(2) = [H(;2)H(;3) ... H(;M)]과 같이 M-1개의 채널 성분들이 존재하게 된다. 상기 첫 번째 단계에서와 마찬가지로 r(2)(k)에 대해 MMSE 방식을 적용하면 하기 수학식 20 및 수학식 21과 같은 관계가 성립된다.
Figure 112004004268749-pat00036
Figure 112004004268749-pat00037
상기 MMSE 방식으로 등화된 신호 Z(2)를 j = 1, 2, ... , J의 모든 확산 코드들에 대해 역확산하여 계산된 심볼 벡터
Figure 112004004268749-pat00038
를 사용하여 두 번째 칩 레벨 송신 안테나 신호
Figure 112004004268749-pat00039
를 재생성하여 상기 r(2)(k)에서 제거하면 하기 수학식 22와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004004268749-pat00040
상기 첫 번째 단계 및 두 번째 단계와 같은 과정들을 마지막 송신 안테나 신호에 대해서까지 수행하게 되면 모든 송신 안테나 신호들을 검출하게 되는 것이다. 이를 일반화시켜 나타내면 하기 수학식 23과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004004268749-pat00041
상기 도 3에서는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 MIMO 통신 시스템 의 수신기 구조를 설명하였으며, 다음으로 도 4를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 통신 시스템의 신호 수신 과정에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 통신 시스템의 수신기에서 신호를 수신하는 과정을 도시한 순서도이다.
상기 도 4를 참조하면, 먼저 411단계에서 상기 MIMO 통신 시스템의 수신기는 송신 안테나의 송신신호 검색 횟수 i를 초기화하고, 상기 MIMO 통신 시스템의 송신기가 구비하고 있는 송신 안테나들의 개수 M을 설정하고 413단계로 진행한다. 상기 413단계에서 상기 수신기는 N개의 수신 안테나들을 통해 상기 송신기가 M개의 송신 안테나들을 통해 송신한 신호를 수신하고 415단계로 진행한다. 상기 415단계에서 상기 수신기는 모든 송신 안테나들에 대한 송신 사용자 데이터를 검출하였는지를 검사한다. 상기 검사 결과 모든 송신 안테나들에 대한 송신 사용자 데이터 검출이 완료되었을 경우 상기 수신기는 현재까지의 과정을 종료한다. 만약 상기 검사 결과 모든 송신 안테나들에 대한 송신 사용자 데이터 검출이 완료되지 않았을 경우 상기 수신기는 417단계로 진행한다.
상기 417단계에서 상기 수신기는 상기 수신 신호를 MMSE 방식으로 등화한 후 419단계로 진행한다. 상기 419단계에서 상기 수신기는 상기 MMSE 방식으로 등화된 신호를 J개의 확산 코드들을 사용하여 역확산한 후 421단계로 진행한다. 상기 421단계에서 상기 수신기는 상기 역확산된 송신 안테나별 신호들 각각에 대해서 SINR을 측정하고 423단계로 진행한다. 상기 423단계에서 상기 수신기는 상기 SINR 측정 결과 최대 SINR을 가지는 송신 안테나 신호를 선택한 후 425단계로 진행한다. 상기 425단계에서 상기 수신기는 상기 송신 신호 검색 횟수 i를 1 증가시킨 후( i = i + 1) 427단계로 진행한다.
상기 427단계에서 상기 수신기는 상기 i가 M을 초과하는지를 검사한다. 상기 검사 결과 상기 i가 M을 초과할 경우 상기 수신기는 431단계로 진행한다. 만약 상기 검사 결과 상기 i가 M을 초과하지 않을 경우 상기 수신기는 429단계로 진행한다. 상기 429단계에서 상기 수신기는 상기 최대 SINR을 가지는 송신 안테나 신호를 ML 방식으로 에러 검증한 후 431단계로 진행한다. 상기 431단계에서 상기 수신기는 상기 송신 안테나 신호로부터 송신 사용자 데이터 신호를 추출한 후 433단계로 진행한다. 상기 433단계에서 상기 수신기는 상기 추출한 사용자 데이터를 송신 신호로 재생한 후 435단계로 진행한다. 상기 435단계에서 상기 수신기는 상기 재생 신호를 상기 수신 신호에서 제거한 후 상기 415단계로 되돌아간다.
상기 도 4에서는 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 통신 시스템의 수신기에서 신호를 수신하는 과정을 설명하였으며, 다음으로 도 5 및 도 6을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 신호 수신 방식과 일반적인 신호 수신 방식들간의 성능을 비교 설명하기로 한다.
상기 도 5는 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 방식을 적용하였을 경우 일반적인 신호 수신 방식과 본 발명의 실시예에 따른 신호 수신 방식간의 성능을 나타낸 그래프이다.
상기 도 5를 참조하면, 먼저 상기 성능은 비트 에러 레이트(BER: Bit Error Rate)를 기준으로하여 비교하기로 하며, 채널 환경은 다중 경로 수 L = 4이며, 주 파수 선택적 페이딩 채널 환경이라고 가정하기로 한다. 또한, 송신 안테나들의 개수와 수신 안테나들의 개수가 모두 N개라고 가정하기로 하며, 확산 코드의 확산 계수는 16, 칩당 오버 샘플수 P = 2이며, 확산 코드들의 개수 J = 8이라고 가정하기로 한다. 상기 도 5에 도시되어 있는 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 신호 수신 방식인 EMMSE-SIC 방식이 최고 BER 성능을 나타내며, 다음으로 일반적인 MMSE-SIC 방식이, 그 다음으로 MMSE 방식이, 마지막으로 SF 방식의 순서로 좋은 BER 성능을 나타낸다.
상기 도 6은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식을 적용하였을 경우 일반적인 신호 수신 방식과 본 발명의 실시예에 따른 신호 수신 방식간의 성능을 나타낸 그래프이다.
상기 도 6을 참조하면, 상기 도 5에서 설명한 바와 같이 상기 성능은 비트 에러 레이트(BER: Bit Error Rate)를 기준으로하여 비교하기로 하며, 채널 환경은 다중 경로 수 L = 4이며, 주파수 선택적 페이딩 채널 환경이라고 가정하기로 한다. 또한, 송신 안테나들의 개수와 수신 안테나들의 개수가 모두 N개라고 가정하기로 하며, 확산 코드의 확산 계수는 16, 칩당 오버 샘플수 P = 2이며, 확산 코드들의 개수 J = 8이라고 가정하기로 한다. 상기 도 6에 도시되어 있는 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 신호 수신 방식인 EMMSE-SIC 방식이 최고 BER 성능을 나타내며, 다음으로 일반적인 MMSE-SIC 방식이, 그 다음으로 MMSE 방식이, 마지막으로 SF 방식의 순서로 좋은 BER 성능을 나타낸다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되지 않으며, 후술되는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은 MIMO 통신 시스템의 수신기에서 MMSE-SIC 방식 적용시 간섭 신호로 제거되는 송신 안테나 신호에 대해 에러 검증을 수행함으로써 수신 신호 복조의 신뢰성을 향상시킬 수 있다는 이점을 가진다. 즉, 최대 SINR을 가지는 송신 안테나 신호의 신뢰성을 확보한 후 간섭 신호로 제거함으로써 일반적인 MMSE-SIC 방식의 에러 발생 확률을 최소화시켜 신뢰성있는 신호 송수신을 가능하게 한다는 이점을 가진다.

Claims (9)

  1. 송신기가 다수의 송신 안테나들을 구비하며, 수신기가 다수의 수신 안테나들을 구비하는 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 상기 송신기가 상기 송신 안테나들을 통해 송신한 신호를 상기 수신기가 수신하는 방법에 있어서,
    상기 다수의 수신 안테나들 각각을 통해 수신되는 제1수신 신호를 미리 설정되어 있는 제1방식으로 등화하여 상기 다수의 송신 안테나들 각각의 송신 신호들로 분류하는 제1과정과,
    상기 등화된 송신 안테나 신호들 각각을 상기 송신기에서 적용한 다수개의 확산 코드들을 사용하여 역확산하는 제2과정과,
    상기 역확산된 송신 안테나 신호들중 최대 크기를 가지는 송신 안테나 신호를 검출하고, 상기 검출한 최대 크기의 송신 안테나 신호를 미리 설정되어 있는 제2방식으로 디코딩하여 에러를 검증하는 제2과정과,
    상기 에러 검증된 최대 크기의 송신 안테나 신호를 간섭 신호로 재생하는 제3과정과,
    상기 재생한 간섭 신호를 상기 제1수신 신호에서 감산하여 제2수신 신호를 생성하는 제4과정과,
    상기 제2수신 신호를 상기 제1방식으로 등화하여 상기 최대 크기를 가지는 송신 안테나 신호를 송신한 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나들 각각의 송신 신호들로 분류하는 제5과정과,
    상기 최대 크기를 가지는 송신 안테나 신호를 송신한 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나들 각각의 송신 신호들로 분류한 후 상기 제2과정 내지 상기 제5과정을 반복하는 제6과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 최대 크기를 가지는 송신 안테나 신호는 최대 신호대 잡음비를 가지는 송신 안테나 신호임을 특징으로 하는 상기 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1방식은 최소 평균 제곱 에러(MMSE: Minimum Mean Square Error) 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제2방식은 ML(Maximum Likelihood) 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  5. 송신기가 다수의 송신 안테나들을 구비하며, 수신기가 다수의 수신 안테나들을 구비하는 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 상기 송신기가 상기 송신 안테나들을 통해 송신한 신호를 상기 수신기가 수신하는 장치에 있어서,
    상기 다수의 수신 안테나들 각각을 통해 수신되는 제1수신 신호를 미리 설정되어 있는 제1방식으로 등화하여 상기 다수의 송신 안테나들 각각의 송신 신호들로 분류하고, 제2수신 신호를 상기 제1방식으로 등화하여 상기 다수의 송신 안테나들중 최대 크기를 가지는 송신 안테나 신호를 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나들 각각의 송신 신호들로 분류하는 수신기와,
    상기 송신 안테나 신호들 각각을 상기 송신기에서 적용한 다수개의 확산 코드들을 사용하여 역확산하는 역확산기들과,
    상기 역확산된 송신 안테나 신호들중 최대 크기를 가지는 송신 안테나 신호를 검출하고, 상기 검출한 최대 크기의 송신 안테나 신호를 미리 설정되어 있는 제2방식으로 디코딩하여 에러를 검증하는 에러 검증기와,
    상기 에러 검증된 최대 크기의 송신 안테나 신호를 간섭 신호로 재생하는 신호 재생기와,
    상기 재생한 간섭 신호를 상기 제1수신 신호에서 감산하여 상기 제2수신 신호로 출력하는 감산기들을 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 최대 크기를 가지는 송신 안테나 신호는 최대 신호대 잡음비를 가지는 송신 안테나 신호임을 특징으로 하는 상기 장치.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 제1방식은 최소 평균 제곱 에러(MMSE: Minimum Mean Square Error) 방식임을 특징으로 하는 상기 장치.
  8. 제 5 항에 있어서,
    상기 제2방식은 ML(Maximum Likelihood) 방식임을 특징으로 하는 상기 장치.
  9. 제 5 항에 있어서,
    상기 장치는 상기 역확산기들 각각에서 출력하는 신호들을 입력하여 다중화한 후 상기 에러 검증기로 출력하는 다중화기들을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
KR20040006653A 2004-02-02 2004-02-02 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템의 신호수신 장치 및 방법 KR100605861B1 (ko)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR20040006653A KR100605861B1 (ko) 2004-02-02 2004-02-02 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템의 신호수신 장치 및 방법
US11/047,766 US7392012B2 (en) 2004-02-02 2005-02-02 Apparatus and method for receiving signal in a multiple-input multiple-output communication system
CNB2005100783144A CN100553188C (zh) 2004-02-02 2005-02-02 用于在多输入多输出通信系统中接收信号的装置和方法
EP20050002135 EP1575188B1 (en) 2004-02-02 2005-02-02 Apparatus and method for receiving signal in a multiple-input multiple-output communication system
JP2005026851A JP4072539B2 (ja) 2004-02-02 2005-02-02 多重入力多重出力方式を使用する通信システムにおける信号を受信する装置及び方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR20040006653A KR100605861B1 (ko) 2004-02-02 2004-02-02 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템의 신호수신 장치 및 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20050078499A KR20050078499A (ko) 2005-08-05
KR100605861B1 true KR100605861B1 (ko) 2006-08-01

Family

ID=34806081

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR20040006653A KR100605861B1 (ko) 2004-02-02 2004-02-02 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템의 신호수신 장치 및 방법

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7392012B2 (ko)
EP (1) EP1575188B1 (ko)
JP (1) JP4072539B2 (ko)
KR (1) KR100605861B1 (ko)
CN (1) CN100553188C (ko)

Families Citing this family (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100703263B1 (ko) * 2003-12-02 2007-04-03 삼성전자주식회사 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 간섭신호제거 장치 및 방법
US7620096B2 (en) * 2004-05-25 2009-11-17 New Jersey Institute Of Technology Equal BER power control for uplink MC-CDMA with MMSE successive interference cancellation
US8130820B2 (en) * 2005-03-01 2012-03-06 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for interference cancellation in a wireless communications system
US20060251181A1 (en) * 2005-03-22 2006-11-09 Beceem Communications, Inc. Method and system for signal detection using a reduced transmitter constellation
US7986680B2 (en) * 2005-04-28 2011-07-26 Qualcomm Incorporated Transmit format selection with consideration for resource reuse
JP4799228B2 (ja) * 2005-12-02 2011-10-26 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 通信ノードおよび無線通信システム並びにデータ中継方法
KR100950654B1 (ko) * 2006-03-03 2010-04-01 삼성전자주식회사 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템에서신호 송수신 장치 및 방법
US8428156B2 (en) * 2006-03-20 2013-04-23 Qualcomm Incorporated Rate control for multi-channel communication systems
US20070230638A1 (en) * 2006-03-30 2007-10-04 Meir Griniasty Method and apparatus to efficiently configure multi-antenna equalizers
US7751368B2 (en) * 2006-05-01 2010-07-06 Intel Corporation Providing CQI feedback to a transmitter station in a closed-loop MIMO system
US8036257B2 (en) * 2006-05-05 2011-10-11 Alcatel Lucent Method of determining at least one transmit mode parameter for a multiple-input multiple-output system
CN101502022B (zh) * 2006-06-27 2013-09-11 日本电气株式会社 通信系统、发送器、接收器以及多路存取方法
KR100790366B1 (ko) * 2006-08-22 2008-01-03 한국전자통신연구원 Ｍｉｍｏ 시스템에서의 검파 장치 및 그 방법
WO2008036280A2 (en) * 2006-09-18 2008-03-27 Interdigital Technology Corporation Successive interference cancellation for multi-codeword transmissions
US8023581B2 (en) * 2006-09-19 2011-09-20 Nec Laboratories America, Inc. Max-log receiver for multiple-input multiple-output (MIMO) systems
CN101517921B (zh) * 2006-09-25 2013-07-03 松下电器产业株式会社 信号分离装置以及信号分离方法
KR101403109B1 (ko) * 2006-11-02 2014-06-03 고려대학교 산학협력단 채널 에러 보상 방법 및 변조 및 코딩 방식 결정 방법
US7974334B2 (en) * 2007-01-30 2011-07-05 Texas Instruments Incorporated Systems and methods for hybrid-MIMO equalization
KR20080073196A (ko) * 2007-02-05 2008-08-08 엘지전자 주식회사 Ｍｉｍｏ 시스템에서 효율적인 채널 품질 정보 전송 방법
KR101015727B1 (ko) 2007-07-20 2011-02-22 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 최대우도 검출 장치 및 방법
US7830978B2 (en) * 2007-08-31 2010-11-09 Alcatel Lucent Determining channel matrices by correlated transmissions to different channels
KR100933283B1 (ko) * 2008-06-02 2009-12-22 연세대학교 산학협력단 직교 주파수 분할 다중 수신 시스템 및 부반송파간 간섭제거 및 등화 방법
KR100965493B1 (ko) * 2008-08-04 2010-06-24 재단법인서울대학교산학협력재단 무선 통신 시스템에서 인접 셀 간섭을 제거하기 위한 장치및 그 방법
US8374221B2 (en) * 2009-05-22 2013-02-12 Honeywell International Inc. Apparatus and method for hybrid diversity combining and adaptive beam forming in industrial control and automation systems
US8593933B2 (en) * 2010-04-27 2013-11-26 Qualcomm Incorporated Modified spatial diversity schemes for coverage enhancement
US9042428B2 (en) * 2012-05-04 2015-05-26 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Efficient frequency domain (FD) MMSE equalization weight updates in a multi-stage parallel interference cancellation receiver
CN105071820A (zh) * 2015-07-14 2015-11-18 曹明伟 双流通信系统及其接收端和该接收端的信号解调方法
US10158432B2 (en) 2015-10-22 2018-12-18 Photonic Systems, Inc. RF signal separation and suppression system and method
US10623986B2 (en) 2015-10-22 2020-04-14 Photonic Systems, Inc. RF signal separation and suppression system and method
CN106856462B (zh) * 2017-02-27 2019-07-05 电子科技大学 空间调制多径衰落信道下的检测方法
KR102588685B1 (ko) * 2019-05-03 2023-10-12 한국전자통신연구원 통신 시스템에서 수행되는 간섭 제거 방법 및 장치
WO2023085987A1 (en) * 2021-11-11 2023-05-19 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) A successive interference cancellation receiver for line-of-sight multiple-input multiple-output receivers

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5652764A (en) 1995-01-17 1997-07-29 Kabushiki Kaisha Toshiba Radio communication system
KR20020008301A (ko) * 2000-07-21 2002-01-30 윤종용 이동 통신 시스템에서의 전송 안테나 다이버시티 방법 및이를 위한 기지국 장치 및 이동국 장치
KR20040098976A (ko) * 2003-05-16 2004-11-26 삼성전자주식회사 송신다이버시티를 사용하는 이동통신 시스템에 있어송신다이버시티의 방식 전환 장치 및 방법
KR20050007734A (ko) * 2003-07-11 2005-01-21 엘지전자 주식회사 이동 통신 시스템에서의 송신 다이버시티 장치 및 방법

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003152591A (ja) * 2000-11-10 2003-05-23 Sony Electronics Singapore Pte Ltd マルチユーザｃｄｍａ無線通信方式
US7386076B2 (en) * 2001-03-29 2008-06-10 Texas Instruments Incorporated Space time encoded wireless communication system with multipath resolution receivers
US6785341B2 (en) 2001-05-11 2004-08-31 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing data in a multiple-input multiple-output (MIMO) communication system utilizing channel state information
US7933342B2 (en) * 2001-06-15 2011-04-26 Texas Instruments Incorporated Multipath equalization for MIMO multiuser systems
US7359466B2 (en) * 2001-08-24 2008-04-15 Lucent Technologies Inc. Signal detection by a receiver in a multiple antenna time-dispersive system
US7447967B2 (en) 2001-09-13 2008-11-04 Texas Instruments Incorporated MIMO hybrid-ARQ using basis hopping
KR100810350B1 (ko) * 2002-01-07 2008-03-07 삼성전자주식회사 안테나 어레이를 포함하는 부호분할다중접속 이동통신시스템에서 다양한 채널상태에 따른 데이터 송/수신 장치 및 방법
AU2002367837A1 (en) 2002-01-17 2003-11-17 William T. Bodenhamer Liaison superficielle d'immunoglobuline sur polymere flexible, au moyen d'une matrice de vernis hydrosoluble
EP1337082B1 (en) * 2002-02-14 2005-10-26 Lucent Technologies Inc. Receiver and method for multi-input multi-output iterative detection using feedback of soft estimates
US7873021B2 (en) * 2002-04-25 2011-01-18 Imec CDMA transceiver techniques for wireless communications
US7167507B2 (en) * 2002-07-01 2007-01-23 Lucent Technologies Inc. Equalizer and method for performing equalization in a wireless communications system
US7961774B2 (en) * 2002-10-15 2011-06-14 Texas Instruments Incorporated Multipath interference-resistant receivers for closed-loop transmit diversity (CLTD) in code-division multiple access (CDMA) systems
US7065144B2 (en) * 2003-08-27 2006-06-20 Qualcomm Incorporated Frequency-independent spatial processing for wideband MISO and MIMO systems
US7356073B2 (en) * 2003-09-10 2008-04-08 Nokia Corporation Method and apparatus providing an advanced MIMO receiver that includes a signal-plus-residual-interference (SPRI) detector
US20050100052A1 (en) * 2003-11-10 2005-05-12 Mailaender Laurence E. Method and apparatus for receiver processing in a CDMA communications system
US7091854B1 (en) * 2004-04-09 2006-08-15 Miao George J Multiple-input multiple-output wireless sensor networks communications

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5652764A (en) 1995-01-17 1997-07-29 Kabushiki Kaisha Toshiba Radio communication system
KR20020008301A (ko) * 2000-07-21 2002-01-30 윤종용 이동 통신 시스템에서의 전송 안테나 다이버시티 방법 및이를 위한 기지국 장치 및 이동국 장치
KR20040098976A (ko) * 2003-05-16 2004-11-26 삼성전자주식회사 송신다이버시티를 사용하는 이동통신 시스템에 있어송신다이버시티의 방식 전환 장치 및 방법
KR20050007734A (ko) * 2003-07-11 2005-01-21 엘지전자 주식회사 이동 통신 시스템에서의 송신 다이버시티 장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
JP2005223913A (ja) 2005-08-18
JP4072539B2 (ja) 2008-04-09
CN1697362A (zh) 2005-11-16
EP1575188A3 (en) 2009-03-11
US7392012B2 (en) 2008-06-24
US20050170802A1 (en) 2005-08-04
CN100553188C (zh) 2009-10-21
KR20050078499A (ko) 2005-08-05
EP1575188B1 (en) 2011-10-19
EP1575188A2 (en) 2005-09-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100605861B1 (ko) 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템의 신호수신 장치 및 방법
KR100889883B1 (ko) 주파수 선택 채널들에서의 공간­시간 부호화 다중 입력 및다중 출력 확산 스펙트럼 시스템들에 대한 신규한 채널품질 표시자를 위한 방법 및 검출기
US8031801B2 (en) Method of controlling signal transmission in multi-input/multi-output system
JP4322918B2 (ja) 受信装置、受信方法、および無線通信システム
KR100594051B1 (ko) 다중 송수신 안테나를 지원하는 이동통신시스템에서효율적인 간섭 신호 제거 장치 및 방법
US20050031062A1 (en) Method and apparatus for determining a shuffling pattern based on a minimum signal to noise ratio in a double space-time transmit diversity system
US8229016B2 (en) MIMO receiver and MIMO communication system
US20080125154A1 (en) Method for reducing interference in a radio communication system
US7397874B2 (en) Method and device for detecting vertical bell laboratories layered space-time codes
KR100703263B1 (ko) 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 간섭신호제거 장치 및 방법
KR100651432B1 (ko) 다중 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 간섭신호 제거 장치 및 방법
KR100789355B1 (ko) 수신장치, 수신방법, 및 무선 통신 시스템
JP5722407B2 (ja) マルチコードｃｄｍａシステムのｍｍｓｅスペースタイムイコライザーのための最適重み
Juntti et al. Space-time equalizers for MIMO high speed WCDMA downlinks
Agubor et al. TECHNIQUES IN PERFORMANCE IMPROVEMENT OF MOBILE WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS–A REVIEW
US8213549B2 (en) Apparatus, computer program and method for determining a symbol estimate
KR100938563B1 (ko) 공간 분할 다중화에서의 수신 신호 정렬 방법 및 이를이용한 컴퓨터 판독 가능 저장 매체
Giustiniano et al. Joint LMMSE equalizer for HSDPA in full-rate space time transmit diversity schemes
Silva et al. Overloaded SISO & MISO Systems with MMSE-based Equalization Receivers
Assra et al. Joint Iterative Channel Estimation and Data Detection for MIMO-CDMA Systems over Frequency-Selective Fading Channels

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130627

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140627

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150629

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160629

Year of fee payment: 11