CN108141200A - 有源平衡-不平衡变压器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种有源平衡‑不平衡变压器(300)，包括：第一端子(303)；第二端子(305、306)；第一晶体管(M1)，包括第一电流路径(D1‑S1，IDS)和控制所述第一电流路径(D1‑S1，IDS)的控制路径(G1‑S1，VGS)，其中，所述第一电流路径(D1‑S1，IDS)耦合于所述第一端子(303)与所述第二端子(305、306)之间，所述控制路径(G1‑S1，VGS)耦合于参考电位(304b，G1)与所述第一端子(303，S1)之间；逆变器(301)，包括第二电流路径(S2‑D2‑D3‑S3)，其中，所述第二电流路径(S2‑D2‑D3‑S3)并联耦合到所述第一晶体管(M1)的所述第一电流路径(D1‑S1，IDS)。
Description
技术领域
本发明涉及一种有源平衡-不平衡变压器，尤其涉及一种功耗降低和线性增强的有源平衡-不平衡变压器。
背景技术
平衡-不平衡变压器可用于通信中，例如用于图2描述的射频收发器200中，以便在RF收发器200中的集成电路(integrated circuit，RFIC)201处将单端天线RF信号223、224转换成差分信号221、222，反之亦然。平衡-不平衡变压器205、207应用于发射和接收信道。芯片外的基于磁耦合变压器的平衡-不平衡变压器在过去很受欢迎。这类平衡-不平衡变压器(图2未描述)在接收路径上放置于天线215与低噪声放大器(low-noise amplifier，LAN)211之间的板上和/或在发射路径上放置于功率放大器(power amplifier，PA)209与天线215之间的板上。
多入多出(multiple input multiple output，MIMO)通信发展趋势以及形状因子降低需求改变了这种情况，现今大部分实现形式包括片上平衡-不平衡变压器205、207和仅单端RFIC输入/输出223、224。GaA、GaN的电源效率、动态范围和优越RF性能或其它非CMOS技术优势证实了天线215与RFIC 201之间的离散RF前端模块(RF front end，RFFE)203的应用。这类RF前端模块可包括功率放大器(power amplifier，PA)209、低噪声放大器(low-noise amplifier，LNA)211和发射/接收(Transmit/Receive，T/R)开关213。
在接收模式中，外部LNA 211会放宽片上平衡-不平衡变压器207的噪声指数(noise figure，NF)需求。另一方面，平衡-不平衡变压器线性需求更为重要。
接收模式中的平衡-不平衡变压器207能够以无源或有源形式实现。在无源形式中，平衡-不平衡变压器大多数基于变压器，无需考虑线性，然而，会发生某个信号丢失，并且实施起来需要相对高的芯片面积。在有源形式中，主要考虑的是线性和功耗。
无源平衡-不平衡变压器的优点在于：平衡-不平衡变压器线性不是至关重要的问题，接收线性在平衡-不平衡变压器和平衡-不平衡变压器DC消耗约为零之后确定。无源平衡-不平衡变压器的缺点是其尺寸，例如在5.5GHz处，尺寸为250x300μm2；低频平衡-不平衡变压器会增加面积；窄带性能，无源损耗，例如在5.5GHz处，插入损耗可约为2.4dB；缺乏反向隔离，可使本地振荡器(local oscillator，LO)泄露变高，并使天线匹配取决于基带(IQ)加载。
有源平衡-不平衡变压器的优点为：其宽频带性能，频带0.2GHz和5.2GHz之间等，具有增益，电压增益取决于其输出负荷，当输出负荷对称时，可以实现2:1的理论电流增益；有源平衡-不平衡变压器的尺寸相当小，例如，约为80×110μm2；有源平衡-不平衡变压器表现出反向隔离，因此减少了LO泄露。有源平衡-不平衡变压器的缺点为：它们是非线性的，例如大于0dBm的IIP3可能对高动态范围方案是不够的；而且有源平衡-不平衡变压器的功耗很高，例如约21mW。
下一代无线技术(例如LTE-A、11ax等)和多个RF链(MIMO)的使用促使需要片上小尺寸、宽频带、高线性和较低功耗的平衡-不平衡变压器。片上有源平衡-不平衡变压器的优点，例如带宽较宽、尺寸较小、反向隔离和电源增益等，推动了对具有类似优势但线性提高和功耗降低的拓扑的研究。
发明内容
本发明的目的是提供一种改进的平衡-不平衡变压器，尤其是电流消耗低且尺寸小的平衡-不平衡变压器。
该目的由独立权利要求的特征来实现。其它实现形式从从属权利要求、描述内容和附图中显而易见。
本发明的基本原理是使用一种晶体管，其控制端子连接到参考电位，例如接地线与逆变器并行连接，使得逆变器在晶体管“同相”放大或传输输入信号时反转输入信号。该电路的线性大部分取决于逆变器分支的线性，因为晶体管非线性在差分输出端处抵消。
为了详细描述本发明，将使用以下术语、缩略语和符号：
RF： 射频
LNA： 低噪声放大器
PA： 功率放大器
T/R： 发射/接收
RFIC： 射频集成电路
RFFE： 射频前端
CMOS： 互补型金属氧化物半导体
BAL： 平衡-不平衡变压器
ANT： 天线
MIMO： 多入多出
NMOS： n型金属氧化物半导体
PMOS： p型金属氧化物半导体
下面描述了平衡-不平衡变压器和有源平衡-不平衡变压器。如图1示例性描述的平衡-不平衡变压器100是一种电气设备，其在平衡信号104(差分)与非平衡信号102(相对于接地工作的单端信号)之间转换。平衡信号104可以为差分信号，例如在第一端子105处具有正相电位105，在第二端子107处具有反相电位107。非平衡信号102可以为单端信号，例如具有相对接地等参考电位103工作的单端电位101。
下面描述了晶体管和逆变器的电流路径。晶体管的电流路径与控制路径相反，是开关电流或放大电流等受控电流流动的路径。在逆变器中，电流路径是当施加输入电流时，反相输入电流流动的路径。在MOS晶体管中，电流路径是漏极与源极之间的路径；在双极型晶体管中，电流路径是发射极与集电极之间的路径。
下面描述了差分信号和差分信号处理技术。差分信号处理技术是一种使用两种互补型信号来电传信息的方法。相同的电信号作为一对差分信号分别在其自身的导体中发送。差分信号可包括加电位等第一电位的第一信号以及减电位等第二电位的互补型第二信号，反之亦然。相反技术称为单端信号处理技术。在单端信号处理技术中，一根导线承载表示信号的变化电压，而另一根电线连接到通常接地的参考电压。
下面描述了跨导和跨导增益。跨导或还称为跨导增益是晶体管或放大器等某些电子组件的属性。由于电导定义为电阻的倒数，跨导定义为输出端的电流变化与输入端的电压变化之比。写成gm。对于小的信号交流电，定义为gm＝iout/vin。在以下部分中，跨导增益简称为增益。
根据第一方面，本发明涉及一种有源平衡-不平衡变压器，包括：第一端子；第二端子；第一晶体管，包括第一电流路径和控制所述第一电流路径的控制路径，其中，所述第一电流路径耦合于所述第一端子与所述第二端子之间，所述控制路径耦合于参考电位与所述第一端子之间；以及逆变器，包括第二电流路径，其中，所述第二电流路径并联耦合到所述第一晶体管中的所述第一电流路径。
这种有源平衡-不平衡变压器提供了主要通过所述逆变器的线性确定的高线性行为，逆变器在作为有源电气组件实施时可以生产为高线性组件。所述第一晶体管可以与所述逆变器一起以节省空间和节省电流的方式制造，从而提供低电流消耗的小型高线性有源平衡-不平衡变压器。
根据所述第一方面，在所述有源平衡-不平衡变压器的第一可能实现形式中，电流源用于偏置所述第一晶体管。
这提供了以下优势：所述电流源可用于偏置所述第一晶体管，从而激活所述平衡-不平衡变压器的基本操作模式。
根据如上所述第一方面或根据所述第一方面的所述第一实现形式，在所述有源平衡-不平衡变压器的第二可能实现形式中，所述第二端子为差分端子，具有提供差分信号的第一电位的正相端子和提供所述差分信号的第二电位的反相端子。
这提供了以下优势：所述有源平衡-不平衡变压器能够将相对接地电位的电压或电流等单端信号转换成具有正负电位的电压或电流等差分信号。需要注意的是，所述有源平衡-不平衡变压器仅在将单端信号变换为差分信号时有用。
根据所述第一方面的所述第二实现形式，在所述有源平衡-不平衡变压器的第三可能实现形式中，所述逆变器用于抑制所述第一端子到所述第二端子处的所述差分信号的反向传送。
这提供了以下优势：所述有源平衡-不平衡变压器有助于单端到差分变换，反之亦然。将抑制相反方向的变换
根据所述第一方面的所述第二和第三实现形式中任一实现形式，在所述有源平衡-不平衡变压器的第四可能实现形式中，所述有源平衡-不平衡变压器包括耦合于所述正相端子与所述反相端子之间的差分负载。
这提供了以下优势：所述差分负载能够用于偏置所述第一晶体管。
根据所述第一方面的所述第二至第四实现形式中任一实现形式，在所述有源平衡-不平衡变压器的第五可能实现形式中，所述第一晶体管用于将所述第一端子处的输入信号同相传送到所述正相端子处的差分输出信号的第一输出电流或电位。
这提供了以下优势：所述输入信号的第一极性转移到所述差分输出信号的所述第一电位的相同第一极性。因此，抑制了相位变化。
根据所述第一方面的所述第五实现形式，在所述有源平衡-不平衡变压器的第六可能实现形式中，所述逆变器用于将所述输入信号传送到所述反相端子处的所述差分输出信号的第二输出电流或电位。
这提供了以下优势：所述输入信号的第二极性转移到所述差分输出信号的所述第二电位的相反第二极性。因此，抑制了所述相反第二极性的相位变化。
根据所述第一方面的所述第二至第六实现形式中任一实现形式，在所述有源平衡-不平衡变压器的第七可能实现形式中，所述逆变器包括第二晶体管和第三晶体管，其中，所述第二晶体管的电流路径与所述第三晶体管的电流路径串联布置。
这提供了以下优势：逆变器容易实施。这两个晶体管能够以节省空间的方式在芯片上实施。另外，低电流能够驱动实施所述逆变器的两个晶体管，从而实现所述有源平衡-不平衡变压器的低总电流消耗。
根据所述第一方面的所述第七实现形式，在所述有源平衡-不平衡变压器的第八可能实现形式中，所述第二晶体管用于偏置所述第三晶体管，所述第三晶体管用于偏置所述第二晶体管。
这提供了以下优势：为了避免使用任意专用偏置设备或电流来偏置第二和第三放大晶体管，可以应用相互偏置。因此，只需要所述电流源偏置所述第一晶体管，所述逆变器的所述第二和第三晶体管进行自偏置。
根据所述第一方面的所述第七或第八实现形式中任一实现形式，在所述有源平衡-不平衡变压器的第九可能实现形式中，所述第二晶体管为PMOS晶体管，所述第三晶体管为NMOS晶体管。
这提供了以下优势：两个晶体管的电气属性相对彼此是相反的。因此，可以形成PMOS和NMOS晶体管的各自连接，使得能够抵消所用信号的非线性属性。因此，包括这两个PMOS和NMOS晶体管的逆变器具有高线性电气特性。
根据所述第一方面的所述第七至第九实现形式中任一实现形式，在所述有源平衡-不平衡变压器的第十可能实现形式中，栅源电压驱动的所述第二晶体管的第一增益的绝对值设计等于反向栅源电压驱动的所述第三晶体管的第二增益的绝对值。
这提供了以下优点：两个晶体管都实施最佳有源逆变器。因此，PMOS和NMOS两个晶体管的串联具有高线性电气特性。
根据所述第一方面的所述第七至第十实现形式中任一实现形式，在所述有源平衡-不平衡变压器的第十一可能实现形式中，所述第二晶体管和所述第三晶体管用于重用相同偏置电流，从而有助于所述逆变器的总增益。
这提供了以下优势：只需要一个偏置电流来偏置两个晶体管，从而节省电流。
根据所述第一方面的所述第十一实现形式，在所述有源平衡-不平衡变压器的第十二可能实现形式中，所述逆变器的总增益基本上等于所述第二晶体管的第一增益与所述第三晶体管的第二增益之和。
这提供了以下优势：两个增益都能够相加来获得所述逆变器的总增益。
根据所述第一方面的所述第十二实现形式，在所述有源平衡-不平衡变压器的第十三可能实现形式中，配置所述第二晶体管和所述第三晶体管，使得所述相应第一和第二增益随着所述第一端子处的输入信号的变化对照所述偏置电流具有倒置斜率。
这提供了以下优势：这些相应第一和第二增益随着输入信号的变化相互抵消，从而提供了线性增加的有源平衡-不平衡变压器。
根据所述第一方面的所述第十三实现形式，在所述有源平衡-不平衡变压器的第十四可能实现形式中，所述第一和第二增益随着所述输入信号的所述斜率相互抵消。
这提供了以下优势：随着输入信号的相应第一和第二增益的斜率变化相互抵消，从而提供了线性也增加的有源平衡-不平衡变压器。
附图说明
本发明的具体实现形式将结合以下附图进行描述，其中：
图1所示为图示平衡-不平衡变压器100的方框图；
图2所示为图示射频收发器200的方框图；
图3所示为根据一实现形式的图示有源平衡-不平衡变压器300的电路图；
图4所示为根据一实现形式的图示有源平衡-不平衡变压器300中包括两个晶体管的逆变器400的电路图；
图5a所示为图示如图4描述的包括PMOS和NMOS晶体管的逆变器400的示例性漏源电流Ids对照栅源电压VGS的性能图；
图5b所示为图示如图4描述的包括PMOS和NMOS晶体管的逆变器400的示例增益gm对照栅源电压VGS的性能图；
图6所示为图示如图4描述的包括PMOS和NMOS晶体管的逆变器400的特征性能的性能图。
具体实施方式
以下结合附图进行详细描述，所述附图是描述的一部分，并通过图解说明的方式示出可以实施本发明的具体方面。可以理解的是，在不脱离本发明范围的情况下，可以利用其它方面，并可以做出结构上或逻辑上的改变。因此，以下详细的描述并不当作限定，本发明的范围由所附权利要求书界定。
应理解，与所描述的方法有关的注解还适用于执行该方法的对应设备或系统，反之亦然。例如，如果描述了特定方法步骤，则对应设备可以包括用于执行所描述的方法步骤的单元，即使此类单元没有在图中明确描述或图示。此外，应理解，本文所描述的各种示例性方面的特征可以相互组合，除非另外明确说明。
图3所示为根据一实现形式的图示有源平衡-不平衡变压器300的电路图。
有源平衡-不平衡变压器300包括第一端子303、第二端子305、306、第一晶体管M1和逆变器301。
第一晶体管(M1)包括第一电流路径(D1-S1，IDS)和控制该第一电流路径(D1-S1，IDS)的控制路径(G1-S1，VGS)，其中，第一电流路径(D1-S1，IDS)耦合于第一端子(303)与第二端子(305、306)之间，控制路径(G1-S1，VGS)耦合于参考电位(304b，G1)与第一端子(303，S1)之间。
第一晶体管M1具有从漏极D1至源极S1的第一电流路径(D1-S1，IDS)。第一电流路径(D1-S1，IDS)耦合于第一端子303与第二端子305、306之间。第一晶体管M1具有用于控制第一电流路径(D1-S1，IDS)的控制路径(G1-S1，VGS)。控制端子G1耦合于地电位等参考电位(304b，G1)与第一端子(303，S1)之间。逆变器301在第一逆变器端子T1与第二逆变器端子T2之间有第二电流路径S2-D2-D3-S3。第二电流路径S2-D2-D3-S3并行耦合到第一晶体管M1的第一电流路径D1-S1。
当使用CMOS技术时，第一电流路径可形成于漏极端子与源极端子之间，控制路径可形成于栅极端子与源极端子之间，即VGS(栅极端子与源极端子之间的电压)控制IDS(漏极端子与源极端子之间的电流)。因此，控制功能传送到源极端子S1，栅极端子G1连接到地电位等参考电位，即，形成了所谓的“公共栅极”放大器。
在图3中，逆变器301示例性地包括形成逆变器301的两个CMOS晶体管M2、M3。然而，同样可以使用形成逆变器301的任何其它结构。在一项实施例中，逆变器301可由双极型晶体管形成。在另一项实施例中，逆变器301可由运算放大器形成。在另一项实施例中，逆变器301可由比较器元件形成。逆变器301可使用CMOS或双极技术生产。当使用双极技术时，第一晶体管M1可由双极技术中的晶体管替代，其中，基极端子连接到参考电位，例如地电位。在双极技术中，第一电流路径可形成于集电极端子与发射极端子之间，控制路径可形成于基地端子与发射极端子之间，即VBE控制ICE。
在图3描述的有源平衡-不平衡变压器300中，电流源314可连接到第一晶体管M1的源极端子S1。电流源314偏置第一晶体管M1。
差分负载313可耦合于端子305与306之间。
第二端子305、306可为差分端子，具有提供差分信号的第一输出电流Iout+或电位Vout+的正相端子305和提供差分信号的第二输出电流Iout–或电位Vout–的反相端子306。负载313仅仅是第一晶体管M1分支的偏置负载，而不是有源平衡-不平衡变压器的负载。逆变器消除了对“偏置负载”的需求，因为第二晶体管M2(例如PMOS)充当第三晶体管M3(例如NMOS)的“偏置负载”，而第三晶体管M3(例如NMOS)充当第二晶体管M2(例如PMOS)的“偏置负载”。
第一晶体管M1可将第一端子303处的输入信号Vin同相传送给正相端子305处的差分输出信号的第一输出电流Iout+或电位Vout+。这意味着，差分输出信号的第一输出电流Iout+或电位Vout+的相位可以与输入信号Vin的相同或几乎相同。差分输出信号的第一输出电流Iout+或电位Vout+可为放大版的输入信号Vin。
逆变器301抑制差分信号从第二端子305、306反向传送到第一端子303。因此，有源平衡-不平衡变压器不像无源平衡-不平衡变压器那样是相互的，这就是有源平衡-不平衡变压器具有“反向隔离”作为正属性的原因。这种平衡-不平衡变压器有助于单端到差分变换，但反之则不然。
逆变器301可将输入信号Vin传送到反相端子306处的差分输出信号的第二输出电流Iout-或电位Vout-。第二输出电流Iout-或电位Vout-的相位可与第一输出电流Iout+或电位Vout+的相位相反。差分输出信号的第二输出电流Iout-或电位Vout+的相位可与输入信号Vin相位相反或几乎相反。差分输出信号的第二输出电流Iout-或电位Vout-可为倒置版的输入信号Vin。如上所述，有源平衡-不平衡变压器不是相互的，并提供了抑制相反方向的有利的“反向隔离”。这意味着，有源平衡-不平衡变压器有助于单端到差分变换，但反之不然。
逆变器301可包括：第二晶体管M2，例如具有源极S2、漏极D2和栅极G2的CMOS晶体管；以及第三晶体管M3，例如具有源极S3、漏极D3和栅极G3的CMOS晶体管。第二晶体管M2的电流路径S2-D2可与第三晶体管M3的电流路径D3-S3串联布置。
第二晶体管M2可具有连接到第三晶体管M3的栅极端子G3的栅极端子G2。栅极端子G2、G3都可耦合到第一端子303。
第二晶体管M2可具有连接到第三晶体管M3的漏极端子D3的漏极端子D2。漏极端子D2、D3都可耦合到有源平衡-不平衡变压器300的反相端子306。
第二晶体管M2可以是PMOS晶体管，第三晶体管M3可以是NMOS晶体管，如图5和图6所描述。
栅源电压VGS驱动的第二晶体管M2的第一增益gm_p的绝对值可设计等于反向栅源电压-VGS驱动的第三晶体管M3的第二增益gm_n的绝对值，如下文结合图5和图6进行描述。
第二晶体管M2和第三晶体管M3可用于重用相同偏置电流I0，从而有助于逆变器301的总增益gm，例如如下文结合图4进行描述。
逆变器301的增益gm可基本上等于第二晶体管M2的第一增益gm_p与第三晶体管M3的第二增益gm_n之和，如下文结合图5和图6进行描述。
可以选择和配置第二晶体管M2和第三晶体管M3，使得相应第一和第二增益gm_p、gm_n随着第一端子303处的输入信号Vin的变化对照偏置电流I0具有倒置斜率601、602，如下文结合图5和图6进行描述。
第一和第二增益gm_p、gm_n随着输入信号Vin的斜率601、602相互抵消，如下文结合图6进行描述。
有源平衡-不平衡变压器可作为片上电路进行制造。片上有源平衡-不平衡变压器可具有无磁变压器螺旋。生产的片上有源平衡-不平衡变压器可以没有重要的电感元件。
有源平衡-不平衡变压器300可集成在射频集成电路上，如图2描述的RFIC 201上图2描述的接收平衡-不平衡变压器207可实施为图3的有源平衡-不平衡变压器300。
图4所示为根据一实现形式的图示有源平衡-不平衡变压器300中包括两个晶体管的逆变器400的电路图。逆变器400是上文结合图3描述的逆变器301的一种可能实现形式。
逆变器400可包括串联耦合的第二晶体管M2和第三晶体管M3，即第二晶体管M2的电流路径S2-D2与第三晶体管M3的电流路径D3-S3串联布置。逆变器可具有第一逆变器端子T1、第二逆变器端子T2、输入端子303和输出端子306。第二晶体管M2可具有连接到第三晶体管M3的栅极端子G3的栅极端子G2。栅极端子G2、G3都可耦合到第一端子303。第一逆变器端子T1可为电源端子，为逆变器供应电源电压。第二逆变器端子T2可为公共端子，例如接地端子。当输入电压Vin施加于输入端子303与第二逆变器端子T2之间时，输出电流iout可在输出端子306处流动。
第二晶体管M2可具有连接到第三晶体管M3的漏极端子D3的漏极极端子D2。漏极端子D2、D3都可耦合到输出端子306。第二晶体管M2可以是PMOS晶体管，第三晶体管M3可以是NMOS晶体管，反之亦然。
在一种实现形式中，逆变器分支的跨导增益gm取决于通过逆变器400的电流，并由栅源ac输入信号VGS调制，该gm调制可用于补偿非线性性能。逆变器400可采用两个放大晶体管，NMOS M3和PMOS M2，从而重用相同电流I0，并且根据以下关系都有助于总gm：gm_total＝gm_p+gm_n。
两个晶体管M2、M3都重用相同的偏置电流，因此针对逆变器400的总增益gm_total利用两个晶体管M2、M3，因此需要较低的偏置电流。另外，无源或有源偏置负载上没有浪费功率。所有经该路径(S2-D2-D3-S3)流动的电流都用于放大。
此外，NMOS晶体管M3和PMOS晶体管M2的gm调制用来彼此补偿栅源ac输入信号VGS的有用范围，从而提供更高线性性能的操作。逆变器400具有极高的电流效率和极高的线性。
在一个示例中，逆变器400通过65-nm的CMOS技术实现。
图5a所示为图示如图4描述的包括PMOS和NMOS晶体管的逆变器400的示例性漏源电流Ids对照栅极电压VGS的性能图。图5b所示为图示如图4描述的包括PMOS和NMOS晶体管的逆变器400的示例增益gm对照栅极电压VGS的性能图。
图5a/b示出了逆变器400的特征行为(即逆变器线性)。输入RF电压vin＝vgs_p＝vgs_n、NMOS和PMOS gm随着输入电压信号的变化对照相应vgs偏置值具有倒置斜率501、502。因此，gm_total＝gm_p+gm_n变化被抵消(至少部分在合理vin范围内)，并且逆变器放大器被“线性化”。
图6所示为图示如图4描述的包括PMOS和NMOS晶体管的逆变器400的特征性能的性能图。
第二晶体管M2的增益gm_p和第三晶体管M3的增益gm_n的倒置斜率601、602相互抵消。两个斜率601、602的公共点位于增益/电源电压VGS＝0处。该特征行为提供了高线性逆变器400，因此提供了高线性有源平衡-不平衡变压器300。
本发明还支持一种将有源平衡-不平衡变压器的第一端子处的输入信号传送到第二端子处的输出信号的方法，有源平衡-不平衡变压器例如上文结合图3所描述的有源平衡-不平衡变压器300。该方法包括以下步骤：使用有源平衡-不平衡变压器的第一晶体管M1将输入信号传送到有源平衡-不平衡变压器的正相端子处的差分输出信号的第一电位；以及使用有源平衡-不平衡变压器的逆变器301将输入信号传送到有源平衡-不平衡变压器的正相端子处的差分输出信号的第二电位。
本发明还支持包含计算机可执行代码或计算机可执行指令的计算机程序产品，这些计算机可执行代码或计算机可执行指令在执行时使得至少一台计算机执行本文所述的执行及计算步骤，尤其是以上描述的方法。这种计算机程序产品可包括可读存储介质，该可读存储介质上存储有供计算机使用的程序代码。程序代码可执行上文描述的方法。
尽管本发明的特定特征或方面可能已经仅结合几种实现形式中的一种进行公开，但此类特征或方面可以和其它实现形式中的一个或多个特征或方面相结合，只要对于任何给定或特定的应用是有需要或有利。而且，在一定程度上，术语“包括”、“有”、“具有”或这些词的其它变形在详细的说明书或权利要求书中使用，这类术语和所述术语“包含”是类似的，都是表示包括的含义。同样，术语“示例性地”，“例如”仅表示为示例，而不是最好或最佳的。可以使用术语“耦合”和“连接”及其派生词。应当理解，这些术语可以用于指示两个元件彼此协作或交互，而不管它们是直接物理接触还是电接触，或者它们彼此不直接接触。
尽管本文中已说明和描述特定方面，但本领域普通技术人员应了解，多种替代和/或等效实现形式可在不脱离本发明的范围的情况下所示和描述的特定方面。该申请旨在覆盖本文论述的特定方面的任何修改或变更。
尽管以上权利要求书中的元件是利用对应的标签按照特定顺序列举的，除非对权利要求的阐述另有暗示用于实施部分或所有这些元件的特定顺序，否则这些元件不必限于以所述特定顺序来实施。
通过以上启示，对于本领域技术人员来说，许多替代、修改和变化是显而易见的。当然，本领域普通技术人员容易认识到除本文所述的应用之外，还存在本发明的众多其它应用。虽然已参考一个或多个特定实施例描述了本发明，但本领域普通技术人员将认识到在不偏离本发明的范围的前提下，仍可对本发明作出许多改变。因此，应理解，只要是在所附权利要求书及其等效物的范围内，可以用不同于本文具体描述的方式来实践本发明。
Claims (15)
1.一种有源平衡-不平衡变压器(300)，其特征在于，包括：
第一端子(303)；
第二端子(305、306)；
第一晶体管(M1)，包括第一电流路径(D1-S1，IDS)和控制所述第一电流路径(D1-S1，IDS)的控制路径(G1-S1，VGS)，其中，所述第一电流路径(D1-S1，IDS)耦合于所述第一端子(303)与所述第二端子(305、306)之间，所述控制路径(G1-S1，VGS)耦合于参考电位(304b，G1)与所述第一端子(303，S1)之间；以及
逆变器(301)，包括第二电流路径(S2-D2-D3-S3)，其中，所述第二电流路径(S2-D2-D3-S3)并联耦合到所述第一晶体管(M1)的所述第一电流路径(D1-S1，IDS)。
2.根据权利要求1所述的有源平衡-不平衡变压器(300)，其特征在于，包括：
电流源(314)，用于偏置所述第一晶体管(M1)。
3.根据权利要求1或2所述的有源平衡-不平衡变压器(300)，其特征在于，
所述第二端子(305、306)为差分端子，具有提供差分信号的第一电位的正相端子(305)和提供所述差分信号的第二电位的反相端子(306)。
4.根据权利要求3所述的有源平衡-不平衡变压器(300)，其特征在于，
所述逆变器(301)用于抑制所述第一端子(303)到所述第二端子(305、306)处的所述差分信号的反向传送。
5.根据权利要求3或4所述的有源平衡-不平衡变压器(300)，其特征在于，包括：
差分负载(313)，耦合于所述正相端子(305)与所述反相端子(306)之间。
6.根据权利要求3至5之一所述的有源平衡-不平衡变压器(300)，其特征在于，
所述第一晶体管(M1)用于将所述第一端子(303)处的输入信号(Vin)同相传送给所述正相端子(305)处的差分输出信号的第一输出电流(Iout+)或电位(Vout+)。
7.根据权利要求6所述的有源平衡-不平衡变压器(300)，其特征在于，
所述逆变器(301)用于将所述输入信号(Vin)传送到所述反相端子(306)处的所述差分输出信号的第二输出电流(Iout-)或电位(Vout-)。
8.根据权利要求3至7之一所述的有源平衡-不平衡变压器(300)，其特征在于，
所述逆变器(301)包括第二晶体管(M2)和第三晶体管(M3)，其中，所述第二晶体管(M2)的电流路径(S2-D2)与所述第三晶体管(M3)的电流路径(D3-S3)串联布置。
9.根据权利要求8所述的有源平衡-不平衡变压器(300)，其特征在于，
所述第二晶体管(M2)用于偏置所述第三晶体管(M3)；以及
所述第三晶体管(M3)用于偏置所述第二晶体管(M2)。
10.根据权利要求8或9所述的有源平衡-不平衡变压器(300)，其特征在于，
所述第二晶体管(M2)为PMOS晶体管，所述第三晶体管(M3)为NMOS晶体管。
11.根据权利要求8至10之一所述的有源平衡-不平衡变压器(300)，其特征在于，
栅源电压(VGS)驱动的所述第二晶体管(M2)的第一增益(gm_p)的绝对值设计等于反向栅源电压(–VGS)驱动的所述第三晶体管(M3)的第二增益(gm_n)的绝对值。
12.根据权利要求8至11之一所述的有源平衡-不平衡变压器(300)，其特征在于，
所述第二晶体管(M2)和所述第三晶体管(M3)用于重用相同偏置电流(I0)，从而有助于所述逆变器(301)的总增益(gm)。
13.根据权利要求12所述的有源平衡-不平衡变压器(300)，其特征在于，
所述逆变器(301)的所述总增益(gm)基本上等于所述第二晶体管(M2)的第一增益(gm_p)与所述第三晶体管(M3)的第二增益(gm_n)之和。
14.根据权利要求13所述的有源平衡-不平衡变压器(300)，其特征在于，
配置所述第二晶体管(M2)和所述第三晶体管(M3)，使得所述相应第一和第二增益(gm_p、gm_n)随着所述第一端子(303)处的输入信号(Vin)的变化对照所述偏置电流(I0)具有倒置斜率(601、602)。
15.根据权利要求14所述的有源平衡-不平衡变压器(300)，其特征在于，
所述第一和第二增益(gm_p、gm_n)随着所述输入信号(Vin)的所述斜率(601、602)相互抵消。
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