CN108111158B - 电子设备、静电电容传感器和触摸面板 - Google Patents

电子设备、静电电容传感器和触摸面板 Download PDF

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Abstract

本发明涉及电子设备、静电电容传感器和触摸面板。若外部噪声的频率和触摸面板的激励频率相同或接近，不能通过带通滤波器去除噪声。如果触摸检测操作时段限于短时段，频率分辨率降低且平均化的噪声去除效果降低，则信噪比降低。本发明的电子设备包括以下部件：传感器系统；激励产生单元，其产生间歇性方波信号且将间歇性方波信号提供至传感器系统；以及解调单元，其解调振幅调制信号，振幅调制信号为传感器系统的输出，解调单元使用在激励产生单元输出方波的时段中传感器系统的响应和至少在紧接于激励产生单元输出方波的时段之前的或紧跟在激励产生单元输出方波的时段之后的、激励产生单元不输出方波的时段中传感器系统的响应两者来产生解调信号。

Description

电子设备、静电电容传感器和触摸面板
本申请是申请日为2013年10月11日、申请号为201380053487.3、发明名称为“电子设备、静电电容传感器和触摸面板”的中国专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及电子设备、静电电容传感器和触摸面板，尤其涉及使用振幅调制和解调系统的电子设备、静电电容传感器和触摸面板。
背景技术
触摸面板是检测由诸如手指或笔的指示体所指向的位置的坐标或检测由这样的指示体进行的指向动作的设备。现今，触摸面板通常与诸如液晶显示器(LCD)、等离子体显示面板(PDP)、或有机电致发光显示器的显示器结合使用。
来自触摸面板的输出被输入至计算机，该计算机控制显示在显示器上的图像且控制设备，从而实现易于使用的人机界面。现在，触摸面板广泛使用在日常生活应用中，诸如，视频游戏机、便携式信息终端、售票机、自动取款机(ATM)和汽车导航系统。随着计算机变得越来越强大且网络连接环境变得普及，通过电子设备提供更多种类的服务且对具有触摸面板的显示器的需求不断增加。
一种类型的触摸面板是表面电容式触摸面板。该表面电容式触摸面板包括(i)电阻片和(ii)驱动感测电路，该驱动感测电路连接至电阻片、将AC电压(正弦电压)施加至电阻片作为激励、测量流过电阻片的电流且输出测量值。
具体地，表面电容式触摸面板包括透明基板、形成在透明基板的表面上的透明电阻片、和形成在电阻片的上表面上的绝缘薄膜。电阻片被称为位置感测导电膜。为了驱动这种类型的触摸面板，AC电压被施加至位置感测导电膜的四个角。当利用人的手指、指示杆或类似物(以下称为指示体)触摸该触摸面板时，通过位置感测导电膜和指示体之间的电容耦合形成电容器。小电流通过该电容器流入指示体。电流从位置感测导电膜的角流入由指示体触摸的点。信号处理电路基于通过驱动感测电路所检测到的电流，计算是否存在通过指示体进行的触摸以及利用指示体触摸的位置的坐标。具体地，信号处理电路基于来自位置感测导电膜的四个角的电流之和来检测触摸是否存在。此外，基于来自位置感测导电膜的四个角的电流的比率计算触摸位置的坐标。
在专利文献1至专利文献5中公开了基于上文描述的表面电容式操作原理的触摸面板。
专利文献1中的包括组合在一起并一起操作的显示面板和触摸面板的设备配备有对电极驱动装置，该对电极驱动装置用于在显示面板的非显示时段期间将AC电压施加至触摸面板且将相同的AC电压施加至显示面板的对电极，以防止由于显示面板的驱动信号造成的位置检测精度的下降。
专利文献2公开了“一种触摸面板设备，其中，当噪声大时，AC电压振荡电平增大；而当噪声小时，AC电压振荡电平减小；当噪声具有特定频率时，切换至不同的电压振荡频率，从而确保安全，以实现改善的信噪比、高噪声鲁棒性和电气安全”。
专利文献3描述了“当手指已触摸面板时的相位和AC电压被设定为接触向量信号，并且通过使用余弦定理根据两个信号之间的相位差和振幅计算的标量被设定为实际手指触摸的AC信号，从而由于对触摸位置的检测，消除了当手指未靠近电阻片时由寄生信号造成的AC电压或由于电容性接地人体或电阻性接地人体的手指造成的信号之间的相位差”。
专利文献4公开了“运算电路将来自长传感器线LSLi的输出和来自短传感器线SSLi的输出作为输入且利用所述输出之间的差(Δ)和线电容比Kc进行计算，以获得信号分量S”。
专利文献5公开了“利用符号Na、Nb、Nc和Nd标记四个节点。电流感测电路(其将在稍后描述)的端子连接至这些节点”且描述了“单刀双掷开关21a至21d通过电流感测电路13a至13d连接至节点Na至Nd。AC电压源22连接至单刀双掷开关21a至21d中的每一个单刀双掷开关的两个触点中的一个触点且存储电容线驱动电路连接至另一触点(即，在图4中用COM标记的节点)。例如，AC电压的波形可以是正弦波”。
另一方面，包括本发明人的专利申请人在专利文献6和非专利文献1中提出了若干方案来实现以下目的：“通过去除频率与信号的频率相同或者接近信号频率的通过常规的频率分解不能分解的噪声，以高精度检测触摸的有无或触摸位置”。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：公开号为2007-334606的日本公开专利
专利文献2：公开号为2006-106853的日本公开专利
专利文献3：公开号为2010-86285的日本公开专利
专利文献4：公开号为2011-13757的日本公开专利
专利文献5：公开号为2011-14109的日本公开专利
专利文献6：PCT国际公布专利申请No.2011-069673的已公布的日语译文非专利文献
非专利文献1:H.Haga等“A 10.4-in.On-Cell Touch-Panel LCD withCorrelated Noise Subtraction Method”SID’12Digest,pp 489-492(2012)信息显示学会2012国际研讨会
发明内容
技术问题
本发明人已进行下列分析。专利文献1中描述的触摸面板具有下列六个问题。
第一个问题是，触摸面板对外部噪声(电场变化和电容耦合噪声)敏感。虽然专利文献1描述了防止由于显示面板的驱动信号造成的位置检测精度的下降，但是触摸面板易受除显示面板的驱动信号之外的来源的外部噪声影响，该外部噪声例如为从位于触摸面板的触摸表面的上方的包括逆变电路的荧光灯发出的噪声。
该问题的一个原因基于触摸面板的操作原理。由于表面电容式触摸面板检测位置感测导电膜和手指之间形成的电容器的电容，因此在位置感测导电膜和手指之间可能不形成用于屏蔽电场的屏蔽电极。因此，位置感测导电膜的触摸表面不可避免地具有易受外部噪声影响的结构。触摸面板的尺寸越大，触摸面板越易受外部噪声的影响。
另一原因是噪声源的数量不断增长。例如，为了减少闪烁而开发的逆变荧光灯被市场接受且数量不断增加。此外，为了提高供电电压的转换效率而开发的越来越多的开关模式电源用在用于便携式设备的充电器和AC适配器中。这些设备产生的噪声妨碍电容感测设备的正常运行。
第二个问题是当触摸面板的激励频率等于或接近噪声的频率时，带通滤波器不能去除噪声。
上述噪声的基本频率或噪声的谐振频率等于或接近于触摸面板的激励频率。要求保护的专利文献1中描述的同步检测器执行滤波，以滤除具有与激励频率不同的频率的噪声。因此，按照频率来分辨观察信号从而以这种方式选择频率的方法不能去除频率等于激励频率的噪声。
当噪声的频率接近于激励频率时，噪声通过带通滤波器的通带和阻带之间的衰减带(或过渡带)，因此带通滤波器的输出包含噪声。换句话说，实际的带通滤波器具有一定的频率分辨率极限且因此不能去除频率接近激励频率的噪声。
第三个问题是如果触摸感测操作时段受到非显示时段(非寻址时段)等限制，则频率分辨率降低，使得接近真实信号的频率的噪声不能被去除。例如，当关注的信号包括具有相同的振幅的两个正弦波信号时，周期图谱估计方法可以分辨满足下式1的这样的谱峰：
[式1]
Figure BDA0001553625490000041
其中，T是信号采集时段。
在该方法中，当信号采集时段T是500微秒时，Δf是2kHz，因此，当假设100kHz的真实信号和99kHz的噪声时，两者不能通过频率辨析。
第四个问题是采用平均化的噪声去除效果降低且信噪比降低。例如，当叠加有泊松分布噪声的观察信号被多次获取且平均化以去除噪声、由此减小噪声时，噪声减小量与获取观察信号的次数的平方根成比例。换句话说，当信号采集时段限制为短的时段(诸如非显示时段(非寻址时段))时，采用平均化的噪声去除效果降低且信噪比降低。
第五个问题是，如果如本申请人的日本专利申请No.2009-163401所示的，使用偏光板设置在位置感测导电膜和手指之间的结构时，位置感测导电膜和手指之间形成的电容减小且信噪比可以降低。类似地，如果在位置感测导电膜和手指之间插入保护玻璃等，则信噪比可以降低。
第六问题、即在专利文献6和非专利文献1中本发明人和本发明的申请人没有解决的问题是需要对于更多的各种噪声获得高S/N比。在专利文献6中，对每个n(n是对非寻址时段依次应用的编号1、2、3、…)计算|Xn－Mn|，并将得到的值作为解调单元的输出。但是，本申请的发明人发现对每个n计算|Xn－Mn|可能在某些情况下引起S/N比的减小。
因此，问题在于，提供这样的电子设备、静电电容传感器和触摸面板：该电子设备、静电电容传感器和触摸面板能够去除频率等于信号的频率或频率接近信号的频率的噪声(该噪声不能利用传统的频率分辨率来辨析)，因此能够精确地检测触摸是否存在和触摸位置。
解决问题的技术手段
目的在于解决上述的问题的根据本发明的电子设备是如下的电子设备，其包括：传感器系统；激励产生单元，所述激励产生单元生成间歇性正弦波信号，并将该间歇性正弦波信号施加给传感器系统；以及解调单元，所述解调单元解调振幅调制信号，该振幅调制信号为传感器系统的输出，其中，所述解调单元使用所述激励产生单元输出正弦波的时段的传感器系统的响应；以及至少紧接上述时段之前或之后的、所述激励产生单元不输出正弦波的时段的所述传感器系统的响应这两者，生成解调信号，其中，将根据在所述激励产生单元输出正弦波的时段中的所述传感器系统的响应计算出的正弦波的频率分量的振幅和相位获得的向量设为X；将在紧接于所述激励产生单元输出正弦波的时段之前的所述激励产生单元不输出正弦波的时段以及紧跟在所述激励产生单元输出正弦波的时段之后的所述激励产生单元不输出正弦波的时段中所述传感器系统的响应分别计算出的正弦波的频率分量的振幅和相位获得的向量设为Y和Z，则所述解调信号对应于|X－k·M|的常数倍，其中M表示Y和Z的平均向量，k表示系数，k的值是使用所述激励产生单元不输出正弦波的时段的所述传感器系统的响应确定的。
为了解决上述问题，根据本发明的静电电容传感器包括电子设备，该电子设备包括：电阻片；以及传感器系统，所述传感器系统配置有与电阻片连接的、用以对电阻片施加电压来测量并输出流经该电阻片的电流的驱动和检测电路，其中，通过检测由电阻片和指示体形成的电容器的静电电容，来检测指示体的触摸状态或坐标。
或者静电电容传感器包括：电极；传感器系统，所述传感器系统配置有连接到该电极、用以对该电极施加电压来测量并输出流经该电极的电流的驱动和检测电路，其中通过检测由该电极和指示体形成的电容器的静电电容来检测指示体的触摸状态或坐标。
还设置有：第一电极；第二电极；以及传感器系统，所述传感器系统配置有对该第一电极施加电压的驱动电路以及测量并输出流经该第二电极的电流的检测电路，其中，通过检测由该第一电极和第二电极形成的电容器的静电电容来检测指示体的触摸状态或坐标。
还包括显示设备，其中，显示设备的非寻址时段具有激励产生单元输出正弦波的时段和激励产生单元不输出正弦波的时段，并使用输出正弦波的时段的该传感器系统的响应和不输出该正弦波的时段的传感器系统的响应这两者来生成解调信号。
另外，为了解决上述问题，根据本发明的触摸面板包括：电阻片；以及传感器系统，所述传感器系统配置有与电阻片连接、用以对电阻片施加电压来测量并输出流经该电阻片的电流的驱动和检测电路，其中，通过检测由电阻片和指示体形成的电容器的静电电容，来检测指示体的触摸状态或坐标。
或者触摸面板包括：电极；传感器系统，所述传感器系统配置有连接到该电极、用以对该电极施加电压来测量并输出流经该电极的电流的驱动和检测电路，其中通过检测由该电极和指示体形成的电容器的静电电容来检测指示体的触摸状态或坐标。
另一方面，为了解决上述问题，根据本发明的触摸面板包括：第一电极；第二电极；以及传感器系统，所述传感器系统配置有对该第一电极施加电压的驱动电路以及测量并输出流经该第二电极的电流的检测电路，其中，通过检测由该第一电极和第二电极形成的电容器的静电电容来检测指示体的触摸状态或坐标。
此外，为了解决上述问题，根据本发明的电子设备设置为包括显示设备，其中，显示设备的非寻址时段具有激励产生单元输出正弦波的时段和激励产生单元不输出正弦波的时段，因此使用输出正弦波的时段的该传感器系统的响应和不输出该正弦波的时段的传感器系统的响应这两者来生成解调信号。
相对于此，触摸面板设置为包括显示设备，其中，显示装置的非寻址时段具有激励产生单元输出正弦波的时段和激励产生单元不输出正弦波的时段，因此使用输出正弦波的时段的该传感器系统的响应和不输出该正弦波的时段的传感器系统的响应这两者来生成解调信号。
需要注意的是，虽然本说明书和权利要求记载了激励产生单元输出正弦波，但该情况下的输出不限于具有单一频率的正弦波。每个信号可表示为具有不同频率的一系列正弦波(傅立叶级数展开)。换言之，当激励产生单元例如输出方波时，方波表示具有不同频率的一系列正弦波。该情况下，可通过着眼于具有方波的基本频率的正弦波进行信号处理来获得解调信号。因此，本发明甚至包括激励产生单元输出方波的情况。处于相同的理由，本发明包括激励产生单元输出任何交流电流的任何情况。
本发明的效果
通过实现根据本发明的电子设备、静电电容传感器、触摸传感器和触摸面板，可以获得下列六个效果。
第一个效果是：由于通过停止正弦波获得噪声，因此可以精确地获取噪声，而不管是否存在手指(是否存在触摸)。
第二个效果是：由于用于通过停止正弦波获得的“噪声”的信号处理路径和用于通过提供正弦波获得的“真实信号加噪声”的信号处理路径相同，因此可以精确地获得噪声。
第三个效果是：由于在“真实信号加噪声”的向量和“噪声”的向量之间进行减法运算，因此即使当真实信号和噪声具有相同的频率时，也可以精确地获得真实信号。
第四个效果是：通过使用在前噪声(在激励产生单元输出正弦波之前的正弦波停止期间获得的噪声)和在后噪声(在激励产生单元输出正弦波之后的正弦波停止期间获得的噪声)的平均向量，可以超过频率分辨率，去除频率接近于真实信号的频率的噪声。
第五个效果是：通过使用在前噪声和在后噪声的平均向量，即使当噪声的振幅已改变时，也可以精确地去除噪声。
第六效果是能够对各种噪声获得高S/N比。特别地，通过应用根据本发明的控制部件，能够在逆变电路停止的环境中避免S/N比下降的问题，同时能够在逆变电路运作的环境中提高S/N比。
由于上述六个效果，本发明能够提供对外部噪声具有稳健性且具有高信噪比的触摸面板和电子设备。
附图说明
图1是本发明的示例性实施方式1的电子设备的框图；
图2是本发明的示例性实施方式1的静电电容传感器的框图；
图3是本发明的示例性实施方式1的静电电容传感器的时序图；
图4是用于说明本发明的运算的传感器系统输出电压的曲线图；
图5是示出通过本发明的示例性实施方式1的解调单元进行的运算的向量图；
图6是示出用于说明本发明的示例性实施方式2的运算的解调单元输入电压的示意图；
图7是用于说明本发明的示例性实施方式2的解调单元的向量图；
图8是用于说明本发明的示例性实施方式2的解调单元的向量图；
图9是用于说明本发明的示例性实施方式2的解调单元的向量图；
图10是本发明的示例性实施方式3的静电电容传感器的框图；
图11是本发明的实施例1的静电电容式触摸面板的配置图；
图12是本发明的实施例1的静电电容式触摸面板的时序图；
图13是示出本发明的实施例1的静电电容式触摸面板的信号波形的示意图；
图14是解释本发明的实施例1的静电电容式触摸面板的信号处理的框图；以及
图15是示出本发明的实施例1的静电电容式触摸面板的信号波形的示意图；
图16是本发明的实施例2的解调单元进行的处理的流程图；
图17是本发明的实施例2中逆变电路接通时在解调单元内获得的相位图，其中(a)表示角[Y1，s]，(b)表示角[Z1，s]；
图18是本发明的实施例2中逆变电路断开时在解调单元内获得的相位图，其中(a)表示角[Y1，s]，(b)表示角[Z1，s]；
图19是本发明的实施例2中通过对图17的图估计相位旋转的方向和量而在逆变电路接通时在解调单元内获得的相位图，其中(a)表示角[Y1，s]，(b)表示角[Z1，s]；
图20是本发明的实施例2中通过对图18的图估计相位旋转的方向和量而在逆变电路断开时在解调单元内获得的相位图，其中(a)表示角[Y1，s]，(b)表示角[Z1，s]；
图21是表示本发明的实施例2中逆变电路接通时静电电容式触摸面板的S/N比的图；
图22是表示本发明的实施例2中逆变电路断开时静电电容式触摸面板的S/N比的图；
图23是本发明的实施例3中解调单元的处理的流程图；
图24是表示本发明的实施例3中逆变电路接通时静电电容式触摸面板的S/N比的图；
图25是表示本发明的实施例3中逆变电路断开时静电电容式触摸面板的S/N比的图；
图26是本发明的实施例4中解调单元的处理的流程图；
图27是表示本发明的实施例5中静电电容式触摸面板的结构的图；
图28是本发明的实施例5中静电电容式触摸面板的时序图；
图29是本发明的实施例6中静电电容式触摸面板的框图；
图30是本发明的实施例6中静电电容式触摸面板的时序图。
具体实施方式
(实施方式1)
将说明本发明的静电电容传感器。典型的静电电容传感器的功能通过从背景技术部分中说明的触摸面板的功能中省略位置检测功能来实现。由于省略位置检测功能，因此可以使用导电片或仅仅导体来代替电阻片。
(配置)
图2是本发明的静电电容传感器100的框图，图1是本发明的静电电容传感器的抽象化的本发明的电子设备120的框图。图2中示出的静电电容传感器100配置成检测图中示出的电容器Cin的电容。静电电容传感器包括：传感器系统101，该传感器系统101将电容器Cin的电容和激励作为输入，且根据电容器Cin的电容输出信号；激励产生单元102，该激励产生单元102产生激励；连接至激励产生单元的正弦波产生单元103；以及DC产生单元104。来自传感器系统的输出被输入至解调单元105，该解调单元105产生解调信号。
激励产生单元产生间歇性正弦波信号。用于产生间歇性正弦波信号的装置包括如图2所示的正弦波产生单元103和DC产生单元104，并且设置用于在它们之间切换的装置。然而，不仅限于这样的装置。例如，其它装置可以使用数模转换器且将通过使间歇性正弦波离散化而获得的数字信号提供至该数模转换器。
传感器系统包括运算放大器110、插入在该运算放大器110的反馈路径中的电阻Rf和电容器Cf，且还包括加法器111，该加法器111执行来自运算放大器110的输出电压和激励电压之间的减法运算。
假设运算放大器110是理想的运算放大器且使V1表示输入至传感器系统101的激励电压且V2表示来自传感器系统101的输出电压，则传感器系统的频率响应H(jω)可以通过求解从图获得的电路方程式而得到，电路方程式如下：
[式2]
Figure BDA0001553625490000111
其中，ω表示激励的角频率且j表示虚数单位。根据该方程式，传感器系统的振幅响应|H(jω)|为：
[式3]
Figure BDA0001553625490000112
如式3所示，来自传感器系统101的输出的振幅与静电电容器Cin的电容成正比例。
由于来自传感器系统的输出的频率与激励的频率相等且所述输出的振幅根据静电电容器Cin的电容变化，因此，该传感器系统可以认为是振幅调制系统。
图2可以抽象化为图1。传感器系统的输入S(t)可以是如本实施方式中示出的静电电容以及诸如电压或电流的电信号。
(操作)
将参照图3描述本发明的静电电容传感器的操作。
激励产生单元102产生间歇性正弦电压，该间歇性正弦电压如图3的顶部的波形(即，激励产生单元输出电压)所示。正弦电压作为激励提供至传感器系统101。在该示例中，正弦波的频率为100kHz。响应于该激励和静电电容器Cin的电容，传感器系统输出电压f(t)，如图3的第二波形(即，传感器系统输出电压)所示。如图所示，在激励产生单元102输出正弦波的时段中，传感器系统的响应标记为x1(t)、x2(t)，在激励产生单元停止输出正弦波的时段中，来自传感器系统的输出电压标记为z1(t)、z2(t)。
根据式2，在激励产生单元停止输出波的时段中，来自传感器系统的输出电压的振幅为零。然而，实际上，由于噪声混杂，振幅不为零。在许多应用中，诸如触摸传感器和触摸面板，如图2所示，静电电容器Cin的电容是通过指示体和电阻片而形成的静电电容器的电容，外部噪声(电场变化和电容耦合噪声)容易耦合至构成静电电容器Cin的一部分的电阻片中。图3中的z1(t)和z2(t)不为零的原因是其反映了噪声的影响。当外部噪声稳定时，不管是存在正弦波激励还是停止正弦波(DC)，存在外部噪声混杂，因此在x1(t)和x2(t)中存在噪声。换句话说，在x1(t)和x2(t)中出现真实信号加噪声(真实信号+噪声)，在z1(t)和z2(t)中仅出现噪声。
发明人的重要发现是，z1(t)和z2(t)不依赖于静电电容器Cin的电容，而是表示外部噪声。换句话说，在触摸传感器或触摸面板中，仅出现噪声，与手指(指示体)是否存在无关。这是因为：通过手指和位置感测导电膜形成的电容器Cin的阻抗充分地高于传感器系统的阻抗，进入位置感测导电膜的噪声作为电流耦合至传感器系统，而不管是否存在手指。
另一重要发现是，在激励产生单元输出正弦波的时段中存在于传感器系统输出电压中的噪声和在该时段之前和之后的时段中存在于传感器系统输出电压中的噪声之间具有相关性。
解调单元105接收来自传感器系统101的输出信号且利用上述特征以去除噪声。将说明这样的示例：从包括真实信号和噪声的观测信号x1(t)和仅包括噪声的观测信号z1(t)获得x1(t)中的真实信号，此处为x1(t)中的真实信号的振幅。
解调单元105从传感器系统输出电压f(t)以时间间隔Δt周期性地读取信号值且将该信号值转换成离散时间信号f(iΔt)，其中，i∈Z(Z是整数集)。通过以这种方式采样x1(t)，获得x1(iΔt),其中，i＝0,1,2,…,N-1,并且通过采样z1(t),获得z1(iΔt),其中，i＝0,1,2,…,Q–1。
使X1表示x1(iΔt)的离散傅里叶变换Dk中对应于激励正弦波的频率100kHz的离散傅里叶变换Dk，则可以获得复数X1为：
[式4]
Figure BDA0001553625490000131
其中，j是虚数单位且N为样本的数目。复数X1可以写为二维向量X1≡(Re{X1},Im{X1})，其中，Re{X1}是复数X1的实部且Im{X1}是复数X1的虚部。这些等效于彼此。
类似地，使Z1表示z1(iΔt)的离散傅里叶变换Dk中对应于正弦波的频率100kHz的离散傅里叶变换Dk，则可以获得复数Z1为：
[式5]
Figure BDA0001553625490000132
其中，j是虚数单位且Q为样本的数目。复数Z1可以写为二维向量Z1≡(Re{Z1},Im{Z1})。这些等效于彼此。
假设存在于观测信号x1(t)中的噪声的100kHz分量等于观测信号z1(t)的100kHz分量，则计算向量X1－向量Z1。结果的幅值|X1–Z1|设定为x1(t)的真实信号的振幅且设定为从解调单元输出的解调信号D(t)。
将通过使用观测信号的模型且分配特定数值来说明上述解调单元的操作。
在图4中示出观测信号的模型。使f(t)表示观测信号的模型，则f(t)是振幅为2V的真实信号(Vsig)加振幅为1V的噪声(Vnoise)，如下：
[式6]
f(t)＝Vsig+Vnoise
[式7]
Figure BDA0001553625490000141
[式8]
Figure BDA0001553625490000142
以Δt＝0.1微秒的间隔进行采样以将f(t)离散化为f(aΔt)，其中a＝0,1,2,…,4999。
x1(iΔt)和z1(iΔt)是图4中示出的信号。考虑到稍后将提取100kHz分量，期望的是x1(iΔt)的长度(时间)，即t1'–t1设定为100kHz的间隔的整数倍，即n×10微秒，其中n是正整数。
具体地，x1(iΔt)(其中i为0至1999)设定为f(aΔt)，其中a为1000至2999，且t1'–t1设定为200微秒(n＝20)。
期望的是z1(iΔt)的开始时间t2设定为t1+m×10微秒，其中m为正整数。期望的是z1(t)的长度(时间)，即t2'–t2，设定为100kHz的间隔的整数倍，即w×10微秒，其中w是正整数。
具体地，z1(iΔt)(其中i为0至1999)设定为f(aΔt)，其中a为3000至4999，设置t2＝t1+200微秒(m＝20)，t2'–t2设定为200微秒(w＝20)。
计算X1和Z1以获得下列结果。
[式9]
Figure BDA0001553625490000151
[式10]
Figure BDA0001553625490000152
上文给出的复数认为是向量，向量X1、向量Z1以及向量X1－向量Z1被绘制在复平面上，如图5所示。
如图所示，向量X1－向量Z1的幅值为1.0。通过注意到图5中的各向量的幅值为100kHz的信号的振幅的1/2，根据向量X1－向量Z1，计算出真实信号的振幅等于2V。另一方面，难以仅基于诸如计算出的x1(iΔt)的振幅2×|X1|(1.5V)和计算出的z1(iΔt)的振幅2×|Z1|(1.0V)的信息推导出真实信号的振幅(2V)。
x1(iΔt)的振幅(1.5V)和z1(iΔt)的振幅(1.0V)分别等同于计算出的信号x1(iΔt)和信号z1(iΔt)的100kHz分量的振幅。换句话说，仅使用频率分离的常规噪声去除不能获得真实信号的振幅。
在上文中，已给出这样的示例：其中，基于x1(iΔt)和z1(iΔt)计算X1和Z1且计算|X1–Z1|，以获得解调信号D(t)的一个值。对于D(t)的下一个值，如图3所示，基于x2(t)和z2(t)计算X2和Z2且计算|X2–Z2|。对于D(t)的后续值，以类似的方式进行计算以获得解调信号D(t)。
该实施方式具有两种效果。第一种效果是：由于当停止正弦波时获得噪声，因此可以精确地获取噪声，而不管是否存在手指或甚至当手指已经放置在面板上或从面板移除或通过手指施加的压力已变化从而改变静电电容器Cin的电容。
第二种效果是：由于在“真实信号加噪声”的向量和“噪声”的向量之间进行减法运算，因此甚至当真实信号和噪声具有相同的频率时，也可以精确地获得真实信号。
(实施方式2)
在实施方式1中，观测信号z1(iΔt)用于获得观测信号x1(iΔt)的真实信号的振幅。换句话说，在观测信号x1(iΔt)之后观测到的噪声z1(iΔt)用于去除噪声。在实施方式2中，将通过集中于解调单元的操作来说明观测信号x1(iΔt)之前和之后的噪声用于获得观测信号x1(iΔt)的真实信号的振幅的模式。
图6示出通过将解调单元105中的输入信号离散化而获得的观测信号的模型f(aΔt)，其中，a＝0,1,2,…,Δt＝0.4微秒。
f(aΔt)是振幅为1V的真实信号(Vsig)加振幅随着时间变化的99kHz的噪声(Vnoise)。这可以在数学上表示为如下：
[式11]
f(aΔt)＝Vsig+Vnoise
[式12]
Figure BDA0001553625490000161
[式13]
Figure BDA0001553625490000162
其中，y(iΔt)、x(iΔt)和z(iΔt)分别为从f(aΔt)提取的信号，如下所示。
y(iΔt)(其中i＝0至399)设定为f(aΔt)，其中，a＝3800至4199；x(iΔt)(其中i＝0至1624)设定为f(aΔt)，其中，a＝4250至5874；z(iΔt)(其中i＝0至299)设定为f(aΔt)，其中，a＝6000至6299。
为了方便起见，在本文中，y(iΔt)被称为在前噪声且z(iΔt)被称为在后噪声。
在解调单元中，使用与实施方式1中的方法相同的方法，以根据下式从观测信号y(iΔt)和观测信号z(iΔt)获得复数Ym和复数Zm。
[式14]
Figure BDA0001553625490000171
[式15]
Figure BDA0001553625490000172
其中，Δt是采样间隔且j是虚数单位。
图7中示意性地示出此处获得的向量Ym和向量Zm。
然后，根据向量Ym和向量Zm，估计在时刻t1和时刻t1'的噪声向量Y和噪声向量Z。估计方法如下。使Ym为时刻(t0+t0')/2的噪声向量且使Zm为时刻(t2+t2')/2的噪声向量。
进行以下近似法：向量的振幅和相位随着时间从Ym变化至Zm，并且在时刻t1和时刻t1'获得噪声向量Y和噪声向量Z。图7示意性地示出Ym、Zm和Y、Z之间的关系。
然后，基于向量Y和向量Z，计算向量Y和向量Z的平均向量M。将参照图8描述平均向量的计算。
如前所述，向量表示和复数表示等效于彼此。用于计算M的公式可以写为如下的复数表示：
[式16]
Figure BDA0001553625490000173
其中，T表示图6中的t1'–t1，AS和θS分别表示向量Y的振幅和相位，AE和θE分别表示向量Z的振幅和相位。图9(a)示出根据上文从图6的模型信号获得的Y、Z和M。
然后，以与实施方式1相同的方法获得X且计算X–M。X可以写为如下：
[式17]
Figure BDA0001553625490000181
其中，Δt是采样间隔且j是虚数单位。
图9(b)示出根据图6的x(iΔt)获得的X和之前获得的M和X–M。
根据图9(b)，|X–M|是0.5，注意到该值是真实信号的振幅的1/2，从而确认可以准确地获得真实信号的振幅1.0V。换句话说，已经表明：如果存在99kHz(其非常接近激励频率100kHz)的噪声，则可以精确地去除噪声。
通常，当如在x(iΔt)的情况下限定信号采集时段时，频率分辨率降低且可能无法去除接近于真实信号的频率的噪声。在该实施方式中，另一方面，如所示出的，可以通过利用x(iΔt)之前的噪声y(iΔt)和x(iΔt)之后的噪声z(iΔt)，超过频率分辨率，去除接近于真实信号的频率的噪声。
此外，如本实施方式中所示出的，即使噪声的振幅与时间相关，平均向量M也可以用于精确地去除噪声。
(效果)
该实施方式具有以下两种效果。
第一，通过使用根据在前噪声和在后噪声计算的平均向量，可以超过频率分辨率，去除接近于真实信号的频率的噪声。
第二，通过使用根据在前噪声和在后噪声计算的平均向量，即使噪声的振幅已改变，也可以精确地去除噪声。
(实施方式3)
实施方式3是将本发明应用于静电电容传感器的实施方式。
(结构)
图10表示本发明的静电电容传感器206的框图。图10中所示的静电电容传感器206设置为检测图10内所示的电容器Cin的静电电容。该静电电容传感器206具有：传感器系统205，该传感器系统205将电容器Cin的静电电容和激励作为输入，且根据电容器Cin的静电电容输出信号；激励产生单元102，该激励产生单元102产生激励；正弦波产生单元103，该正弦波产生单元103连接至激励产生单元102；以及DC产生单元104。传感器系统205的输出被输入至解调单元105，因此该解调单元105产生解调信号。
上述的图2中的静电电容传感器设置为检测连接至地的电容器Cin的静电电容。相比之下，作为本示例性实施方式的图10中的静电电容传感器206检测在节点N1与节点N2之间连接的电容器Cin的静电电容。另外，图10中的静电电容传感器即使当节点N1与地之间形成寄生电容时也能够不受影响地检测电容器Cin的静电电容。
激励产生单元102产生间歇性正弦波信号。
传感器系统205配置有电流电压转换器(I－V转换器)207、构成电容器Cin的一个电极(连接至节点N1的电极)、以及连接至I－V转换器207的DC偏置电路208(或者仅地)。
I－V转换器207配置有运算放大器110、插入到反馈路径中的电阻器Rf、以及插入到反馈路径中的电容器Cf，其中构成电容器Cin的另一电极(连接至节点N2的电极)连接至运算放大器110的反相输入端。
将该运算放大器110假设为理想的运算放大器，将输入到传感器系统205的激励的电压设为V1，将传感器系统205的输出电压设为V2时，通过求解由图10求出的电路方程式，传感器系统205的频率响应H(jω)变得与由[式2]表示的频率响应相同。于是，传感器系统的振幅响应|H(jω)|变得与由[式3]表示的振幅响应相同。因此，传感器系统205的输出振幅与电容器Cin的静电电容成比例。
另外，由于传感器系统205的输出的频率与激励的频率一致，并且其振幅根据电容器Cin的静电电容发生变化，因此传感器系统205可视作振幅调制系统。
(操作)
由于根据上述的说明，图10的传感器系统205的输入和输出特性与上述的图2的传感器系统101的输入和输出特性相同，因此本示例性实施方式的操作与示例性实施方式1或示例性实施方式2的操作相同。因此，将其说明省略。
上述的本发明的示例性实施方式3可认为具有以下特征。具体地，本发明的静电电容传感器206具有：第一电极(图10的电容器Cin的、节点N1侧的电极)；第二电极(图10的电容器Cin的、节点N2侧的电极)；以及传感器系统205，其配置有对第一电极施加电压的驱动电路(对应于激励产生单元102)和测量并输出流经第二电极的电流的检测电路(I－V转换器207)，其中通过检测由第一电极和第二电极形成的电容器Cin的静电电容来检测指示体的触摸状态或坐标。
本发明的静电电容传感器206包括解调作为传感器系统205的输出的振幅调制信号的解调单元105，解调单元105使用激励产生单元102输出正弦波的时段的传感器系统205的响应、以及至少紧接上述时段之前或紧跟上述时段之后的、所述激励产生单元102不输出正弦波的时段的所述传感器系统的响应这两者，生成解调信号。
实施例1
将说明本发明的静电电容式触摸面板。
(配置)
图11示出本发明的静电电容式触摸面板130的配置。图11中所示的触摸面板使用在手指和电阻片131之间形成的静电电容器Cin的电容来检测触摸是否存在和触摸的位置。
ITO(铟锡氧化物)膜用于电阻片131。ITO膜是设置在玻璃基板(未示出)上的具有均匀的片电阻值(在该实施例中为800欧姆)的固体膜。绝缘体(在该实施例中为用于形成液晶显示器的偏光板132)通过无酸粘合剂贴附在ITO膜上。
配线连接至ITO膜131的四个角。配线如图11所示连接至四个传感器系统101。各传感器系统的配置与实施方式1中的传感器系统的配置相同。四个传感器系统均将来自激励产生单元102的输出电压作为输入，且来自各传感器系统的输出被提供至解调单元105(解调单元0至解调单元3)中的相关联的一个解调单元。
来自解调单元的输出被提供至包括信号处理电路的块(未示出)，且在包括信号处理电路的该块中基于来自解调单元的输出计算触摸是否存在和触摸的位置。
(操作)
将参照图12描述本发明的静电电容式触摸面板的操作。
本发明的静电电容式触摸面板组装在液晶显示器(LCD)的显示表面上且被驱动使得避免产生LCD驱动噪声。
图12中的非寻址指示信号是明确地指示LCD的非寻址时段的信号且在非寻址时段中为高。在本文中，术语“非寻址时段”指LCD的扫描线未被扫描的时段，且为从最后的扫描线的选择结束到第一扫描线的选择的时段。
本发明的驱动器的特征之一是，存在提供正弦波以用于激励从而在非寻址时段期间感测触摸的时段(t1至t1')和存在正弦波停止且获得噪声的时段(t0至t0'和t2至t2')。
由于在非寻址时段期间获得噪声，因此噪声包括外部噪声，但不包括LCD驱动噪声。因此，在感测触摸的时段(t1至t1')中存在的噪声可以被精确地估计并去除。
激励产生单元102产生间歇性正弦电压，如从图12的顶部看的第二波形所示。该正弦电压用于传感器系统的激励。为了获得图11中的激励产生单元输出电压，激励产生单元被提供来自正弦波产生单元103的频率为100kHz且振幅为1.5Vpp(峰间值1.5伏)的正弦波和来自DC产生单元104的DC＝1.2V的DC电压。激励产生单元输出偏压为1.2V、频率为100kHz且振幅为1.5Vpp的间歇性正弦电压。在停止正弦波的时段中，激励产生单元输出DC＝1.2V的电压。
通过激励产生单元产生的电压提供至四个传感器系统101，为了方便起见，在本文中，该四个传感器系统101指传感器系统ch0、传感器系统ch1、传感器系统ch2和传感器系统ch3。通过激励产生单元102产生的电压提供至各传感器系统中的运算放大器110的非反相输入端并且由于运算放大器的虚短路操作，电压出现在反相输入端。具体地，当激励产生单元102输出频率为100kHz且振幅为1.5Vpp的电压时，频率为100kHz且振幅为1.5Vpp的电压施加至ITO 131。
当形成电容器Cin的电容时，AC电流从各传感器系统通过相应的电导G0至G3(该电导根据手指的位置确定)和电容器Cin流入人体。
来自各传感器系统的输出是其上叠加有噪声的间歇性正弦电压，通过AC电流的幅值确定输出的振幅。从传感器系统中选择传感器系统ch1作为代表性示例且在图12中传感器系统ch1的输出电压示出为f1(t)。
将以ch1作为示例说明解调单元105的操作。
如图12所示，ch1的解调单元105b使用来自传感器系统ch1的输出电压f1(t)的信号yn(t)、信号xn(t)和信号zn(t)，其中，n是整数，以输出xn(t)的真实信号的振幅D1(t)。
在解调单元105b中，来自传感器系统的输出电压f1(t)以采样间隔Δt＝0.4微秒进行采样，以获得f1(aΔt)，其中，a是整数样本编号。
x1(iΔt)、y1(iΔt)、z1(iΔt)分别为从f1(aΔt)提取的信号，如下所示：y1(iΔt)(其中i＝0至399)设定为f(aΔt)，其中，a＝3801至4200；x1(iΔt)(其中i＝0至1624)设定为f(aΔt)，其中，a＝4251至5875；z1(iΔt)(其中i＝0至399)设定为f(aΔt)，其中，a＝6001至6400。
在该实施例中，对应于y1(t)和z1(t)的各时段均划分为四个部分且对于各部分计算100kHz分量的向量，以正确地估计噪声的相位旋转。
具体地，通过下文给出的式18至式25说明该计算。
[式18]
Figure BDA0001553625490000221
[式19]
Figure BDA0001553625490000231
[式20]
Figure BDA0001553625490000232
[式21]
Figure BDA0001553625490000233
[式22]
Figure BDA0001553625490000234
[式23]
Figure BDA0001553625490000235
[式24]
Figure BDA0001553625490000236
[式25]
Figure BDA0001553625490000237
然后，获得在前噪声和在后噪声的振幅和相位。
首先，如下所示计算各部分的振幅的平均值。在前噪声的振幅|Ym|和在后噪声的振幅|Zm|分别计算为：
[式26]
|Ym|＝(|Y1，1|+|Y1,2|+|Y1,3|+|Y1，4|)/4
[式27]
|Zm|＝(|Z1，1|+|Z1，2|+|Z1，3|+|Z1，4|)/4
按照如下的式18至式25的计算结果计算各部分的相位。
角[Y1,1]、角[Y1,2]、角[Y1,3]、角[Y1,4]、和角[Z1,1]、角[Z1,2]、角[Z1,3]、角[Z1,4]。这里，角[Y1,1]表示Y1,1的相位。
上文计算的相位限制在±π的范围内。由于这不便于估计相位，因此适当地加上2nπ(n是整数)以平滑地连接相位。
可以通过观察包括来自荧光灯的逆变电路的外部噪声的传感器系统输出的100kHz分量的实际相移来更好的理解该操作。
图13示出通过驱动位于荧光灯的逆变电路附近的本发明的静电电容式触摸面板而获得的波形。顶部的曲线图表示ITO的电压，自顶部的第二个曲线图表示通过采样ch1的传感器系统输出而获得的波形，第三个曲线图表示基于包括100个样本的各部分计算的100kHz分量的振幅，且底部的图表示基于包括100个样本的各部分计算的100kHz分量的相位。底部的图是限制在±π的范围内的相位加上2nπ的结果以平滑地连接相位，其中，n是整数。
结果示出平滑的相位变化且从该结果可以看出，通过适当地加上2nπ可以平滑地连接相位，其中，n是整数。
此外，从在前噪声获得的四个相位角[Y1,1]、角[Y1,2]、角[Y1,3]、角[Y1,4]和从在后噪声获得的角[Z1,1]、角[Z1,2]、角[Z1,3]、角[Z1,4]的梯度用于估计在从在前噪声到在后噪声的时段期间相位在哪个方向旋转和旋转程度。
使角[Y1,1]'、角[Y1,2]'、角[Y1,3]'、角[Y1,4]'和角[Z1,1]'、角[Z1,2]'、角[Z1,3]'、角[Z1,4]'表示已经过上述两个过程(即，用于去除±π的范围的限制的过程和用于根据在前噪声和在后噪声的相位的梯度估计旋转方向和旋转程度的过程)的相位。则在前噪声的相位角[Ym]和在后噪声的相位角[Zm]按如下计算。
[式28]
角[Ym]＝(角[Y1，1]’+角[Y1，2]’+角[Y1，3]’+角[Y1，4]’)/4
[式29]
角[Zm]＝(角[Z1，1]’+角[Z1，2]’+角[Z1，3]’+角[Z1，4]’)/4
应当注意，从自图13的顶部的第三个曲线图还可以看出：在时段x(t)中存在的噪声的振幅可以利用近似法通过以直线连接在前噪声和在后噪声来估计。
通过上文获得的|Ym|和角[Ym]来确定向量Ym，且通过上文获得的|Zm|和角[Zm]来确定向量Zm。
然后，根据在实施方式2中描述的步骤，基于Ym和Zm来估计在时刻t1和时刻t1′的噪声向量Y和噪声向量Z。
然后，根据在实施方式2中描述的步骤，基于向量Y和向量Z计算向量Y和向量Z的平均向量M1。
此外，获得向量X1且计算X1-M1。X可以写为下式。
[式30]
Figure BDA0001553625490000251
其中，Δt是采样间隔且j是虚数单位。
如图12所示，向量X1-M1的幅值|X1-M1|被输出作为解调单元105b的输出D1(t)。
在下一非寻址时段中，如图12所示，基于y2(t)、x2(t)和z2(t)类似地计算|X2-M2|且将其从解调单元输出。
以这种方式，基于yn(t)、xn(t)和zn(t)计算|Xn-Mn|且将其从解调单元输出。
将参照图14说明用于从上述传感器系统的输出电压f1(t)获得Y1，1、Y1，2、Y1，3、...、X1、...、Z1，3、Z1，4的信号处理单元的框图。
图14中的传感器系统101的输出f(t)对应于上文参照图11说明的传感器系统的输出电压f1(t)。f(t)提供至采样器140，在该采样器140中，f(t)转换为时间间隔Δt＝0.4微秒的离散时间信号f(aΔt)，其中，a＝0,1,2,…。然后，f(aΔt)输入至两个乘法器(乘法器I141a和乘法器Q 141b)。乘法器I 141a依次将f(aΔt)乘以cos(ωaΔt)，其中a＝0,1,2,3,…且ω＝2π100kHz，且以时间间隔Δt依次输出结果。类似地，乘法器Q 141b依次将f(aΔt)乘以sin(ωaΔt)，其中a＝0,1,2,3,…且ω＝2π100kHz，且以时间间隔Δt依次输出结果。
正弦波产生单元103的输出用作乘法器I中的cos(ωaΔt)；通过-90度的移相器145转换来自正弦波产生单元的输出而获得的信号用作乘法器Q中的sin(ωaΔt)。
来自乘法器I 141a的输出和来自乘法器Q 141b的输出分别输入至积分器I142a和积分器Q 142b，并且在从控制器146提供的控制信号有效的时段中，积分器对输入的信号进行相加运算。
例如，为了获得Y1,1，在f(aΔt)中的a的值为3801至3900的时段期间，控制器向积分器提供有效信号。这导致积分器I 142a进行下列计算。
[式31]
Figure BDA0001553625490000261
换句话说，计算式17中的Y1,1的实部的100倍的值。
在预定时间段中所积分的信号纳入寄存器I 143a和寄存器Q 143b且通过连接至寄存器的乘法器144乘以1/N(N是所积分的样本的数量)。
通过该处理，乘法器I 144a依次输出Y1,1、Y1,2、Y1,3、…、X1、…、Z1,3、Z1,4的实部，即，Re{Y1,1}、Re{Y1,2}、Re{Y1,3}、…、Re{X1}、…、Re{Z1,3}、Re{Z1,4}的值，乘法器Q 144b依次输出Y1,1、Y1,2、Y1,3、…、X1、…、Z1,3、Z1,4的虚部的-1倍，即，-Im{Y1,1}、-Im{Y1,2}、-Im{Y1,3}、…、-Im{X1}、…、-Im{Z1,3}、-Im{Z1,4}的值。
这些值依次输入至计算机(未示出)，在该计算机中，计算幅值和相位。
现将说明使用本发明的噪声去除和常规的噪声去除(即，仅使用频率分离的噪声去除)的实验结果。
对于该实验，设置图11中的触摸面板且在该触摸面板上方的30cm处设置逆变式荧光灯的逆变电路。观察来自传感器系统的输出且发现来自逆变电路的噪声明显存在于输出中，
执行约10秒的测量，且在开始测量后约5秒时，利用手指触摸该触摸面板的中心。在图15中示出实验结果。
图15(b)示出本发明的实验结果。各|Xn-Mn|(D1(t)的输出)均绘制为一个点且通过直线连接653个点。
另一方面，图15(a)示出仅使用频率分离的噪声去除的实验结果。具体地，在激励为100kHz的正弦波的时段中，来自传感器系统的输出信号的100kHz分量的振幅通过|Xn-0|而获得。
已确认，本发明的实施方式实现了信噪比从常规的1.36变化到本发明的3.78，提高了9dB，其中，信号S是触摸存在和触摸不存在之间的信号差的幅值且噪声N为没有触摸时的标准偏差。
实施例2
实施例2是可应用于实施例1的新的技术。本发明的本实施例公开了用于对多种噪声获得高S/N比的技术。
在实施例1中，对每个n(n表示对非寻址时段依次应用的编号1，2，3，···)计算|Xn－Mn|，并将得到的值作为解调单元的输出。
但是，在实施例1中，当对每个n应用|Xn－Mn|的计算时，在某些情况下S/N比有可能下降。例如，在实施例1中，其是在使逆变电路的动作停止的状态下获得的信号的情况。通过使逆变电路停止，去除明显的噪声源，将其他的外部噪声作为噪声而显著化。在使逆变电路停止的实验中，当将解调单元的输出简单地设为|Xn|时，S/N比是52.3，当将解调单元的输出设为|Xn－Mn|时，S/N比减小到30.2。
作为发明人的分析的结果，发现：当上述的其他的噪声是主噪声时，在实施例1中求出的相位、即角[Yn,1]’、角[Yn,2]’、角[Yn,3]’、角[Yn,4]’、和角[Zn,1]’、角[Zn,2]’、角[Zn,3]’、角[Zn,4]’(第一下标n表示对非寻址时段依次应用的编号1，2，3，…，第二下标表示区段编号)的变化如此大，以至于使用它们计算出的Mn没有正确地反映Xn中包含的噪声。
着眼于相位变化，因此将当相位变化大于预定值时将向量Mn设定为零的控制部件添加到解调单元中。图16中示出了解调单元中的处理的流程图。将按照图16的流程图对解调单元的操作进行说明。
(步骤1)
根据实施例1中说明的方法，计算在前噪声的四个区段的相位即角[Yn,1]、角[Yn,2]、角[Yn,3]、角[Yn,4]、以及在后噪声的四个区段的相位即角[Zn,1]、角[Zn,2]、角[Zn,3]、角[Zn,4]。第一下标n表示对非寻址时段依次应用的编号1，2，3，…，第二下标表示区段编号。
将对于具体例进行说明。在通过实验获得的值之中，图17和图18中示出了非寻址时段的编号n是1的例子。图17示出了当使逆变电路运作时获得的相位、角[Y1，s]以及角[Z1，s]，s表示区段编号，图18示出了当使逆变电路停止时获得的相位。
(步骤2)
由于在步骤1中获得的相位的范围是从－π到π，因此与实施例1类似地进行去除限制的处理。另外，根据在前噪声和在后噪声的相位的倾斜，估计相位的旋转方向和量。将受到这种处理的相位设为角[Yn,1]’、角[Yn,2]’、角[Yn,3]’、角[Yn,4]’、和角[Zn,1]’、角[Zn,2]’、角[Zn,3]’、角[Zn,4]’。
将对具体例进行说明。在图19和图20中示出了对在步骤1中获得的相位进行步骤2的处理的结果。图19表示当使逆变电路运作时获得的相位即角[Y1，s]’和角[Z1，s]’，s表示区段编号，图20表示当使逆变器停止时获得的相位。
(步骤3)
对在上面获得的相位，求出在下面定义的6个相位差。
[式32]
dY(s)＝角[Yn，s+1]′-角[Yn，s]′，s＝1，2，3
[式33]
dZ(S)＝角[Zn，s+1]′-角[Zn，s]′，s＝1，2，3
接下来，求出这6个相位差的绝对值来得到它们的最大值。
在表1中示出了对逆变电路接通时图19中的相位数据以及对逆变电路断开时图20中的相位数据求出的相位差的最大绝对值的结果。
[表1]
逆变电路接通 逆变电路断开
0.40(弧度) 2.11(弧度)
(步骤4)
使用在步骤3中求出的“相位差的最大绝对值“，按照下面的说明控制解调单元的输出值。
[式34]
如果(相位差的最大绝对值)>控制阈值，则输出＝|Xn-0|。
[式35]
如果(相位差的最大绝对值)≤控制阈值，则输出＝|Xn-Mn|。
在本实施例中，将作为控制阈值的具体值设定为1.0(弧度)。因此，对于编号n＝1的非寻址时段中的数据，解调单元输出表示如下。
[式36]
当逆变器接通时，解调单元的输出值＝|X1-M1|。
[式37]
当逆变器断开时，解调单元的输出值＝|X1-0|＝|X1|。
当使用系数k时，步骤4的上述控制可表示如下。
[式38]
如果(相位差的最大绝对值)＞控制阈值，则k＝0。
[式39]
如果(相位差的最大绝对值)≤控制阈值，则k＝1。
[式40]
输出＝|Xn-k·Mn|。
将上述的步骤1至步骤4应用于非寻址时段的每个编号n。上述系数k的值如上所述由“控制阈值”和“相位差的最大绝对值”之间的大/小关系确定。并且，相位差由在前噪声和在后噪声获得。在此，在前噪声和在后噪声是激励产生单元停止波发送时的时段中的传感器系统的输出。换言之，k的值使用激励产生单元不输出正弦波的时段中的该传感器系统的响应来确定。
本实施例的效果通过以下的实验结果来证明。与实施例1类似，实验通过驱动图11中的触摸面板以评估解调单元的输出值的S/N比的方法来实施。S/N比相对于对上述的控制阈值应用的值如何变化，通过实验求出。图21表示使逆变电路运作的环境下获得的实验结果。参照图21，可发现当控制阈值设定为0.7(弧度)或更高时，获得高S/N比(3.87)。当控制阈值设定为0时，S/N比减小到1.36。图22表示使逆变电路停止的环境下获得的实验结果。参照图22，可发现当控制阈值设定为1.2(弧度)或更低时，获得高S/N比(52.3)。因此，通过将控制阈值设定为0.7或更高以及设定为1.2或更低，可在使逆变电路运作的环境和使逆变电路停止的环境这两者中获得最高的S/N比。换言之，对实施例1应用实施例2的控制部件，由此避免逆变电路停止的环境下的S/N比下降的问题，同时提高逆变电路运作的环境下的S/N比。
实施例3
实施例3是可应用于实施例1的新的其他的技术。在实施例1中，对每个n(n表示对非寻址时段依次应用的编号1，2，3，…)，计算|Xn-Mn|并将得到的值作为解调单元的输出。另一方面，在实施例2中，对各n计算系数k，将|Xn-k·Mn|作为解调单元的输出。本发明人发现了用于确定该系数k的其他的方法。
换言之，在本实施例中，为了确定系数k的值，利用在前噪声(激励产生单元输出正弦波之前，正弦波未输出时取得的噪声)的振幅和在后噪声(激励产生单元输出正弦波之后，正弦波未输出时取得的噪声)的振幅。具体而言，着眼于在前噪声的振幅和在后噪声的振幅的平均值，解调单元设有当该平均值大于预定值时，将向量Mn设为零的部件。图23表示解调单元中的处理的流程图。按照图23的流程图对解调单元的操作进行说明。
(步骤1)
将在实施例1中说明的在前噪声的振幅|Ym|和在后噪声的振幅|Zm|的平均值计算为(|Ym|+|Zm|)/2。
(步骤2)
利用在步骤1中求出的“在前噪声的振幅和在后噪声的振幅的平均值”，按照下面的描述控制解调单元的输出值。
[式41]
如果(在前噪声的振幅和在后噪声的振幅的平均值)＜第二控制阈值，则输出＝|Xn-0|。
[式42]
如果(在前噪声的振幅和在后噪声的振幅的平均值)≥第二控制阈值，则输出＝|Xn-Mn|，
解调单元的输出可使用系数k表示如下。
[式43]
如果(在前噪声的振幅和在后噪声的振幅的平均值)＜第二控制阈值，则k＝0。
如果(在前噪声的振幅和在后噪声的振幅的平均值)≥第二控制阈值，则k＝1。
输出＝|Xn-k·Mn|。
将上述的步骤1至步骤2应用于非寻址时段的各编号n。上述系数k如上所述由“第二控制阈值”和“在前噪声的振幅和在后噪声的振幅的平均值”之间的大/小关系确定。并且，该平均值由在前噪声和在后噪声得到。在此，在前噪声和在后噪声是激励产生单元停止波发送的时段中的传感器系统的输出。换言之，k的值使用该激励产生单元不输出正弦波的时段中的该传感器系统的响应来确定。此外，不证自明的是，式43的输出通常可以表示为输出＝C·|Xn–k·Mn|(C为常数)。
本实施例的效果通过下面的实验结果证明。与实施例1相似，实验通过驱动图11的触摸面板以评估解调单元的输出值的S/N比来实施。S/N比相对于对上述的第二控制阈值应用的值如何变化，通过实验求出。图24表示使逆变电路运作的环境下获得的实验结果。参照图24，可发现，当第二控制阈值设定为0.02(V)或更低时，获得高S/N比(3.87)。当第二控制阈值设定为0.06时，S/N比减小到1.36。图25表示使逆变电路停止的环境下获得的实验结果。参照图25，可发现，当第二控制阈值设定为0.005(V)或更高时，获得高S/N比(52.3)。因此，通过将第二控制阈值设定为0.005或更高以及0.02或更低，可在使逆变电路运作的环境和使逆变电路停止的环境这两者中获得最高的S/N比。换言之，对实施例1应用实施例3的控制部件，由此避免逆变电路停止的环境下的S/N比下降的问题，同时提高逆变电路运作的环境下的S/N比。
本发明人尝试了基于实施例2和实施例3的记载构成的若干触摸面板，以评估S/N比。其结果，经验是，在基于实施例2的实验品的情况下，可在使逆变电路运作的环境和使逆变电路停止的环境这两者中获得最高S/N比的、共同的控制阈值在某些情况下可能不存在。在这种情况下，如果用实施例3中记载的解调单元替换该解调单元，引起具有可在使逆变电路运作的环境和使逆变电路停止的环境这两者中获得最高S/N比的、共同的第二控制阈值。换言之，可认为，尽管实施例2和实施例3具有对各种噪声获得高S/N比的共同的效果，但在某些情况下实施例3在获得高S/N比方面可能更优秀。
实施例4
实施例2记载了基于“相位差的最大绝对值”确定系数k的例子，实施例3记载了基于“在前噪声的振幅和在后噪声的振幅的平均振幅”确定系数k的例子。因此，为了确定系数k，对两个物理量进行说明。实施例4记载了利用这两个物理量来确定系数k的一例。图26表示解调单元进行的处理的流程图。按照图26的流程图对解调单元的操作进行说明。
(步骤1)
该步骤与实施例3的步骤1相同，其用于求出在前噪声的振幅和在后噪声的振幅的平均值。
(步骤2)
与实施例3的步骤2类似，比较“在前噪声的振幅和在后噪声的振幅的平均值”和第二控制阈值来找出它们之间的大/小关系，当该平均值小于第二控制阈值时，向解调单元输出|Xn|来使处理结束，当该平均值不小于第二控制阈值时，该处理进入到步骤3。
(步骤3～步骤6)
这些步骤与实施例2的步骤1～步骤4相同，其中，当相位差的最大绝对值大于控制阈值时，作为解调单元的输出而输出|Xn|，而使处理结束，当相位差的最大绝对值不大于控制阈值时，|Xn-Mn|被输出至解调单元而使处理结束。
对非寻址时段的每个编号n应用上述的步骤1至步骤6。
使用系数k将解调单元的输出表示为|Xn－k·Mn|，引起在本实施例中以如下的方式确定k的值。换言之，比较“在前噪声的振幅和在后噪声的振幅的平均值”和第二控制阈值来找到它们之间的大/小关系，当该平均值小于第二控制阈值时，k设为零。另外，比较“在前噪声的振幅和在后噪声的振幅的平均值”和第二控制阈值来找到它们之间的大/小关系，当该平均值不小于第二控制阈值且相位差的最大绝对值大于控制阈值时，k设为零。比较“在前噪声的振幅和在后噪声的振幅的平均值”和第二控制阈值来找到它们之间的大/小关系，当该平均值不小于第二控制阈值且相位差的最大绝对值不大于控制阈值时，k设为1。
实施例5
对本发明的其他的静电电容式触摸面板进行说明。
(结构)
图27表示本发明的静电电容式触摸面板。本触摸面板具有透明基板202，在透明基板202上设置有多个电极(H1：203a、H2：203b、H3：203c和V1：203d、V2：203e、V3：203f)。本触摸面板通过检测各电极的自己的静电电容、即各电极与地之间形成的静电电容，检测触摸的有无和触摸的位置。
各电极203a～203f通过配线连接至模拟多路复用器201的节点1至节点6，模拟多路复用器201连接至传感器系统101。传感器系统的结构与示例性实施方式1的结构相同。对传感器系统101输入激励产生单元102的输出电压，传感器系统101的输出被提供给解调单元105。
解调单元105的输出传递至图未示的包括信号处理电路的模块，因此，在包括该信号处理电路的模块中，根据解调单元105的输出值来计算触摸的有无和触摸位置。
模拟多路复用器201、激励产生单元102、以及解调单元105连接至控制器200，从而对它们的操作和定时进行控制。
多个电极(H1、H2、H3以及V1、V2、V3)能够以上面说明的结构、即设置在基板上的细长的面状电极以外的结构实施。多个电极可以是嵌入到基板内部的微丝电极。
尽管在本实施例中将电极的数目设为6，但该数目可任意设定，增大该数目能够使触摸面板的尺寸增大或者改善检测精度。
(操作)
参照图27对本发明的静电电容式触摸面板的操作进行说明。图28的模拟多路复用器选择信号表示由图27的模拟多路复用器201选择的节点编号。
本发明的驱动的一个特征是通过模拟多路复用器201选择一个电极的时段具有对电极施加正弦波来检测触摸的时段(t1至t1’)以及使正弦波停止的同时获得噪声时的时段(t0～t0’和t2～t2’)。
由于激励产生单元102不输出正弦波的时段中的响应、即激励产生单元不输出正弦波的时段中的传感器系统输出电压f(t)中仅出现外部噪声，获得该特征，能够以高精度测量外部噪声。然后，充分利用该特征，能够高精度估计和去除在检测触摸的时段(t1～t1’)期间混合的噪声。
如在图28中从上而下第二个波形所示，激励产生单元102产生间歇性正弦波电压。将该电压用作传感器系统的激励。为了获得图28中的激励产生单元的输出电压，激励产生单元通过正弦波生成单元103被提供频率为100kHz且振幅为1.5Vpp(1.5伏峰到峰)的正弦波，并且通过直流生成单元104被提供1.2V的DC电压。然后，激励产生单元102输出偏置为1.2V且频率为100kHz、振幅为1.5Vpp的间歇性正弦波电压。正弦波停止的时段中，输出1.2V的DC电压。
由激励产生单元102生成的电压被施加给传感器系统101。由激励产生单元102生成的电压被施加给传感器系统内的运算放大器110的非反相输入端子，因此该电压由于运算放大器的假想短路操作而出现在反相输入端子。换言之，当激励产生单元102输出频率为100kHz且振幅为1.5Vpp的电压时，频率为100kHz且振幅为1.5Vpp的电压被施加于由复用器201选择的电极。
当手指接近电极时在手指与电极之间形成静电电容Cin时，从传感器系统101经由Cin向手指流动交流电流。传感器系统101的输出是通过在根据交流电流的大小确定其振幅的间歇性正弦波电压上叠加噪声而得到的结果。传感器系统的输出电压在图28中表示为f(t)。
对解调单元105的操作进行说明。在传感器系统101的输出电压f(t)中，解调单元105如图28所示，通过使用信号yn(t)、信号xn(t)以及信号zn(t)输出xn(t)的真实信号的振幅估计值D(t)，其中n是整数并与由模拟多路复用器201选择的节点编号相对应。如在实施例1中详细所述，真实信号的振幅估计值表示为|Xn-Mn|。
如图28所示，控制器200对模拟多路复用器选择信号应用1、2、3、…6、应用激励产生单元102的操作计时以及解调单元105的操作计时。模拟多路复用器顺序地选择电极，由此顺序地获得与所有6个电极分别相对应的解调信号。
然后，在图未示的包括信号处理电路的模块中，基于解调单元105的输出值，计算触摸的有无和触摸位置。在图28所示的例子中，由于|X2－M2|具有峰值，因此具有检测到在电极H2上存在有触摸的可能性。然后，例如，当在|X5－M5|中检测到另一个峰值时，具有检测到在电极V2上存在有触摸的可能性以及检测到在触摸面板屏幕的中央存在有触摸的可能性。
对于触摸的检测，除了上述峰值的检测以外，通过计算与未触摸时取得的值之间的差或者利用信号的随时间变化的特征，使用不产生误判定的算法。如此，检测触摸的有无和触摸位置(坐标)。
在上面，作为解调单元105的输出，应用在实施例1中所述的|Xn－Mn|，作为解调单元105的输出，可应用在实施例2至实施例4中所述的|Xn－k·Mn|。
实施例6
对本发明的其他的静电电容式触摸面板进行说明。实施例6表示应用于投影互电容式触摸面板的例子。
(结构)
图29表示本发明的静电电容式触摸面板的结构。在本触摸面板中，在透明基板202上设置有多个电极(H1：203a、H2：203b、H3：203c和V1：203d、V2：203e、V3：203f)。因此，在基板上，形成有电极彼此交叉的9个交叉点。在各交叉点，由于彼此交叉的两个电极，形成静电电容。当指示体接近交叉点附近时，附近的电力线发生变化，因此由两个交叉的电极形成的静电电容的值发生变化。本触摸面板通过检测由两个交叉的电极形成的静电电容来检测触摸的有无和触摸位置。
沿横向延伸的各电极(203d、203e、203f)通过配线分别连接至模拟多路复用器209的节点1至节点3，模拟多路复用器209连接至激励产生单元102的输出端子。沿纵向延伸的电极(203a、203b、203c)通过配线一对一地连接至3个I－V转换器207a、207b、207c。各I－V转换器207a、207b、207c的结构和操作与示例性实施方式3的I－V转换器207的结构和操作相同。I－V转换器的输出被施加给解调单元(105a、105b、105c)。
解调单元105a～105c的输出被传输至图未示的包括信号处理电路的模块，因此，在包括该信号处理电路的模块中，基于解调单元105a～105c的输出值，计算触摸的有无和触摸位置。
模拟多路复用器209、激励产生单元102、以及解调单元105a至105c连接至图未示的控制器，从而对它们的操作和计时进行控制。
在本实施例中，尽管将电极的数目设为6，但该数目可任意设定，增大该数目能够使触摸面板的尺寸增大或者改善检测精度。
(操作)
参照图30对本发明的静电电容式触摸面板的操作进行说明。图30的模拟多路复用器选择信号表示由图29的模拟多路复用器209选择的节点编号。
本发明的驱动的一个特征是通过模拟多路复用器209在V1、V2、V3中选择一个电极的时段具有对所选择的电极施加正弦波来检测触摸的时段(t1至t1’)以及使正弦波停止的同时获得噪声时的时段(t0～t0’和t2～t2’)。
由于激励产生单元102不输出正弦波的时段中的I－V转换器输出电压、即激励产生单元102不输出正弦波的时段中的传感器系统输出电压中仅出现外部噪声，获得该特征，能够以高精度测量外部噪声。然后，充分利用该特征，能够高精度估计和去除在检测触摸的时段(t1～t1’)期间混合的噪声。
由于在本实施例中存在有三个I－V转换器207a～207c，将这些I－V转换器的输出电压称作f0(t)、f1(t)、f2(t)进行区别。在此设f0(t)表示连接至解调单元0：105a的I－V转换器207a的输出电压，f1(t)表示连接至解调单元1：105b的I－V转换器207b的输出电压，f2(t)表示连接至解调单元2：105c的I－V转换器的输出电压。
图30图示了f1(t)作为上述三个的代表。由于可将I－V转换器的输出电压如示例性实施方式3中所述视作传感器系统的输出，因此在图中称作传感器系统输出电压。
如在图30中从上而下第二个波形所示，激励产生单元102产生间歇性正弦波电压。将该电压用作传感器系统的激励。为了获得图30中的激励产生单元的输出电压，激励产生单元102通过正弦波生成单元103被提供频率为100kHz且振幅为1.5Vpp(1.5伏峰到峰)的正弦波，并且通过直流生成单元104被提供1.2V的DC电压。然后，激励产生单元102输出偏置为1.2V且频率为100kHz、振幅为1.5Vpp的间歇性正弦波电压。正弦波停止的时段中，输出1.2V的DC电压。
由激励产生单元102生成的电压经由模拟多路复用器209依次被施加给配置传感器系统的多个电极(V1至V3)。
当在电极彼此交叉的9个交叉点形成静电电容Cin(H1，V1)、Cin(H1，V2)…Cin(H3，V3)时(括号中的下标设为交叉的电极的名称)，当手指接近特定的电极时，静电电容的值减小。因此，I－V转换器的振幅相应地减小。图30中示出了连接至解调单元1：105b的I－V转换器207b的输出电压f1(t)。
对解调单元1(105b)的操作进行说明。解调单元105b如图30所示通过利用传感器系统的输出电压f1(t)的信号yn(t)、xn(t)、zn(t)，输出xn(t)的真实信号的振幅估计值D1(t)，其中n是整数并与由模拟多路复用器209选择的节点编号相对应。如在实施例1中详细所述，真实信号的振幅估计值表示为|Xn-Mn|。
如图30所示，图未示的控制器对模拟多路复用器选择信号应用1、2、3、1、2、3、…、应用激励产生单元102的操作计时以及解调单元105a至105c的操作计时。模拟多路复用器209依次选择电极，由此对所有的三个电极V1、V2、V3依次施加激励。另一方面，分别由I－V转换器和解调单元构成的对分别连接至三个电极H1、H2、H3，并行地输出解调信号。因此，当模拟多路复用器完成依次选择1、2、3时，能够获得所有的9个交叉点处的静电电容所对应的解调信号。
然后，在图未示的包括信号处理电路的模块中，基于解调单元105a至105c的输出值，计算触摸的有无和触摸位置。在图30所示的例子中，在模拟多路复用器选择节点2时获得的解调信号、即|X2－M2|中观察到峰值(最小)。这实现可能检测到在电极H2和电极V2之间的交叉点处进行触摸。
对于触摸的检测，除上述峰值检测以外，通过计算与未触摸时求得的值之间的差或者利用信号的随时间变化的特征，使用不产生误判定的算法。如此，检测触摸的有无和触摸位置(坐标)。
在上面，作为解调单元105a～105c的输出，应用在实施例1中所述的|Xn－Mn|，作为解调单元105a～105c的输出，可应用在实施例2至实施例4中所述的|Xn－k·Mn|。
可认为上述的本发明的实施例4具有如下的特征。具体而言，实施例4包括第一电极(即，电极V2)、第二电极(即，电极H2)、以及配置有对第一电极施加电压的驱动电路(对应于激励产生单元102)和测量并输出流经该第二电极的电流的检测电路(207)的传感器系统，并检测由第一电极和第二电极形成的电容器的静电电容，由此检测指示体的触摸状态或坐标。
另外，本发明的触摸面板包括对作为传感器系统205的输出的振幅调制信号进行解调的解调单元105a～105c，其中解调单元105a～105c使用激励产生单元102输出正弦波的时段中的传感器系统的响应、以及激励产生单元不输出正弦波的、至少紧接上述时段之前或紧接上述时段之后的时段中的所述传感器系统的响应这两者，生成解调信号。
工业适用性
本发明适用于使用振幅调制和解调系统的电子设备，诸如静电电容传感器、触摸面板、触摸传感器等。
附图标记的说明
100：静电电容传感器
101：传感器系统
102：激励产生单元
103：正弦波产生单元
104：DC产生单元
105、105a、105b、105c、105d：解调单元
110：运算放大器
111：加法器
120：电子设备
130：静电电容式触摸面板
131：电阻片(ITO)
132：偏光板
140：采样器
141：乘法器，141a：乘法器I，141b：乘法器Q
142：积分器，142a：积分器I，142b：积分器Q
143：寄存器，143a：寄存器I，143b：寄存器Q
144：乘法器，144a：乘法器I，1441b：乘法器Q
145：移相器
146：控制器
200：控制器
201：多路复用器
202：基板
203a，203b，203c，203d，203e，203f：电极
205：传感器系统
206：静电电容传感器
207：电流电压转换器(I-V转换器)
208：DC偏置电路
209：多路复用器

Claims (12)

1.一种电子设备，包括：
传感器系统；
激励产生单元，所述激励产生单元产生间歇性方波信号且将所述间歇性方波信号提供至所述传感器系统；以及
解调单元，所述解调单元解调振幅调制信号，该振幅调制信号为所述传感器系统的输出，
其中，所述解调单元通过使用以下二者来产生解调信号：
在所述激励产生单元输出方波的时段中，所述传感器系统的响应，和
在所述激励产生单元不输出方波的时段中，所述传感器系统的响应，所述激励产生单元不输出方波的时段至少为紧接于所述激励产生单元输出方波的时段之前的时段或紧跟在所述激励产生单元输出方波的时段之后的时段，以及
其中，将根据在所述激励产生单元输出方波的时段中的所述传感器系统的响应、通过从所述传感器系统的所述响应提取出所述方波的频率分量而计算出的振幅和相位获得的向量设为X；将在紧接于所述激励产生单元输出方波的时段之前的所述激励产生单元不输出方波的时段以及紧跟在所述激励产生单元输出方波的时段之后的所述激励产生单元不输出方波的时段中所述传感器系统的响应、通过从所述传感器的所述响应提取出所述方波的频率分量而分别计算出的振幅和相位获得的向量设为Y和Z，则所述解调信号对应于|X－k·M|的常数倍，其中M表示Y和Z的平均向量，k表示系数，k的值通过所述解调单元，根据所述激励产生单元不输出方波的时段的所述传感器系统的响应而确定为0或1。
2.根据权利要求1所述的电子设备，包括显示设备，
其中，所述显示设备的非寻址时段具有所述激励产生单元输出方波的时段和所述激励产生单元不输出方波的时段，以及
使用输出方波的所述时段中的所述传感器系统的响应以及不输出方波的所述时段中的所述传感器系统的响应二者，来产生所述解调信号。
3.一种包括根据权利要求1所述的电子设备的静电电容传感器，所述静电电容传感器包括：
电阻片；以及
包括驱动和检测电路的传感器系统，所述驱动和检测电路连接至所述电阻片以将电压施加至所述电阻片从而测量并输出流过所述电阻片的电流，
其中，通过检测由所述电阻片和指示体形成的电容器的静电电容以检测所述指示体的触摸状态或所述指示体的坐标。
4.一种包括根据权利要求1所述的电子设备的静电电容传感器，所述静电电容传感器包括：
电极；以及
包括驱动和检测电路的传感器系统，所述驱动和检测电路连接至所述电极以将电压施加至所述电极从而测量并输出流过所述电极的电流，
其中，通过检测由所述电极和指示体形成的电容器的静电电容以检测所述指示体的触摸状态或所述指示体的坐标。
5.一种包括根据权利要求1所述的电子设备的静电电容传感器，所述静电电容传感器包括：
第一电极；
第二电极；以及
传感器系统，所述传感器系统包括将电压施加于所述第一电极的驱动电路以及测量并输出流经所述第二电极的电流的检测电路，
其中，通过检测由所述第一电极和所述第二电极所形成的电容器的静电电容来检测指示体的触摸状态或指示体的坐标。
6.根据权利要求3到5中任一项所述的静电电容传感器，包括显示设备，
其中，所述显示设备的非寻址时段具有所述激励产生单元输出方波的时段和所述激励产生单元不输出方波的时段，以及
其中，使用输出方波的所述时段中的所述传感器系统的响应以及不输出方波的所述时段中的所述传感器系统的响应二者，来产生所述解调信号。
7.根据权利要求3到5中任一项所述的静电电容传感器，其中，使用以下两个振幅来确定系数k的值：在前噪声的振幅，所述在前噪声为在所述激励产生单元输出方波之前、不输出方波时获得的噪声；以及在后噪声的振幅，所述在后噪声为在所述激励产生单元输出方波之后、不输出方波时获得的噪声。
8.一种包括根据权利要求1所述的电子设备的触摸面板，包括：
电阻片；以及
包括驱动和检测电路的传感器系统，所述驱动和检测电路连接至所述电阻片以将电压施加至所述电阻片从而测量并输出流过所述电阻片的电流，
其中，通过检测由所述电阻片和指示体形成的电容器的静电电容以检测所述指示体的触摸状态或所述指示体的坐标。
9.一种包括根据权利要求1所述的电子设备的触摸面板，包括：
电极；以及
包括驱动和检测电路的传感器系统，所述驱动和检测电路连接至所述电极以将电压施加至所述电极从而测量并输出流过所述电极的电流，
其中，通过检测由所述电极和指示体形成的电容器的静电电容以检测所述指示体的触摸状态或所述指示体的坐标。
10.一种包括根据权利要求1所述的电子设备的触摸面板，包括：
第一电极；
第二电极；以及
传感器系统，所述传感器系统包括将电压施加于所述第一电极的驱动电路以及测量并输出流经所述第二电极的电流的检测电路，
其中，通过检测由所述第一电极和所述第二电极所形成的电容器的静电电容来检测指示体的触摸状态或指示体的坐标。
11.根据权利要求8到10中任一项所述的触摸面板，包括显示设备，
其中，所述显示设备的非寻址时段具有所述激励产生单元输出方波的时段和所述激励产生单元不输出方波的时段，以及
使用输出方波的所述时段中的所述传感器系统的响应以及不输出方波的所述时段中的所述传感器系统的响应二者，来产生所述解调信号。
12.一种电子设备，包括：
传感器系统；
激励产生单元，所述激励产生单元产生间歇性交流电流信号且将所述间歇性交流电流信号提供至所述传感器系统；以及
解调单元，所述解调单元解调振幅调制信号，该振幅调制信号为所述传感器系统的输出，
其中，所述解调单元通过使用以下二者来产生解调信号：
在所述激励产生单元输出交流电流的时段中，所述传感器系统的响应，和
在所述激励产生单元不输出交流电流的时段中，所述传感器系统的响应，所述激励产生单元不输出交流电流的时段至少为紧接于所述激励产生单元输出交流电流的时段之前的时段或紧跟在所述激励产生单元输出交流电流的时段之后的时段，以及
其中，将根据在所述激励产生单元输出交流电流的时段中的所述传感器系统的响应、通过从所述传感器系统的所述响应提取出所述交流电流的频率分量而计算出的振幅和相位获得的向量设为X；将在紧接于所述激励产生单元输出交流电流的时段之前的所述激励产生单元不输出交流电流的时段以及紧跟在所述激励产生单元输出交流电流的时段之后的所述激励产生单元不输出交流电流的时段中所述传感器系统的响应、通过从所述传感器的所述响应提取出所述交流电流的频率分量而分别计算出的振幅和相位获得的向量设为Y和Z，则所述解调信号对应于|X－k·M|的常数倍，其中M表示Y和Z的平均向量，k表示系数，k的值通过所述解调单元，根据所述激励产生单元不输出交流电流的时段的所述传感器系统的响应而确定为0或1。
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