CN108132461A - 抑制调频连续波着陆雷达直流泄露的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种抑制调频连续波着陆雷达直流泄露的方法，主要解决现有技术对设备要求高、估计精度低及应用范围局限的问题，其实现方案是：1、获得基于三角调制的调频连续波雷达分别在正、负调频周期的回波信号；2、分别对正、负调频周期回波信号依次进行解调频处理、FFT处理和非相参积累，得到差频频谱；3、将正、负调频周期的差频频谱相互对消，并进行加窗处理，得到直流泄露抑制后的差频频谱。本发明抑制了直流泄露，使直流分量造成的面目标回波形变得到减轻，提高了调频连续波雷达的频率估计精度和目标检测能力，同时减小了计算量。

Description

抑制调频连续波着陆雷达直流泄露的方法

技术领域

本发明属于数据处理技术领域，特别涉及一种抑制调频连续波着陆雷达直流泄露的方法，可用于目标检测。

背景技术

随着雷达技术的迅速发展和对调频连续波雷达的深入研究，调频连续波雷达已广泛应用于测距、测速、气象预测等领域。调频连续波雷达具有距离分辨率高，不存在距离测量盲区，系统容易实现等优点。而线性频率调制的调频连续波信号作为一种比较成熟的低截获概率信号，目前已受到广泛的研究和应用。由于在调频连续波雷达接收到的回波信号中，直流泄露剩余的频谱往往分布范围较宽且不平坦，将导致回波信号的形状发生改变。因此，如何对残留的直流信号进行抑制处理具有重要的现实意义。

现有对调频连续波雷达信号泄露的研究主要集中在发射信号泄露对接收机的影响问题上，其主要的解决方法包括采用双天线空间隔离、采用环形器作为隔离元件、采用射频对消技术等。这些方法虽然都能取得一定的抑制效果，但仍存在各自的缺点。

实用中，调频连续波雷达一般采用单天线，若采用双天线空间隔离，雷达的体积和重量都会明显增加，不符合电子设备低功耗，小型化的发展趋势，发射信号功率增大时隔离度也会下降，在宽带工作时影响定向精度，应用范围受到很大的限制；若采用环形器作为隔离元件，隔离度局限性较大，除了小功率、零中频雷达外，其余都不适用；若采用射频对消技术，对固态器件在材料和工艺等方面的制造水平要求很高。由于泄露信号较强，往往还需要将上述几种方法组合起来使用，例如通常将环形器和射频对消技术结合，这种方法对设备要求高，同时隔离度也有局限。

由于上述信号泄露抑制方法主要采用隔离器件和设计控制电路的方式，并未充分利用三角调制的线性调频连续波在正、负调频周期内的频谱特性来抑制雷达回波的直流泄露，因而对于整机实际灵敏度要求很高的雷达系统，仍然不能满足雷达频率估计精度的要求。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有方法的不足，提出一种基于正、负调频周期对消的调频连续波着陆雷达直流泄露抑制方法，以减轻直流分量造成的回波信号形变，提高雷达的频率估计精度。

为了实现上述目的，本发明的技术方案包括如下：

(1)获取基于三角调制的调频连续波雷达分别在正、负调频周期的回波信号和

(2)对正、负调频周期的回波信号分别进行解调频处理并排列，得到正、负调频周期的差频信号二维矩阵：s⁺［t_r(m),t_a(n)］、s^-[t_r(m),t_a(n)]，其中t_r(m)表示调频周期内第m个采样点的采样时间，t_a(n)表示第n个调频周期的起始时间；

(3)分别对正、负调频周期的差频信号二维矩阵进行距离维和方位维的FFT处理，得到正、负调频周期差频信号频谱s⁺[f_r(m),f_a(n)]、s^-[f_r(m),f_a(n)]，其中f_r(m)表示距离维第m个采样点对应的频率，f_a(n)表示方位维第n个调频周期对应的频率；

(4)分别对经过FFT处理后得的正、负调频周期差频信号频谱进行非相参积累，积累的个数为调频周期数，得到非相参积累后的差频信号频谱s'⁺[f_r(m)]、s'^-[f_r(m)]为：

其中，N为调频周期数；

(5)将非相参积累后的正调频周期差频信号频谱与负调频周期差频信号频谱进行对消，并进行加窗处理，得到直流泄露抑制后的正、负调频周期差频信号频谱s₁[f_r(m)]、s₂[f_r(m)]：

s₁[f_r(m)]＝|s'⁺[f_r(m)]-s'^-[f_r(m)]|·w₁(k)

s₂[f_r(m)]＝|s'^-[f_r(m)]-s'⁺[f_r(m)]|·w₂(k)。

其中，w₁(k)和w₂(k)为矩形窗函数，k为信号的序列号。

本发明与现有技术相比具有如下优点：

1、频率估计精度高

本发明充分利用三角调制的调频连续波雷达回波信号正、负调频周期频谱特性，将正、负调频周期频谱进行对消，其对消后的频谱正频率分量可用于进行负调频周期的目标检测和测速测距频率估计，其负频率分量用于进行正调频周期的目标检测和测速测距频率估计，实现对直流泄露的抑制，由于对消后的直流分量已经小于回波信号，同时直流分量造成的面回波形变也得到减轻，因而提高了回波信号差频频谱的中心频率估计精度。

2、计算量小

本发明充分利用三角调制的线性调频连续波在正、负调频周期内的频谱特性，直接将正、负调频周期频谱相互对消，来抑制雷达回波的直流泄露，不需要对雷达回波信号进行复杂的处理和变换，减小了计算量。

附图说明

图1是本发明的实现流程图；

图2是未进行直流泄露抑制时得到的正、负调频周期差频信号频谱图；

图3是使用本发明进行直流泄露抑制之后的正、负调频周期差频信号频谱图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明做进一步详细说明。

参照图1，本发明的实现步骤如下：

步骤1:获得基于三角调制的调频连续波雷达分别在正、负调频周期的回波信号和

雷达发射一个三角调制的调频连续波信号，经过时延τ后接收到目标反射的回波信号，该回波信号包含正调频周期信号和负调频周期信号其分别表示如下：

其中，E_t为雷达发射信号的幅度，f₀为中心频率，μ为调制斜率，为随机初相位，τ为回波延时，R(t)为目标到雷达的距离，G为天线功率增益，λ为波长，σ为雷达截面积，t为时间，j为虚数单位。

步骤2:分别对正、负调频周期回波信号进行解调频处理。

解调频处理就是将雷达发射信号与回波信号进行共轭相乘，得到差频信号的过程，其实现如下：

2a)对正调频周期的回波信号进行解调频处理：设正调频周期发射信号为接收到的回波信号为则解调频后得到的差频信号表示为：其中表示对正调频周期发射信号取共轭；

2b)对负调频周期的回波信号进行解调频处理：设负调频周期发射信号为接收到的回波信号为则解调频后得到的差频信号表示为：

其中

表示对负调频周期发射信号取共轭；

2c)将解调频后的正、负周期差频信号分别进行排列，得到正调频周期差频信号的二维矩阵为s⁺[t_r(m),t_a(n)]和负调频周期差频信号的二维矩阵为s^-[t_r(m),t_a(n)]，其中t_r(m)表示调频周期内第m个采样点的采样时间，t_a(n)表示第n个调频周期的起始时间。

步骤3:分别对正、负调频周期差频信号进行FFT处理。

解调频后得到的正、负周期差频信号中包含目标的速度和距离等信息，为获取差频信号中的有用信息，需先得到差频信号的频谱，需要分别对正、负调频周期差频信号进行距离维和方位维的FFT处理，其步骤如下：

3a)对正、负调频周期差频信号进行距离维的FFT处理，得到正调频周期的距离维差频频谱s⁺[f_r(m),t_a(n)]和负调频周期的距离维差频频谱s^-[f_r(m),t_a(n)]：

其中，f_r(m)表示距离维第m个采样点对应的频率；

3b)对得到的正、负调频周期的距离维差频频谱进行方位维的FFT处理，得到正调频周期差频信号频谱s⁺[f_r(m),f_a(n)]和负调频周期差频信号频谱s^-[f_r(m),f_a(n)]：

其中，f_a(n)表示方位维第n个调频周期对应的频率。

步骤4:分别对正、负调频周期差频信号频谱进行非相参积累。

对经过FFT处理后得的正、负调频周期差频信号频谱分别进行非相参积累，积累的个数为调频周期数。非相参积累后得到一维的正调频周期差频信号频谱s'⁺[f_r(m)]和一维的负调频周期差频信号频谱s'^-[f_r(m)]：

其中，N为调频周期数。

步骤5:将正、负调频周期差频频谱进行相互对消，实现直流泄露抑制。

在正调频周期，由于回波差频频率为负，因此在正频率频谱中仅有直流泄露而无目标回波，而在负调频周期，由于回波差频频率为正，因此在负频率频谱中仅有直流泄露而无目标回波，因此，直流泄露的抑制方式是将非相参积累后的正调频周期差频信号频谱与负调频周期差频信号频谱进行对消，其实现方式如下:

5a)用正调频周期的频谱对消负调频周期的频谱，得到直流泄露抑制后正调频周期的频谱s₁[f_r(m)]：

s₁[f_r(m)]＝|s'+[f_r(m)]-s'-[f_r(m)]|，

5b)用负调频周期的频谱对消正调频周期的频谱，得到直流泄露抑制后负调频周期的频谱s₂[f_r(m)]：

s₂[f_r(m)]＝|s'^-[f_r(m)]-s'⁺[f_r(m)]|，

5c)为了使正、负调频周期的信号长度相等，需要对直流泄露抑制后的正、负调频周期的差频频谱分别进行加窗处理，设所用矩形窗分别为w₁(k)和w₂(k)：

其中，N_S＝f_R·N₁/f_s为最小距离对应的信号长度，N₁为信号总长度，f_R＝2R_min·μ/c为最小距离对应的频率，R_min为最小距离，μ为调制斜率，c为光速，f_s为信号的采样频率，k为信号的序列号；

5d)加窗后得到正调频周期差频频谱s_1w[f_r(m)]和负调频周期差频频谱s_2w[f_r(m)]：

s_1w[f_r(m)]＝s₁[f_r(m)]w₁(n)，

s_2w[f_r(m)]＝s₂[f_r(m)]w₂(n)，

此时，差频频谱中直流泄露被抑制，同时直流分量造成的面目标回波形变也得到减轻，因而提高了回波信号差频频谱的中心频率估计精度，进而可以提高雷达对目标的测速测距精度。

本发明的效果可通过以下仿真进一步验证。

1.实验场景：

设线性调频连续波发射信号中心频率f₀＝35GHz，带宽B＝4MHz，脉冲重复周期1ms，采样频率f_s＝20MHz，随机初相位目标到雷达的距离R＝6000m，天线方向图使用sinc函数，对发射信号的幅度做归一化处理后，生成线性调频连续波雷达回波信号。将正、负调频周期的回波信号进行解调频处理并排列为二维矩阵后，对正调频和负调频差频信号分别进行距离维和方位维的FFT及非相参积累处理。

在进行正调频周期的频谱与负调频周期的频谱对消时，使用长度与信号长度相同的矩形窗函数与对消后的信号相乘。在实验中采用的距离R＝6000m，采样频率f_s＝20MHz，信号总长N＝13400。

2.仿真内容：

仿真1，对三角调制的线性调频连续波雷达进行仿真，得到了未进行直流泄露抑制的正、负调频周期差频频谱图，结果如图2所示，其中图2(a)为正调频周期的频谱图，图2(b)为负调频周期的频谱图。

仿真2，使用本发明对仿真1中得到的差频频谱进行直流泄露抑制，将正、负调频周期差频频谱进行对消，并进行加窗处理，得到直流泄露抑制后的差频频谱图，结果如图3所示，其中图3(a)为正调频周期的频谱图，图3(b)为负调频周期的频谱图。

3.仿真结果

从图2可以看出，在未进行直流泄露抑制之前，正、负调频周期的直流泄露非常严重，甚至无法区分直流分量与目标回波，造成面目标回波形变，如果对其直接进行频率估计，雷达的测速测距精度不高。

从图3可以看出，在使用本发明的方法对调频连续波雷达差频频谱进行处理后，直流泄露被抑制，直流分量已经小于回波信号，同时直流分量造成的面目标回波形变也得到减轻。说明本发明方法可以用于提高调频连续波雷达的频率估计精度和目标检测能力。对消后的频谱正频率分量可以用于进行负调频周期的目标检测和测速测距频率估计，而负频率分量可以用于进行正调频周期的目标检测和测速测距频率估计。

Claims (4)

1.抑制调频连续波着陆雷达直流泄露的方法，包括：

(1)获取基于三角调制的调频连续波雷达分别在正、负调频周期的回波信号和

(2)设共有N个调频周期，每个调频周期有M个采样点，对正、负调频周期的回波信号分别进行解调频处理并排列，得到正、负调频周期的差频信号二维矩阵：s⁺[t_r(m),t_a(n)]、s^-[t_r(m),t_a(n)]，其中t_r(m)表示调频周期内第m个采样点的采样时间，t_a(n)表示第n个调频周期的起始时间，m＝1、2、····、M,n＝1、2、····、N；

(3)分别对正、负调频周期的差频信号二维矩阵进行距离维和方位维的FFT处理，得到正、负调频周期差频信号频谱s⁺[f_r(m),f_a(n)]、s^-[f_r(m),f_a(n)]，其中f_r(m)表示距离维第m个采样点对应的频率，f_a(n)表示方位维第n个调频周期对应的频率；

(4)分别对经过FFT处理后得到的正、负调频周期差频信号频谱进行非相参积累，积累的个数为调频周期数，得到非相参积累后的差频信号频谱s'⁺[f_r(m)]、s'^-[f_r(m)]为：

其中，N为调频周期数；

(5)将非相参积累后的正调频周期差频信号频谱与负调频周期差频信号频谱进行对消，并进行加窗处理，得到直流泄露抑制后的正、负调频周期差频信号频谱s₁[f_r(m)]、s₂[f_r(m)]：

s₁[f_r(m)]＝|s'⁺[f_r(m)]-s'^-[f_r(m)]|·w₁(k)

s₂[f_r(m)]＝|s'^-[f_r(m)]-s'⁺[f_r(m)]|·w₂(k)。

其中，w₁(k)和w₂(k)为矩形窗函数，k为信号的序列号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中步骤(1)中正、负调频周期的回波信号和分别表示如下：

其中，E_t为雷达发射信号的幅度，f₀为中心频率，μ为调制斜率，为随机初相位，τ为回波延时，R(t)为目标到雷达的距离，G为天线功率增益，λ为波长，σ为雷达截面积，t为时间，j为虚数单位。

3.根据权利要求1所述的方法，其中步骤(3)中分别对正、负调频周期的差频信号二维矩阵进行距离维和方位维的FFT处理，得到正、负调频周期差频信号频谱s⁺[f_r(m),f_a(n)]、s^-[f_r(m),f_a(n)]，具体步骤如下：

3a)对正、负调频周期差频信号进行距离维的FFT处理，得到距离维差频频谱s⁺[f_r(m),t_a(n)]、s^-[f_r(m),t_a(n)]：

3b)对得到的距离维差频频谱进行方位维的FFT处理，得到正、负调频周期差频信号频谱s⁺[f_r(m),f_a(n)]、s^-[f_r(m),f_a(n)]：

4.根据权利要求1所述的方法，其步骤(5)中矩形窗函数w₁(k)和w₂(k)，分别表示如下：

其中，N_S＝f_R·N₁/f_s为最小距离对应的信号长度，N₁为信号总长度，f_R＝2R_min·μ/c为最小距离对应的频率，R_min为最小距离，μ为调制斜率，c为光速，f_s为信号的采样频率。