JPWO2014058070A1 - 電子機器、静電容量センサ及びタッチパネル - Google Patents

Abstract

タッチパネルの励振周波数と、外来ノイズの周波数とが一致または近傍の場合、バンドパスフィルタではノイズを除去できない。また、タッチ検出動作期間が非アドレス期間等の短時間に限定される場合、周波数分能が低下しかつ平均化によるノイズ除去効果が低下するため、Ｓ／Ｎが低下する。本発明の電子機器は、センサシステム１０１と間欠的な正弦波信号を生成し、該センサシステムに与える励振生成部１０２と、該センサシステムの出力である振幅変調信号を復調する復調部１０５と、を含み、該復調部は、該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答ｘ１（ｔ）と、少なくともその直前直後どちらか一方の、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答ｚ１（ｔ）との両者を用いて、復調信号Ｄ（ｔ）を生成する。

Description

本発明は、電子機器、静電容量センサ及びタッチパネルに係り、特にＡＭ変復調システムを用いる電子機器、静電容量センサ及びタッチパネルに関する。

タッチパネルは、指やペンなどの指示体を用いて指し示された位置座標又は指し示す動作の有無を検出する装置であり、現在は、通常、液晶表示装置（Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｄｉｓｐｌａｙ、ＬＣＤ）やプラズマ表示装置（Ｐｌａｓｍａ Ｄｉｓｐｌａｙ Ｐａｎｅｌ、ＰＤＰ）、有機ＥＬディスプレイ等の表示装置と組み合わせて用いられる。

タッチパネルの出力を計算機に入力し、計算機によって表示装置の表示内容を制御したり、機器を制御したりすることにより、使い勝手の良いヒューマン・インターフェイスが実現される。現在、タッチパネルは、ゲーム機、携帯情報端末、券売機、現金自動預け払い機（ＡＴＭ）、カーナビゲーション等、日常生活において広く利用されている。また、計算機の高性能化及びネットワーク接続環境の普及に伴い、電子機器によって供給されるサービスが多様化し、タッチパネルを備えた表示装置に対するニーズが拡大し続けている。

タッチパネルの一方式として、表面容量式のタッチパネルがある。表面容量式のタッチパネルは、（イ）面抵抗体と、（ロ）該面抵抗体に接続され、該面抵抗体に、励振として交流電圧（正弦波電圧）を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する、駆動・検出回路とから構成される。

詳しくは、表面容量式のタッチパネルは透明基板とその表面に形成された、透明な面抵抗体と、その上面に形成された薄い絶縁膜とで構成される。この面抵抗体を、位置検出導電膜と呼ぶ。この方式のタッチパネルを駆動する際、位置検出導電膜の４隅に交流電圧を印加する。指または指示棒等（以下指等）でタッチパネルを触れると、位置検出導電膜と指等との静電容量結合によってキャパシタが形成される。このキャパシタを介して、指等に微小電流が流れる。この電流は、位置検出導電膜のそれぞれの隅から指等がタッチした点に流れる。駆動・検出回路により検出された電流に基づいて、信号処理回路が指等のタッチの有無と指等のタッチ位置の座標を計算する。具体的には、信号処理回路は位置検出導電膜の４隅の電流の和に基づいて、タッチの有無を検出する。また、位置検出導電膜の４隅の電流の比に基づいて、タッチ位置の座標を計算する。

このような表面容量式の動作原理に基づくタッチパネルが特許文献１〜５に開示されている。

特許文献１は、表示パネルとタッチパネルとを組み合わせて動作させるときに、表示パネルの駆動信号による位置検出精度の低下を防止するために、表示パネルの非表示期間中にタッチパネルに交流電圧を印加するとともに、表示パネルの対向電極に対して同じ交流電圧を印加する対向電極駆動手段を備えている。

また、特許文献２は、「ノイズが大きいときはＡＣ電圧振動レベルを大きくし、ノイズが少ないときにはＡＣ電圧振動レベルを小さくし、特定周波数ノイズの場合は別の電圧振動周波数に切り替えることにより安全性を確保し、Ｓ／Ｎ比が良くなり耐ノイズ性に優れ、且つ電気的に安全なタッチパネル装置」が示されている。

加えて、特許文献３では、「指がパネルへタッチしたときの位相及びＡＣ電圧を接触ベクトル信号として、前記両信号の位相差と振幅より、余弦定理を用いて算出したスカラー量を本来の指がタッチしたＡＣ信号として、前記タッチ位置を検出するに当たり、指が前記面抵抗体の近くに無い時の寄生信号による前記ＡＣ電圧や、容量性接地人体や抵抗性接地人体の指による前記信号の位相差を排除する」ことが記載されている。

続いて、特許文献４は、「演算回路は、ロングセンサ線ＬＳＬｉの出力と、ショートセンサ線ＳＳＬｉの出力を入力し、その差分（Ｄｅｌｔａ）と配線容量比Ｋｃを用いた演算により信号 成分Ｓを求める」ことが開示されている。

一方、特許文献５には、「これらの４箇所のノードは、それぞれＮａ、Ｎｂ、Ｎｃ、Ｎｄの記号が付されている。これらのノードには、後述する電流検出回路の各端子が接続される」ことが開示され、また、「ノードＮａ〜Ｎｄには、電流検出回路１３ａ〜１３ｄを介して、単極双投スイッチ２１ａ〜２１ｄを接続する。単極双投スイッチ２１ａ〜２１ｄの２接点の一方 には交流電圧源２２を接続し、他方（すなわち、図４でＣＯＭと記載されたノード）には蓄積容量線駆動回路を接続する。交流電圧の波形は、一例として、正弦波を利用することができる。」と記載されている。

一方、本発明人を含む特許出願人は、特許文献６および非特許文献１において、「信号の周波数とノイズの周波数が同一、あるいは、従来の周波数分解能では分解できない程度近傍のノイズを除去し、タッチの有無やタッチ位置を精度良く検出する」ことを課題として幾つかの提案を行っている。

特開２００７−３３４６０６号公報 特開２００６−１０６８５３号公報 特開２０１０−０８６２８５号公報 特開２０１１−０１３７５７号公報 特開２０１１−０１４１０９号公報 ＰＣＴ／ＪＰ２０１１／０６９６７３

Ｈ．Ｈａｇａ ｅｔ ａｌ．， "Ａ １０．４−ｉｎ． Ｏｎ−Ｃｅｌｌ Ｔｏｕｃｈ−Ｐａｎｅｌ ＬＣＤ ｗｉｔｈ Ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ Ｎｏｉｓｅ Ｓｕｂｔｒａｃｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ，" ＳＩＤ’ １２ Ｄｉｇｅｓｔ， ｐｐ ４８９−４９２ （２０１２） Ｓｏｃｉｅｔｙ ｆｏｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｄｉｓｐｌａｙ ２０１２ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ

以下の分析は、本発明者によってなされたものである。特許文献１に記載されたタッチパネルには次の六点の課題を有している。

第一の課題は、外来ノイズ（電界の変化、静電容量結合性のノイズ）に弱いことである。特許文献１では、表示パネルの駆動信号による位置検出精度の低下を防止するとされているものの、表示パネルの駆動信号以外に由来する外来ノイズ、例えば、タッチパネルのタッチする面の上方に配置された、インバータ回路を含んでなる蛍光灯から発せられるノイズに対して、影響を受けやすい。

理由の一つは、タッチパネルの動作原理に基づくものである。つまり、表面容量式のタッチパネルは、位置検出導電膜と指との間に形成されるキャパシタの静電容量を検出するものであるため、位置検出導電膜と指との間に、電磁界をシールドするためのシールド電極を形成することができないことである。このため、位置検出導電膜のタッチされる面は、外来ノイズに対して無防備な構造にならざるを得ない。そして、タッチパネルの寸法が大きくなるにつれて、外来ノイズの影響を受けやすくなる。

別の理由は、ノイズ源が増えているからである。例えば、チラツキを低減させるために開発されたインバータ式蛍光灯が市場に受け入れられ、その数が増加していることが挙げられる。あるいは、携帯機器用の充電器やＡＣアダプタにおいて、電源電圧の変換効率を高めるために開発されたスイッチング電源が多く採用されるようになってきたことが挙げられる。これらの機器から生じるノイズは、静電容量を検出する機器の正常動作を妨げる。

第二の課題は、タッチパネルの励振周波数とノイズの周波数とが一致する場合、若しくは近傍の場合、バンドパスフィルタではノイズを除去できないことである。

上記で例示したノイズの基本周波数あるいは、その高調波の周波数は、タッチパネルの励振周波数と一致する、またはその近傍である。一方、特許文献１に記載がある同期検波回路は、励振周波数と異なる周波数のノイズを除去するためにフィルタリングを行うとされている。よって、このように、観測信号を周波数で分解、選択する手法では、励振周波数とノイズの周波数が一致した場合ノイズを除去することができない。

また、ノイズの周波数が励振周波数の近傍の場合、バンドパスフィルタの通過域と阻止域との間に存在する減衰域（あるいは遷移域）を通して、ノイズが混入してしまう。つまり、実現可能なフィルタはその周波数分解能に一定の限度を有すため、励振周波数の近傍の周波数のノイズを除去できない。

第三の課題は、タッチ検出動作期間が、非表示期間（非アドレス期間）等に限定される場合、周波数分能が低下し、真の信号の周波数近傍のノイズが除去できないことである。例えば、ペリオドグラムスペクトル推定法の場合、対象信号が振幅の等しい２つの正弦波信号からなる場合、

Ｔ：信号取得期間
となるスペクトルピークを分離できるとされる。

この場合、信号取得期間Ｔが５００マイクロ秒のとき、Δｆは２ｋＨｚであり、真の信号を１００ｋＨｚ、ノイズを９９ｋＨｚとした場合、両者を周波数で分解することはできないと考えられる。

第四の課題は、平均化によるノイズ除去効果が低下し、Ｓ／Ｎが低下する。例えばポアソン分布の雑音が重畳された観測信号を多数回取得し、平均化により、ノイズを相殺してノイズを低減化させる場合、ノイズの低減量は取得回数の平方根に比例するとされることである。つまり、信号取得期間が非表示期間（非アドレス期間）等の短時間に制限される場合、平均化によるノイズ除去効果が低下し、Ｓ／Ｎが低下する。

第五の課題は、本願出願人が特願２００９−１６３４０１で示したように、位置検出導電膜と指との間に、偏光板が存在するという構造を適用する場合、位置検出導電膜と指との間で形成される静電容量が小さくなり、Ｓ／Ｎが低下することである。また、位置検出導電膜と指との間に保護ガラス等を挿入した場合、同様にＳ／Ｎが低下する。

第六の課題は、特許文献６や非特許文献１において、本願発明者や本願出願人が解決していない課題であり、さらに多様なノイズに対して、高いＳ／Ｎ比を得る必要があることである。特許文献６では全てのｎ（ｎは、非アドレス期間に対して順に１，２，３，・・・，と付与した番号）に対して｜Ｘ_ｎ−Ｍ_ｎ｜を計算し、この値を復調部の出力とした。しかし、全てのｎに対して｜Ｘ_ｎ−Ｍ_ｎ｜の計算を適用するとＳ／Ｎが低下する場合があることを本願発明者は見出した。

そこで、信号の周波数とノイズの周波数が同一、あるいは、従来の周波数分解能では分解できない程度近傍のノイズを除去し、タッチの有無やタッチ位置を精度良く検出することができる電子機器、静電容量センサ及びタッチパネルを提供することが課題となる。

前記の課題を解決するために本発明に係る電子機器は、センサシステムと間欠的な正弦波信号を生成し、該センサシステムに与える励振生成部と、該センサシステムの出力である振幅変調信号を復調する復調部と、を含み、該復調部は、該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、少なくとも前記期間の直前と直後のどちらか一方の、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする電子機器であって、該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答から算出される、該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをＸとし、その直前および直後の該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答から算出される該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをそれぞれ、Ｙ、Ｚとしたとき、該復調信号は、｜Ｘ−ｋ・Ｍ｜の定数倍、ただしＭはＹとＺとの平均ベクトル、ｋは係数とされ、該ｋの値は、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答を用いて決定されることを特徴とする。

また、前記の課題を解決するために本発明に係る静電容量センサは、面抵抗体と、該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する電子機器を含む。

さらに、静電容量センサは、電極と、該電極に接続された、該電極に電圧を印加し、該電極に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、該電極と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。

さらに、第１電極と、第２電極と、該第１電極に電圧を印加する駆動回路と、該第２電極に流れる電流を測定し出力する検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し該第１電極と第２電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。

また、表示装置を含み構成され、該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする。

加えて、前記の課題を解決するために本発明に係るタッチパネルは、面抵抗体と、該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。

その上、電極と、該電極に接続された、該電極に電圧を印加し、該電極に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、電極と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。

一方、前記の課題を解決するために本発明に係るタッチパネルは、第１電極と、第２電極と、該第１電極に電圧を印可する駆動回路と、該第２電極に流れる電流を測定し出力する検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し該第１電極と第２電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。

その上で、前記の課題を解決するために本発明に係る電子機器は、表示装置を含み構成され、該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成する。

他方、表示装置を含み構成され、表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする。

また、本明細書および請求項において、励振生成部は正弦波を出力する、と記載しているが、この場合の出力は、単一周波数の正弦波に限定されるものではないことを注意しておく。全ての信号は、異なる周波数の正弦波の級数としてあらわすことができる（フーリエ級数展開）。つまり、励振生成部が、例えば矩形波を出力する場合、この矩形波は、異なる周波数の正弦波の級数である。この場合、この矩形波の基本周波数の正弦波に着目して、信号処理し、復調信号を得ればよい。このように、励振生成部が矩形波を出力する場合であっても、本発明に含まれる。同様な理由により、励振生成部が、いかなる交流を出力する場合であっても、本発明に含まれる。

本発明に係る電子機器、静電容量センサ、タッチセンサ及びタッチパネルを実施することにより、以下の六点の効果を得ることができる。

第一の効果は、正弦波を停波してノイズを取得するので、指の有無（タッチの有無）に関わらず、正確にノイズを取得できることである。

第二の効果は、正弦波を停波して取得した「ノイズ」の信号処理経路と、正弦波を与えて取得した「真の信号＋ノイズ」の信号処理経路とは同一であるため、正確にノイズを取得できることである。

第三の効果は、「真の信号＋ノイズ」と「ノイズ」とのベクトルどうしの減算を行うため、真の信号とノイズとが同一の周波数であっても、真の信号を正確に求めることができることである。

第四の効果は、前方ノイズ（励振生成部が正弦波を出力する前の停波時に取得したノイズ）と後方ノイズ（励振生成部が正弦波を出力した後の停波時に取得したノイズ）の平均ベクトルを使うことで、周波数分解能を超越して真の信号の近傍周波数のノイズを除去することができることである。

第五の効果は、前方ノイズと後方ノイズの平均ベクトルを使うことで、ノイズの振幅が変動した場合でも、精度よくノイズを除去できることである。

第六の効果は、多様なノイズに対して、高いＳ／Ｎ比を得ることができることである。特に本発明に係る制御手段を適用することで、インバータ回路が停止している環境でのＳ／Ｎ低下の問題を回避し、その一方、インバータ回路が動作した環境でＳ／Ｎを高めることができる。

本発明は、上記六点の効果により、外来ノイズに強く、Ｓ／Ｎの高いタッチパネル及び電子機器を提供することを可能とする。

本発明の実施形態１における電子機器のブロック図である。 本発明の実施形態１における静電容量センサのブロック図である。 本発明の実施形態１における静電容量センサのタイミングチャートである。 本発明の演算を説明するためのセンサシステム出力電圧のグラフである。 本発明の実施形態１における復調部の演算を示すベクトル図である。 本発明の実施形態２における演算を説明するための復調部入力電圧である。 本発明の実施形態２における復調部を説明するためのベクトル図である。 本発明の実施形態２における復調部を説明するためのベクトル図である。 本発明の実施形態２における復調部を説明するためのベクトル図である。 本発明の実施形態３における静電容量センサのブロック図である。 本発明の実施例１における静電容量式タッチパネルの構成図である。 本発明の実施例１における静電容量式タッチパネルのタイミングチャートである。 本発明の実施例１における静電容量式タッチパネルの信号波形である。 本発明の実施例１における静電容量式タッチパネルの信号処理を説明するブロック図である。 本発明の実施例１における静電容量式タッチパネルの信号波形である。 本発明の実施例２における復調部における処理の流れ図である。 本発明の実施例２における復調部内部で得られたインバータ回路ＯＮ時の位相グラフであって、（ａ）は角度［Ｙ_１，ｓ］であり、（ｂ）は角度［Ｚ_１，ｓ］である。 本発明の実施例２における復調部内部で得られたインバータ回路ＯＦＦ時の位相グラフであって、（ａ）は角度［Ｙ_１，ｓ］であり、（ｂ）は角度［Ｚ_１，ｓ］である。 本発明の実施例２における復調部内部で図１７に対し位相の回転方向と量を推定して得られたインバータ回路ＯＮ時の位相グラフであって、（ａ）は角度［Ｙ_１，ｓ］であり、（ｂ）は角度［Ｚ_１，ｓ］である。 本発明の実施例２における復調部内部で図１８に対し位相の回転方向と量を推定して得られたインバータ回路ＯＦＦ時の位相グラフであって、（ａ）は角度［Ｙ_１，ｓ］であり、（ｂ）は角度［Ｚ_１，ｓ］である。 本発明の実施例２における静電容量式タッチパネルのインバータ回路ＯＮ時のＳ／Ｎのグラフである。 本発明の実施例２における静電容量式タッチパネルのインバータ回路ＯＦＦ時のＳ／Ｎのグラフである。 本発明の実施例３における復調部の処理のフローチャートである。 本発明の実施例３における静電容量式タッチパネルの、インバータ回路オン時のＳ／Ｎのグラフである。 本発明の実施例３における静電容量式タッチパネルの、インバータ回路オフ時のＳ／Ｎのグラフである。 本発明の実施例４における復調部の処理のフローチャートである。 本発明の実施例５における静電容量式タッチパネルの構成図である。 本発明の実施例５における静電容量式タッチパネルのタイミングチャートである。 本発明の実施例６における静電容量式タッチパネルのブロック図である。 本発明の実施例６における静電容量式タッチパネルのタイミングチャートである。

（実施形態１）
本発明の静電容量センサについて説明する。一般的な静電容量センサは、背景技術で示したタッチパネルの機能から、位置の検出の機能を省くことで、その機能が実現される。位置の検出機能が省かれるため、面抵抗体の代わりに面導体、もしくは単に導体を用いることが可能である。

（構成）
図２に本発明の静電容量センサ１００のブロック図を、図１に、本発明の静電容量センサを抽象化した、本発明の電子機器１２０のブロック図示す。図２に示す静電容量センサ１００は、図に記載したキャパシタＣ_ｉｎの静電容量を検出するように構成されている。この静電容量センサは、キャパシタＣ_ｉｎの静電容量及び励振を入力とし、キャパシタＣ_ｉｎの静電容量に応じた信号を出力するセンサシステム１０１と、該励振を生成する励振生成部１０２と、励振生成部に接続された正弦波生成部１０３と、直流生成部１０４とを有する。センサシステムの出力は復調部１０５に入力され、この復調部により復調信号が生成される。

励振生成部は間欠的な正弦波信号を生成する。間欠的な正弦波信号を生成する手段は、図２で例示したように、正弦波生成部１０３と、直流生成部１０４とを有し、これらを切り替える手段がある。しかし、この手段に限定されるものではない。他の手段として、例えば、ＤＡコンバータを用いて、このＤＡコンバータに与えるデジタル信号が、間欠的な正弦波を離散化した信号であってもよい。

センサシステムは、演算増幅器１１０と、その帰還路に挿入された抵抗Ｒ_ｆと、キャパシタＣ_ｆとで構成され、さらに、演算増幅器１１０の出力電圧と励振電圧とを減算する加算器１１１を備える。

この演算増幅器１１０を理想オペアンプと仮定し、センサシステム１０１に入力する励振の電圧をＶ_１、センサシステムの出力電圧をＶ_２とすると、このセンサシステムの周波数応答Ｈ（ｊω）は、図から求まる回路方程式を解くことで、次の数式となる。

ここで、ωは励振の角周波数、ｊは虚数単位をあらわす。

上記数式より、このセンサシステムの振幅応答｜Ｈ（ｊω）｜は、

となる。

数式３に示すように、このセンサシステム１０１の出力の振幅は、キャパシタＣ_ｉｎの静電容量に比例する。

また、このセンサシステムの出力は、その周波数が励振の周波数と一致し、その振幅は、キャパシタＣ_ｉｎの静電容量に応じて変化するので、このセンサシステムは振幅変調システムということができる。

図２を抽象化すると図１のように表される。ここでセンサシステムの入力Ｓ（ｔ）は、電圧や電流といった電気信号のみならず、この実施形態で示したように静電容量とすることもできる。

（動作）
図３を参照し、本発明の静電容量センサの動作について説明する。

励振生成部１０２は、図３の一番上の波形すなわち励振生成部出力電圧に示すように、間欠的な正弦波電圧を生成する。これをセンサシステム１０１に励振として供給する。この例では、正弦波の周波数を１００ｋＨｚとする。センサシステムはこの励振およびキャパシタＣ_ｉｎの静電容量に応答して、図３の２番目の波形すなわち、センサシステム出力電圧に示すように、電圧ｆ（ｔ）を出力する。励振生成部１０２が正弦波を出力している期間のセンサシステムの応答を、図のように、ｘ_１（ｔ），ｘ_２（ｔ）とし、励振生成部が停波の期間のセンサシステムの出力電圧をｚ_１（ｔ），ｚ_２（ｔ）とする。

数式２によると、励振生成部が停波の期間のセンサシステムの出力電圧の振幅はゼロとなる。しかし、実際はノイズが混入し、ゼロとならない。タッチセンサやタッチパネルなどの多くの場合、図２に示したキャパシタＣ_ｉｎの静電容量は、指示体（指）と面抵抗体とで形成されるキャパシタの静電容量であり、キャパシタＣ_ｉｎの一部を構成する面抵抗体には外来ノイズ（電界の変化、静電容量結合性のノイズ）が容易に混入する。図３においてｚ_１（ｔ），ｚ_２（ｔ）がゼロでない理由は、このノイズの影響をあらわしているからである。外来ノイズが定常的な場合、励振が正弦波であるか、あるいは停波（ＤＣ）であるかにかかわらず外来ノイズが混入するため、ｘ_１（ｔ），ｘ_２（ｔ）にも、ノイズは混入している。つまり、ｘ_１（ｔ），ｘ_２（ｔ）には、真の信号にノイズの加わった信号（真の信号＋ノイズ）が、ｚ_１（ｔ），ｚ_２（ｔ）にはノイズのみが現れている。

発明者らが見出した重要なことは、ｚ_１（ｔ），ｚ_２（ｔ）は、キャパシタＣ_ｉｎの静電容量に依存せず、外来ノイズをあらわすことである。つまり、タッチセンサやタッチパネルの場合、指示体である指の有無に関わらず、ノイズのみが現れることである。この理由は、指と位置検出導電膜とで形成されるキャパシタＣ_ｉｎのインピーダンスが、センサシステムのインピーダンスに対して十分高いため、位置検出導電膜に混入したノイズは、指の有無に関わらず、電流としてセンサシステムに流入するからである。

そして、励振生成部が正弦波を出力している期間のセンサシステム出力電圧に混入しているノイズと、その前後の励振生成部が停波している期間のセンサシステム出力電圧に混入しているノイズとに相関が認められたことである。

復調部１０５はセンサシステム１０１の出力信号を受け上記特徴を活かして、ノイズを除去する。真の信号＋ノイズを含む観測信号ｘ_１（ｔ）と、ノイズをのみ含む観測信号ｚ_１（ｔ）から、ｘ_１（ｔ）の真の信号、ここではｘ_１（ｔ）の真の信号の振幅を求める例について説明する。

復調部１０５では、センサシステム出力電圧ｆ（ｔ）から、時間間隔Δｔごとに周期的に信号値を読み出し、離散時間信号ｆ（ｉΔｔ），ｉ∈Ｚ（Ｚ：整数の集合）に変換する。ｘ_１（ｔ）をこのようにサンプリングしてｘ_１（ｉΔｔ），ｉ＝０，１，２，・・・Ｎ−１を、ｚ_１（ｔ）をサンプリングしてｚ_１（ｉΔｔ），ｉ＝０，１，２，・・・Ｑ−１を得る。

ｘ_１（ｉΔｔ）の離散フーリエ変換Ｄｋのうち、励振の正弦波の周波数である１００ｋＨｚに対応するＤｋをＸ_１とすれば、

ここで、ｊは虚数単位、Ｎはサンプル数、と、複素数Ｘ_１を求めることができる。複素数Ｘ_１は、ベクトルＸ_１≡（Ｒｅ｛Ｘ_１｝，Ｉｍ｛Ｘ_１｝）、Ｒｅ｛Ｘ_１｝は複素数Ｘ_１の実部、Ｉｍ｛Ｘ_１｝は複素数Ｘ_１の虚部と記述でき、２次元ベクトルＸ_１で表現することもできる。そしてこれらは同値である。

同様に、ｚ_１（ｉΔｔ）の離散フーリエ変換Ｄｋのうち、正弦波の周波数である１００ｋＨｚに対応するＤｋをＺ_１とすれば、

ここで、ｊは虚数単位、Ｑはサンプル数、と、複素数Ｚ_１を求めることができる。複素数Ｚ_１は、ベクトルＺ_１≡（Ｒｅ｛Ｚ_１｝，Ｉｍ｛Ｚ_１｝）と、２次元ベクトルＺ_１で表現することもできる。そしてこれらは同値である。

次に、観測信号ｘ_１（ｔ）に含まれるノイズの１００ｋＨｚの成分は、観測信号ｚ_１（ｔ）の１００ｋＨｚの成分と同じであると仮定して、ベクトルＸ_１−ベクトルＺ_１を計算する。そして、その大きさである｜Ｘ_１−Ｚ_１｜をｘ_１（ｔ）の真の信号の振幅として、復調信号Ｄ（ｔ）とし、復調部の出力とする。

観測信号のモデルを用いて、上記で説明した復調部の動作を具体的数値を当てはめながら説明する。

観測信号のモデルを図４に示す。観測信号のモデルをｆ（ｔ）と表すと、ｆ（ｔ）は、２Ｖ振幅の真の信号（Ｖ_ｓｉｇ）と１Ｖ振幅のノイズ（Ｖ_{ｎｏｉｓｅ}）を加算した、次の信号である。

Δｔ＝０．１マイクロ秒としてサンプリングし、ｆ（ｔ）をｆ（ａΔｔ）、ａ＝０，１，２，・・・４９９９と離散化した。

ｘ_１（ｉΔｔ），ｚ_１（ｉΔｔ）は図４内に示す信号とした。また、ｘ_１（ｉΔｔ）の長さ（時間）、すなわちｔ_１’−ｔ_１は、後に１００ｋＨｚの成分を抽出することを考慮すると、１００ｋＨｚの周期の整数倍、すなわちｎｘ１０マイクロ秒、ｎは正の整数、とすることが望ましい。

具体的には、ｘ_１（ｉΔｔ）、ｉ＝０〜１９９９をｆ（ａΔｔ）、ａ＝１０００〜２９９９、とし、ｔ_１’−ｔ_１を２００マイクロ秒（ｎ＝２０）とした。

また、ｚ_１（ｉΔｔ）の開始時刻ｔ２は、ｔ_１＋ｍｘ１０μｓｅｃ、ｍは正の整数、とすることが望ましく、さらに、ｚ_１（ｔ）の長さ（時間）、すなわちｔ_２’−ｔ_２は、１００ｋＨｚの周期の整数倍、すなわちｗｘ１０マイクロ秒、ｗは正の整数とすることが望ましい。

具体的には、ｚ_１（ｉΔｔ）、ｉ＝０〜１９９９をｆ（ａΔｔ）、ａ＝３０００〜４９９９とし、ｔ_２＝ｔ_１＋２００マイクロ秒（ｍ＝２０）、ｔ_２’−ｔ_２を２００マイクロ秒（ｗ＝２０）とした。

Ｘ_１，Ｚ_１を計算すると、次の結果が得られた。

上の複素数をベクトルと捉え、ベクトルＸ_１、ベクトルＺ_１、および、ベクトルＸ_１−ベクトルＺ_１を複素平面上にプロットすると、図５のようになる。

ベクトルＸ_１−ベクトルＺ_１の大きさは図のとおり１．０であり、ここで、図５の各ベクトルの大きさは、１００ｋＨｚの信号の振幅の１／２であることに注意すると、ベクトルＸ_１−ベクトルＺ_１により、真の信号の振幅が２Ｖであることが算出された。一方、算出されたｘ_１（ｉΔｔ）の振幅である２ｘ｜Ｘ_１｜（１．５Ｖ）および算出されたｚ_１（ｉΔｔ）の振幅である２ｘ｜Ｚ_１｜（１．０Ｖ）といった振幅の情報のみに基づいて、真の信号の振幅（２Ｖ）を導出することは困難である。

このｘ_１（ｉΔｔ）の振幅（１．５Ｖ）およびｚ_１（ｉΔｔ）の振幅（１．０Ｖ）は、ｘ_１（ｉΔｔ）、ｚ_１（ｉΔｔ）それぞれの信号の１００ｋＨｚ成分の振幅を求めたことと等価である。つまり、従来の周波数分離を用いたノイズ除去のみでは真の信号の振幅を求めることはできない。

上記では、ｘ_１（ｉΔｔ）、ｚ_１（ｉΔｔ）からＸ_１、Ｚ_１を算出し、｜Ｘ_１−Ｚ_１｜を計算することで、復調信号Ｄ（ｔ）の一つの値を求める例を示した。Ｄ（ｔ）の次の値については、図３に示すように、ｘ_２（ｔ）、ｚ_２（ｔ）からＸ_２、Ｚ_２を算出し、｜Ｘ_２−Ｚ_２｜を計算する。以降のＤ（ｔ）の値についても同様に計算することで復調信号Ｄ（ｔ）を求める。

作用、効果は２つ存在し、第一の効果は、正弦波を停波してノイズを取得するので、指の有無に関わらず、あるいは指の有無が変化した場合や、指の押し圧が変化してキャパシタＣ_ｉｎの静電容量が変化した場合であっても、正確にノイズを取得できることである。

また、第二の効果は「真の信号＋ノイズ」と「ノイズ」とのベクトルどうしの減算を行うため、真の信号とノイズとが同一周波数であっても、真の信号を正確に求めることができることである。

（実施形態２）
実施形態１では、観測信号ｘ_１（ｉΔｔ）の真の信号の振幅を求めるために観測信号ｚ_１（ｉΔｔ）を利用した。すなわち、観測信号ｘ_１（ｉΔｔ）の時間的に後に観測したノイズｚ_１（ｉΔｔ）を利用して、ノイズを除去した。この実施形態２では、観測信号ｘ_１（ｉΔｔ）の前後のノイズを利用して観測信号ｘ_１（ｉΔｔ）の真の信号の振幅を求める形態について、復調部の動作を中心に説明する。

図６に復調部１０５の入力信号を離散化した観測信号のモデルｆ（ａΔｔ）、ａ＝０，１，２，・・・、Δｔ＝０．４マイクロ秒を示す。

ｆ（ａΔｔ）は振幅１Ｖの真の信号（Ｖ_ｓｉｇ）と、時間経過に比例して振幅が変化する９９ｋＨｚのノイズ（Ｖ_{ｎｏｉｓｅ}）を加算したものである。これを数式で示すと次の通りとなる。

ｙ（ｉΔｔ）、ｘ（ｉΔｔ）、ｚ（ｉΔｔ）はそれぞれ、ｆ（ａΔｔ）から次のように切り出した信号とした。

ｙ（ｉΔｔ）、ｉ＝０〜３９９をｆ（ａΔｔ）、ａ＝３８００〜４１９９、としｘ（ｉΔｔ）、ｉ＝０〜１６２４をｆ（ａΔｔ）、ａ＝４２５０〜５８７４、としｚ（ｉΔｔ）、ｉ＝０〜２９９をｆ（ａΔｔ）、ａ＝６０００〜６２９９、とした。

ここで、便宜的にｙ（ｉΔｔ）に前方ノイズ、ｚ（ｉΔｔ）に後方ノイズと名づけた。

復調部では、実施形態１同様な手法を用いて、観測信号ｙ（ｉΔｔ），ｚ（ｉΔｔ）から、複素数Ｙ_ｍ，Ｚ_ｍを次の数式で求める。

ここで、Δｔはサンプリング周期、ｊは虚数単位をあらわす。

ここで求めたベクトルＹ_ｍ、Ｚ_ｍを図７内に模式的に示した。

次にベクトルＹ_ｍ，ベクトルＺ_ｍから、時刻ｔ_１及び時刻ｔ_１’のノイズベクトルＹ，Ｚを推測する。推測法は次の通りである。時刻が（ｔ_０＋ｔ_０’）／２のときのノイズベクトルをＹ_ｍ、時刻が（ｔ_２＋ｔ_２’）／２のときのノイズベクトルをＺ_ｍ、とする。

Ｙ_ｍからＺ_ｍへと、時間に比例してベクトルの振幅と位相が変化すると近似し、時刻ｔ_１及び時刻ｔ_１’のノイズベクトルＹ，Ｚを得る。図７にＹ_ｍ，Ｚ_ｍとＹ、Ｚの関係を模式的に示した。

次にベクトルＹ、Ｚからこれらの平均ベクトルＭを算出する。平均ベクトルＭの算出について図８を参照して説明する。

ベクトル表現と複素数表現とは前述のとおり同値であり、複素数でＭの算出式を表すと次の通りとなる。

ここで、Ｔは図６のｔ_１’−ｔ_１、Ａ_Ｓ，θ_ＳはベクトルＹの振幅と位相、Ａ_Ｅ，θ_ＥはベクトルＺの振幅と位相をあらわす。図９（ａ）に、図６のモデル信号から、上記にしたがって求めたＹ、Ｚ及びＭを示す。

次に、実施形態１同様にＸを求めて、Ｘ−Ｍを演算する。Ｘは次の数式で表示される。

ここで、Δｔはサンプリング周期、ｊは虚数単位で計算される。

図６のｘ（ｉΔｔ）から求めたＸおよび、先に求めたＭ、そしてＸ−Ｍを図９（ｂ）に示す。

図９（ｂ）より｜Ｘ−Ｍ｜は０．５であり、この値は真の信号の振幅の１／２の値を表すことに注意すると、真の信号の振幅１．０Ｖが正しく求められることが確認された。つまり、励振の周波数１００ｋＨｚにきわめて近い９９ｋＨｚというノイズが混入した場合でも、正確にノイズが除去されることが示された。

また、一般に、今回のｘ（ｉΔｔ）のように、信号取得期間が制限される場合、周波数分解能が低下して、真の信号の周波数近傍のノイズが除去できない。一方、本実施形態で示したとおり、ｘ（ｉΔｔ）の前方のノイズｙ（ｉΔｔ）と後方のノイズｚ（ｉΔｔ）を利用することで、周波数分解能を超越して、近傍周波数のノイズを除去することができた。

さらに、本実施形態で示したように、ノイズの振幅が時間に依存する場合であっても、平均ベクトルＭを使うことで、精度良くノイズを除去することができる。

（作用・効果）
作用効果として以下の２つが挙げられる。

第一に前方ノイズと後方ノイズから計算される平均ベクトルを使うことで、周波数分解能を超越して近傍周波数のノイズを除去することができることである。

第二に前方ノイズと後方ノイズから計算される平均ベクトルを使うことで、ノイズの振幅が変動した場合でも、精度よくノイズを除去できることである。

（実施形態３）
実施形態３は、本発明を静電容量センサに適用した形態である。

（構成）
図１０に本発明の静電容量センサ２０６のブロック図を示す。図１０に示す静電容量センサ２０６は、図１０内に記載したキャパシタＣ_ｉｎの静電容量を検出するように構成されている。この静電容量センサ２０６は、キャパシタＣ_ｉｎの静電容量及び励振を入力とし、キャパシタＣ_ｉｎの静電容量に応じた信号を出力するセンサシステム２０５と、該励振を生成する励振生成部１０２と、励振生成部１０２に接続された正弦波生成部１０３と、直流生成部１０４とを有する。センサシステム２０５の出力は復調部１０５に入力され、この復調部１０５により復調信号が生成される。

前述の図２の静電容量センサは、グランドに接続されたキャパシタＣ_ｉｎの静電容量を検出する構成であった。一方、本実施形態である図１０の静電容量センサ２０６は、ノードＮ１、ノードＮ２の間に接続されたキャパシタＣ_ｉｎの静電容量を検出する。また、図１０の静電容量センサは、ノードＮ１とグランドとの間に寄生容量が形成された場合であっても、この影響を受けることなくキャパシタＣ_ｉｎの静電容量を検出できる。

励振生成部１０２は間欠的な正弦波信号を生成する。

センサシステム２０５は、電流電圧変換器（Ｉ−Ｖ変換器）２０７と、キャパシタＣ_ｉｎを構成する一方の電極（ノードＮ１に接続された電極）と、Ｉ−Ｖ変換器２０７に接続された直流バイアス回路２０８（グランドのみでもよい）とで構成される。

Ｉ−Ｖ変換器２０７は、演算増幅器１１０と、帰還路に挿入された抵抗Ｒ_ｆと、帰還路に挿入されたキャパシタＣ_ｆとで構成され、演算増幅器１１０の反転入力端子にキャパシタＣ_ｉｎを構成する他方の電極（ノードＮ２に接続された電極）が接続される。

この演算増幅器１１０を理想オペアンプと仮定し、センサシステム２０５に入力する励振の電圧をＶ_１、センサシステム２０５の出力電圧をＶ_２とすると、このセンサシステム２０５の周波数応答Ｈ（ｊω）は、図１０から求まる回路方程式を解くことで、［数２］と同一になる。そして、このセンサシステムの振幅応答｜Ｈ（ｊω）｜は、［数３］と同一となる。よって、このセンサシステム２０５の出力の振幅は、キャパシタＣ_ｉｎの静電容量に比例する。

また、このセンサシステム２０５の出力は、その周波数が励振の周波数と一致し、その振幅は、キャパシタＣ_ｉｎの静電容量に応じて変化するので、このセンサシステム２０５は振幅変調システムということができる。

（動作）
上述の説明より図１０のセンサシステム２０５の入出力特性と、前述の図２のセンサシステム１０１の入出力特性が同一であるため、その動作は実施形態１、あるいは実施形態２と同一となる。このため、動作に関する説明は省略する。

以上述べた本発明の実施形態３は、次の特徴を有するといえる。すなわち、本発明の静電容量センサ２０６は、第１電極（図１０のキャパシタＣ_ｉｎの、ノードＮ１側の電極）と、第２電極（図１０のキャパシタＣ_ｉｎの、ノードＮ２側の電極）と、該第１電極に電圧を印加を印可する駆動回路（励振生成部１０２が該当する）と、該第２電極に流れる電流を測定し出力する検出回路（Ｉ−Ｖ変換機２０７）とから構成されるセンサシステム２０５と、を有し、該第１電極と第２電極とで形成されるキャパシタＣ_ｉｎの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。

また、本発明の静電容量センサ２０６は、該センサシステム２０５の出力である振幅変調信号を復調する復調部１０５を含み、該復調部１０５は、該励振生成部１０２が正弦波を出力した期間の該センサシステム２０５の応答と、少なくとも前記期間の直前と直後のどちらか一方の、該励振生成部１０２が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成する。

本発明の静電容量式タッチパネルについて説明する。

（構成）
図１１に本発明の静電容量式タッチパネル１３０の構成を示す。図１１に示すタッチパネルは、指と面抵抗体１３１との間に形成されるキャパシタＣ_ｉｎの静電容量を利用して、タッチの有無とタッチ位置とを検出する。

面抵抗体１３１は、ＩＴＯ（Ｉｎｄｉｕｍ−ｔｉｎ−ｏｘｉｄｅ）膜を利用した。該ＩＴＯ膜は図示しないガラス基板上に、一様なシート抵抗値、ここでは８００オームを有するベタ膜である。このＩＴＯ膜上に、絶縁体、ここでは、液晶表示装置を構成するために用いられる偏光板１３２を、酸を含まない糊を用いて貼り付けた。

ＩＴＯ膜１３１の４隅に、配線を接続する。各配線は図１１に示すように４つのセンサシステム１０１へ接続される。センサシステムの構成は実施形態１のそれと同様である。４つのセンサシステムには、励振生成部１０２の出力電圧が入力され、各センサシステムの出力は、復調部１０５（復調部０〜復調部３）に与えられる。

復調部の出力は、図示しない、信号処理回路を含むブロックへ伝えられ、この信号処理回路を含むブロックで、復調部の出力値に基づき、タッチの有無とタッチ位置とを算出する。

（動作）
図１２を参照して、本発明の静電容量式タッチパネルの動作を説明する。

本発明の静電容量式タッチパネルは、液晶表示装置（ＬＣＤ）の表示面上に配設され、ＬＣＤの駆動ノイズを避けるように駆動される。

図１２の非アドレス明示信号は、ＬＣＤの非アドレス期間を明示する信号で、非アドレス期間にハイレベルとされる信号である。ここで、非アドレス期間とは、ＬＣＤの走査線が走査されていない期間を指し、最後の走査線の選択が終了した後以降、最初の走査線が選択される前までの期間を指す。

本発明の駆動の特徴の一つは、非アドレス期間中に、励振に正弦波を与えてタッチを検出する期間（ｔ_１〜ｔ_１’）を有するとともに、正弦波を停波し、ノイズを取得する期間（ｔ_０〜ｔ_０’およびｔ_２〜ｔ_２’）を有することである。

非アドレス期間中にノイズを取得することで、このノイズには外来ノイズが含まれる一方、ＬＣＤの駆動のノイズが含まれないこととなる。この結果、タッチを検出する期間（ｔ_１〜ｔ_１’）に混入するノイズを精度よく推定し、除去することが可能となる。

励振生成部１０２は、図１２の上から２番目の波形に示すように、間欠的な正弦波電圧を生成する。これをセンサシステムの励振とする。図１２の励振生成部出力電圧を得るために、励振生成部には、周波数が１００ｋＨｚで振幅が１．５Ｖ_ｐｐ（１．５ボルトピークツーピーク）の正弦波が、正弦波生成部１０３により与えられ、また、ＤＣ＝１．２ＶのＤＣ電圧が直流生成部１０４により与えられる。そして、励振生成部はオフセットが１．２Ｖで、周波数が１００ｋＨｚ、振幅が１．５Ｖ_ｐｐの間欠的な正弦波電圧を出力する。正弦波が停波している期間はＤＣ＝１．２Ｖの電圧を出力する。

励振生成部で生成された電圧は、４つのセンサシステム１０１（ここでは、便宜的にｃｈ０のセンサシステム、ｃｈ１のセンサシステム、ｃｈ２のセンサシステム、ｃｈ３のセンサシステムと区別する）に与えられる。励振生成部１０２で生成された電圧は、センサシステム内の演算増幅器１１０の非反転入力端子に与えられ、この電圧は、演算増幅器のイマジナリーショート動作によって、反転入力端子に現れる。すなわち、励振生成部１０２が周波数１００ｋＨｚ、振幅１．５Ｖ_ｐｐの電圧を出力すると、ＩＴＯ１３１に周波数１００ｋＨｚ、振幅１．５Ｖ_ｐｐの電圧が印加される。

キャパシタＣ_ｉｎの静電容量が形成されると、各センサシステムから、指の位置に応じて決まるコンダクタンスＧ０〜Ｇ３およびキャパシタＣ_ｉｎを介して、人体へと交流電流がながれる。

各センサシステムの出力は、この交流電流の大きさに応じて振幅が決まる、間欠的な正弦波電圧にノイズが重畳したものである。センサシステムのうち、ｃｈ１のセンサシステムを代表に選び、その出力電圧をｆ_１（ｔ）として図１２に示した。

復調部１０５について、ｃｈ１を例にその動作を説明する。

ｃｈ１の復調部１０５ｂは、ｃｈ１のセンサシステムの出力電圧ｆ_１（ｔ）のうち、図１２に示すようにｙ_ｎ（ｔ）、ｘ_ｎ（ｔ）、ｚ_ｎ（ｔ）、ｎは整数、の信号を利用して、ｘ_ｎ（ｔ）の真の信号の振幅Ｄ_１（ｔ）を出力する。

復調部１０５ｂでは、センサシステムの出力電圧ｆ_１（ｔ）をサンプリング間隔Δｔ＝０．４マイクロ秒でサンプリングし、ｆ_１（ａΔｔ）、ａはサンプル番号で整数、を得る。

ｘ_１（ｉΔｔ）、ｙ_１（ｉΔｔ）、ｚ_１（ｉΔｔ）はそれぞれ、ｆ_１（ａΔｔ）から次のように切り出した信号とした。ｙ_１（ｉΔｔ）、ｉ＝０〜３９９ を ｆ（ａΔｔ）、ａ＝３８０１〜４２００、としｘ_１（ｉΔｔ）、ｉ＝０〜１６２４をｆ（ａΔｔ）、ａ＝４２５１〜５８７５、としｚ_１（ｉΔｔ）、ｉ＝０〜３９９をｆ（ａΔｔ）、ａ＝６００１〜６４００、とした。

本実施例では、ノイズの位相の回転を正確に推測するため、ｙ_１（ｔ）およびｚ_１（ｔ）に対応する期間をそれぞれ４つのセグメント分割し、セグメントごとに１００ｋＨｚ成分のベクトルを算出する。

具体的には、次の数式１８〜数式２５に示される。

次に、前方ノイズ、後方ノイズの振幅と位相を求める。

振幅は次のように、まず、セグメントの平均値を計算する。前方ノイズの振幅｜Ｙ_ｍ｜および後方ノイズの振幅｜Ｚ_ｍ｜は、それぞれ、

位相は、まず、数式１８から数式２５で得られた結果から、次の通り、各セグメントの位相を計算する。

ａｎｇｌｅ［Ｙ_１，１］、ａｎｇｌｅ［Ｙ_１，２］、ａｎｇｌｅ［Ｙ_１，３］、ａｎｇｌｅ［Ｙ_１，４］、および、ａｎｇｌｅ［Ｚ_１，１］、ａｎｇｌｅ［Ｚ_１，２］、ａｎｇｌｅ［Ｚ_１，３］、ａｎｇｌｅ［Ｚ_１，４］、ここでａｎｇｌｅ［Ｙ_１，１］はＹ_１，１の位相を示す。

上で計算される位相は±πの範囲に制限されている。このままでは、位相の推測に都合が悪いので、適宜２ｎπ、ｎは整数、の加算をして、位相を滑らかにつなげる。

この操作は、実際に蛍光灯のインバータ回路の外来ノイズが混入したセンサシステム出力の１００ｋＨｚ成分の位相の推移を見ると理解しやすい。

図１３に、本発明の静電容量式タッチパネルを、蛍光灯のインバータ回路の近くで駆動した際の波形を示す。一番上がＩＴＯの電圧、２番目がｃｈ１のセンサシステム出力をサンプリングした波形、３番目が、１００サンプルを１セグメントとしたときの、各セグメントから計算される１００ｋＨｚの振幅、一番下のグラフが、１００サンプルを１セグメントとしたときの、各セグメントから計算される１００ｋＨｚの位相を示している。一番下のグラフは±πの範囲に制限された位相に２ｎπ、ｎは整数、の加算をして、位相を滑らかにつなげた結果である。

この結果より、位相の変化は滑らかであり、適宜２ｎπ、ｎは整数、の加算をして、位相を滑らかにつなぐことが可能なことがわかる。

また、前方ノイズから得た４つの位相ａｎｇｌｅ［Ｙ_１，１］、ａｎｇｌｅ［Ｙ_１，２］、ａｎｇｌｅ［Ｙ_１，３］、ａｎｇｌｅ［Ｙ_１，４］の傾きと、後方ノイズから得たａｎｇｌｅ［Ｚ_１，１］、ａｎｇｌｅ［Ｚ_１，２］、ａｎｇｌｅ［Ｚ_１，３］、ａｎｇｌｅ［Ｚ_１，４］を利用することで、前方ノイズから後方ノイズに至る過程で位相がどちらの方向に、どれだけ回転したか推測する。

位相について、上記２つの処理、すなわち、±πの範囲の制限を外す処理と、前方ノイズと後方ノイズの位相の傾きから、回転方向と量を推測する処理とを行った後の位相を、 ａｎｇｌｅ［Ｙ_１，１］’、ａｎｇｌｅ［Ｙ_１，２］’、ａｎｇｌｅ［Ｙ_１，３］’、ａｎｇｌｅ［Ｙ_１，４］’およびａｎｇｌｅ［Ｚ_１，１］’、ａｎｇｌｅ［Ｚ_１，２］’、ａｎｇｌｅ［Ｚ_１，３］’、ａｎｇｌｅ［Ｚ_１，４］’とし、前方ノイズの位相ａｎｇｌｅ［Ｙ_ｍ］および後方ノイズの位相ａｎｇｌｅ［Ｚ_ｍ］を、それぞれ、次の通り計算する。

なお、図１３の上から３番目のグラフにより、前方ノイズと後方ノイズとを直線でつなぐ近似で、ｘ（ｔ）の期間に混入しているノイズの振幅も推測可能であることも分かる。

上記で求めた｜Ｙ_ｍ｜とａｎｇｌｅ［Ｙ_ｍ］によりベクトルＹ_ｍが、｜Ｚ_ｍ｜とａｎｇｌｅ［Ｚ_ｍ］によりベクトルＺ_ｍがそれぞれ決まる。

次に、実施形態２で述べた手順にしたがって、Ｙ_ｍ， Ｚ_ｍから、時刻ｔ_１及び時刻ｔ_１’のノイズベクトルＹ，Ｚを推測する。

続いて、実施形態２で述べた手順にしたがって、ベクトルＹ、Ｚからこれらの平均ベクトルＭ_１を算出する。

さらに、ベクトルＸ_１をもとめて、Ｘ_１−Ｍ_１を演算する。Ｘは以下の数式で示される。

ここで、Δｔはサンプリング周期，ｊは虚数単位で計算される。

ベクトルＸ_１−Ｍ_１の大きさ｜Ｘ_１−Ｍ_１｜は、復調部１０５ｂの出力Ｄ_１（ｔ）として、図１２に示すように出力される。

次の非アドレス期間においても、図１２に示すように、ｙ_２（ｔ），ｘ_２（ｔ），ｚ_２（ｔ）から｜Ｘ_２−Ｍ_２｜を計算し、復調部の出力とする。

以降、同様にｙ_ｎ（ｔ），ｘ_ｎ（ｔ），ｚ_ｎ（ｔ）から｜Ｘ_ｎ−Ｍ_ｎ｜を計算し、復調部の出力とする。

次に、上で説明した、センサシステムの出力電圧ｆ_１（ｔ）から、Ｙ_１，１，Ｙ_１，２，Ｙ_１，３，・・・，Ｘ_１，・・・，Ｚ_１，_３，Ｚ_１，４を得るための信号処理部のブロック図を、図１４を参照して説明する。

図１４のセンサシステム１０１の出力ｆ（ｔ）が図１１を用いて説明したセンサシステムの出力電圧ｆ_１（ｔ）に対応する。ｆ（ｔ）はサンプラ１４０に供給され、時間間隔Δｔ＝０．４マイクロ秒ごとの離散時間信号ｆ（ａΔｔ）、ａ＝０，１，２・・・、に変換される。ｆ（ａΔｔ）は、２つの乗算器（乗算器Ｉ １４１ａ、乗算器Ｑ １４１ｂ）に入力される。乗算器Ｉ １４１ａは、ｆ（ａΔｔ）とｃｏｓ（ωａΔｔ）、ａ＝０，１，２，３・・・、ω＝２π１００ｋＨｚ、とを逐次乗算し、その結果を時間間隔Δｔごとに逐次出力する。同様に乗算器Ｑ １４１ｂは、ｆ（ａΔｔ）とｓｉｎ（ωａΔｔ）、ａ＝０，１，２，３・・・、ω＝２π１００ｋＨｚ、とを逐次乗算し、その結果を時間間隔Δｔごとに逐次出力する。

乗算器Ｉのｃｏｓ（ωａΔｔ）は、正弦波生成部１０３の出力を利用し、乗算器Ｑのｓｉｎ（ωａΔｔ）は、正弦波生成部の出力を−９０度の移相器１４５を通すことで変換した信号を利用する。

乗算器Ｉ １４１ａ、乗算器Ｑ １４１ｂの出力は、それぞれ、積算器Ｉ １４２ａ、積算器Ｑ １４２ｂに入力され、積算器は制御器１４６によって与えられる制御信号がアクティブの期間に入力される信号を加算する。

例えばＹ１，１を求めるために、ｆ（ａΔｔ）のａの値が３８０１〜３９００の期間、制御器は積算器にアクティブ信号をあたえる。これによって、積算器Ｉ １４２ａは、

を計算する。つまり、数式１７で示したＹ_１，１の実部の１００倍の値が計算される。

所定の期間積算された信号は、それぞれレジスタＩ １４３ａ、レジスタＱ １４３ｂに取り込まれ、レジスタに接続された乗算器１４４により、１／Ｎ倍（Ｎは積算したサンプル数）される。

この処理を経ることで、乗算器Ｉ １４４ａは、Ｙ_１，１，Ｙ_１，２，Ｙ_１，３，・・・，Ｘ_１，・・・，Ｚ_１，３，Ｚ_１，４の実部、すなわち、Ｒｅ｛Ｙ_１，１｝，Ｒｅ｛Ｙ_１，２｝，Ｒｅ｛Ｙ_１，３｝，・・・，Ｒｅ｛Ｘ_１｝，・・・，Ｒｅ｛Ｚ_１，３｝，Ｒｅ｛Ｚ_１，４｝の値を順次出力し、乗算器Ｑ １４４ｂはＹ_１，１，Ｙ_１，２，Ｙ_１，３，・・・，Ｘ_１，・・・， Ｚ_１，３，Ｚ_１，４、の虚部の−１倍、すなわち、−Ｉｍ｛Ｙ_１，１｝，−Ｉｍ｛Ｙ_１，２｝，−Ｉｍ｛Ｙ_１，３｝，・・・，−Ｉｍ｛Ｘ_１｝，・・・，−Ｉｍ｛Ｚ_１，３｝，−Ｉｍ｛Ｚ_１，４｝、の値を順次出力する。

これらの値は、順次、図示しない計算機に入力され、大きさと位相とが計算される。

次に、本発明を用いた場合と従来、すなわち、周波数分離のみを用いたノイズ除去との実験結果について説明する。

実験の構成は、図１１のタッチパネルを準備し、このタッチパネルの上方３０ｃｍに、インバータ式蛍光灯のインバータ回路を配置した。センサシステムの出力を観察すると、明らかにインバータ回路からのノイズが混入されている。

測定は、およそ１０秒間おこない、測定開始から約５秒後に、タッチパネル中央を指でタッチした。実験結果を図１５に示す。

図１５（ｂ）は本発明を利用した場合の実験結果であって、Ｄ１（ｔ）の出力である｜Ｘｎ−Ｍｎ｜の一つを１点としてプロットし、６５３点のプロットを直線でつないだものである。

一方、図１５（ａ）は、周波数分離のみを用いたノイズ除去の実験結果であり、具体的には励振が１００ｋＨｚの正弦波の期間のセンサシステムの出力信号の１００ｋＨｚ成分の振幅を、｜Ｘｎ−０｜で求めたものである。

本発明の実施により、タッチ有無での信号差の大きさを信号Ｓ、タッチなし無しでの標準偏差をノイズＮ、とすれば、従来のＳ／Ｎ＝１．３６に対し、本発明では３．８７と９ｄＢのＳ／Ｎ向上が確認された。

実施例２は、実施例１に適用できる新たな技術である。本願発明の本実施例により、多様なノイズに対して、高いＳ／Ｎを得るための技術が開示される。

実施例１では、全てのｎ（ｎは、非アドレス期間に対して順に１，２，３，・・・，と付与した番号）に対して｜Ｘ_ｎ−Ｍ_ｎ｜を計算し、この値を復調部の出力とした。

しかし、実施例１において、全てのｎに対して｜Ｘ_ｎ−Ｍ_ｎ｜の計算を適用するとＳ／Ｎが低下する場合がある。例えば、実施例１において、インバータ回路の動作を停止させた状態で取得した信号がこれに該当する。インバータ回路を停止させることで、明示的なノイズ源は無くなり、その他の外来ノイズがノイズとして顕在化する。インバータ回路を停止させた実験では、復調部の出力を単に｜Ｘｎ｜とした場合、Ｓ／Ｎは５２．３であり、復調部の出力を｜Ｘ_ｎ−Ｍ_ｎ｜とした場合、Ｓ／Ｎは３０．２と低下した。

発明者らの解析の結果、上記のその他のノイズが主なノイズであった場合、実施例１で求めた位相、すなわちａｎｇｌｅ［Ｙ_ｎ，１］’、ａｎｇｌｅ［Ｙ_ｎ，２］’、ａｎｇｌｅ［Ｙ_ｎ，３］’、ａｎｇｌｅ［Ｙ_ｎ，４］’、および、ａｎｇｌｅ［Ｚ_ｎ，１］’、ａｎｇｌｅ［Ｚ_ｎ，２］’、ａｎｇｌｅ［Ｚ_ｎ，３］’、ａｎｇｌｅ［Ｚ_ｎ，４］’（ここで一番目の添え字ｎは非アドレス期間に対して順に１，２，３，・・・，と付与した番号を示し、二番目の添え字はセグメント番号を示す）の変化が大きすぎ、これらを用いて算出したＭｎがＸｎに含まれるノイズを正しく反映していないことが分かった。

そこで、位相の変化に着目し、位相の変化が所定の値より大きい場合は、ベクトルＭｎをゼロとする制御手段を、復調部に追加した。図１６に復調部における処理の流れ図をしめす。図１６の流れ図に沿って、復調部の動作を説明する。

（ＳＴＥＰ１）
実施例１で説明した方法で、前方ノイズの４つのセグメントの位相、ａｎｇｌｅ［Ｙ_ｎ，１］、ａｎｇｌｅ［Ｙ_ｎ，２］、ａｎｇｌｅ［Ｙ_ｎ，３］、ａｎｇｌｅ［Ｙ_ｎ，４］、および後方ノイズの４つのセグメントの位相、ａｎｇｌｅ［Ｚ_ｎ，１］、ａｎｇｌｅ［Ｚ_ｎ，２］、ａｎｇｌｅ［Ｚ_ｎ，３］、ａｎｇｌｅ［Ｚ_ｎ，４］を算出する。ここで一番目の添え字ｎは非アドレス期間に対して順に１，２，３，・・・，と付与した番号を示し、二番目の添え字はセグメント番号を示す。

具体例を示す。実験で得られた値のうち非アドレス期間の番号ｎ＝１の例を図１７および図１８に示した。図１７はインバータ回路を動作させたときに得られた位相、ａｎｇｌｅ［Ｙ_１，ｓ］およびａｎｇｌｅ［Ｚ_１，ｓ］、ｓはセグメント番号、であり、図１８はインバータ回路を停止させた状態で得られた位相である。

（ＳＴＥＰ２）
ＳＴＥＰ１で得られる位相の値域は−π〜πなので、実施例１と同様にこの制限をはずす処理を行う。また、前方ノイズと後方のノイズの傾きから、位相の回転方向と量を推測する。これら処理を行った位相をａｎｇｌｅ［Ｙ_ｎ，１］’、ａｎｇｌｅ［Ｙ_ｎ，２］’、ａｎｇｌｅ［Ｙ_ｎ，３］’、ａｎｇｌｅ［Ｙ_ｎ，４］’、およびａｎｇｌｅ［Ｚ_ｎ，１］’、ａｎｇｌｅ［Ｚ_ｎ，２］’、ａｎｇｌｅ［Ｚ_ｎ，３］’、ａｎｇｌｅ［Ｚ_ｎ，４］’とする。

具体例を示す。ＳＴＥＰ１で得られた位相に対してＳＴＥＰ２の処理を施した結果を図１９および図２０に示す。図１９はインバータ回路を動作させたときに得られた位相、ａｎｇｌｅ［Ｙ_１，ｓ］’およびａｎｇｌｅ［Ｚ_１，ｓ］’、ｓはセグメント番号、であり、図２０はインバータを停止させた状態で得られた位相を示す。

（ＳＴＥＰ３）
上記で得られた位相に対し、次に定義される位相差６個を求める。

次に、これら６個の位相差の絶対値をもとめ、その最大値を得る。

図１９のインバータ回路オンの位相データ及び図２０のインバータ回路オフの位相データそれぞれについて、位相差の絶対値の最大値を求めた結果を表１に示す。

（ＳＴＥＰ４）
ＳＴＥＰ３で求めた「位相差の絶対値の最大値」を利用して、復調部の出力値を、次の記述にしたがって制御する。

本実施例では、制御閾値の具体的な値を１．０（ｒａｄ）とした。したがって、非アドレス期間の番号ｎ＝１のデータに対して復調部の出力は次の通りとなる。

なお、ＳＴＥＰ４の上記制御は、係数ｋを用いると、次のように記述できる。

上述のＳＴＥＰ１乃至ＳＴＥＰ４を、非アドレス期間の番号ｎ毎に適用する。 上記係数ｋは、上述のとおり、「制御閾値」と「位相差の絶対値の最大値」との大小関係により値が決定される。そして該位相差は前方ノイズおよび後方ノイズから得られる。ここで、前方ノイズおよび後方ノイズは励振生成部が停波している期間のセンサシステムの出力である。すなわち、ｋの値は、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答を用いて決定される。

本実施例の効果は、次の実験結果により実証された。実験の構成は実施例１と同様に、図１１のタッチパネルを駆動し、復調部の出力値のＳ／Ｎを評価する手法で実施した。上記の制御閾値に与える値に対してＳ／Ｎがどのように変化するかを実験で求めた。図２１はインバータ回路を動作させた環境下での実験結果である。図２１を参照すると、制御閾値を０．７（ｒａｄ）以上に設定した場合、高いＳ／Ｎ（３．８７）が得られることが分かる。制御閾値を０とした場合、Ｓ／Ｎは１．３６に低下する。図２２はインバータ回路を停止した環境下での実験結果を示す。図２２を参照すると、制御閾値を１．２（ｒａｄ）以下に設定した場合、高いＳ／Ｎ（５２．３）が得られることが分かる。したがって、制御閾値を０．７以上１．２以下の値に設定することで、インバータ回路を動作させた環境と停止させた環境との両者で最高のＳ／Ｎがえられる。すなわち、実施例１に対して、実施例２の制御手段を適用することで、インバータ回路が停止している環境でのＳ／Ｎ低下の問題を回避し、その一方、インバータ回路が動作した環境でＳ／Ｎを高めることができた。

実施例３は、実施例１に適用できる新たな他の技術である。実施例１では、全てのｎ(ｎは、非アドレス期間に対して順に１，２，３，・・・,と付与した番号)に対して｜Ｘ_ｎ−Ｍ_ｎ｜を計算し、この値を復調部の出力とした。一方、実施例２では、各ｎにおける係数ｋを計算して｜Ｘ_ｎ−ｋ・Ｍ_ｎ｜を復調部の出力とした。発明者らは、この係数ｋを決定する別の手法を見出した。

すなわち、本実施例では、係数ｋの値を決定するために、前方ノイズ（励振生成部が正弦波を出力する前の停波時に取得したノイズ）の振幅と後方ノイズ（励振生成部が正弦波を出力した後の停波時に取得したノイズ）の振幅を利用する。具体的には、前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値に着目し、当該平均値が所定の値より大きい場合は、ベクトルＭｎをゼロとする手段を復調部に設けた。図２３に復調部における処理のフローチャートを示す。図２３のフローチャートに沿って、復調部の動作を説明する。
（ＳＴＥＰ１）

実施例１で説明した前方ノイズの振幅｜Ｙ_ｍ｜と後方ノイズの振幅｜Ｚ_ｍ｜との平均値を、（｜Ｙ_ｍ｜＋｜Ｚ_ｍ｜）／２として算出する。
（ＳＴＥＰ２）

ＳＴＥＰ１で求めた「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」を利用して、復調部の出力値を次の記述に従って制御する。

尚、復調部の出力は係数ｋを用いると、次の通り現すことができる。

上述のＳＴＥＰ１乃至ＳＴＥＰ２を、非アドレス期間の番号ｎ毎に適用する。上記係数kは、上述のとおり、「第２の制御閾値」と「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」との大小関係により値が決定される。そして当該平均値は前方ノイズおよび後方ノイズから得られる。ここで、前方ノイズおよび後方ノイズは励振生成部が停波している期間のセンサシステムの出力である。すなわち、ｋの値は、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答を用いて決定される。

本実施例の効果は、次の実験結果により実証された。実験手法は実施例１と同様とし、図１１のタッチパネルを駆動し、復調部の出力値のＳ／Ｎを評価した。上記の第２の制御閾値に与える値に対してＳ／Ｎがどのように変化するかを実験で求めた。図２４はインバータ回路を動作させた環境下での実験結果である。図２４を参照すると、第２の制御閾値を０．０２（Ｖ）以下に設定した場合、高いＳ／Ｎ（３．８７）が得られることが分かる。第２の制御閾値を０．０６とした場合、Ｓ／Ｎは１．３６に低下する。図２５はインバータ回路を停止した環境下での実験結果を示す。図２５を参照すると、第２の制御閾値を０．００５（Ｖ）以上に設定した場合、高いＳ／Ｎ（５２．３）が得られることが分かる。したがって、第２の制御閾値を０．００５以上０．０２以下の値に設定することで、インバータ回路を動作させた環境と停止させた環境との両者で最高のＳ／Ｎが得られる。すなわち、実施例１に対して、実施例３の制御手段を適用することで、インバータ回路が停止している環境でのＳ／Ｎ低下の問題を回避し、その一方、インバータ回路が動作した環境でＳ／Ｎを高めることができた。

発明者は、実施例２、実施例３の記載に基づくタッチパネルを幾つか試作し、Ｓ／Ｎを評価した。その結果、実施例２に基づく試作品の場合、インバータ回路を動作させた環境と停止させた環境との両者で最高のＳ／Ｎが得られる、共通した制御閾値が存在しない場合があることを経験した。このとき、復調部を実施例３記載のものと置き換えると、インバータ回路を動作させた環境と停止させた環境との両者で最高のＳ／Ｎが得られる、共通した第２の制御閾値が存在した。つまり、実施例２および実施例３は共に多様なノイズに対して、高いＳ／Ｎ比を得るという共通の効果を有する一方、実施例３の方が優れる場合があるということができる。

実施例２では係数ｋを「位相差の絶対値の最大値」に基づいて決定する例を記載し、実施例３では係数ｋを「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅の平均の振幅」に基づいて決定する例を記載した。このように係数ｋを決定するため物理量を２つ説明した。実施例４ではこれら２つの物理量の両者を利用して係数ｋを決定する実施例の一例を記載する。図２６に復調部における処理のフローチャートを示す。図２６のフローチャートに沿って、復調部の動作を説明する。
（ＳＴＥＰ１）

実施例３のＳＴＥＰ１と同じであり、前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値を求める。
（ＳＴＥＰ２）

実施例３のＳＴＥＰ２同様に、「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」と第２の制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値が第２の制御閾値より小さい場合は、復調部に｜Ｘ_ｎ｜を出力して処理を終了し、当該平均値が第２の制御閾値以上の場合は、ＳＴＥＰ３に進む。
（ＳＴＥＰ３〜６）

実施例２のＳＴＥＰ１〜ＳＴＥＰ４と同じであり、位相差の絶対値の最大値が制御閾値より大きい場合、復調部の出力に｜Ｘ_ｎ｜を出力し処理を終了し、位相差の絶対値の最大値が制御閾値以下の場合、復調部に｜Ｘ_ｎ−Ｍ_ｎ｜を出力して処理を終了する。
上述のＳＴＥＰ１乃至ＳＴＥＰ６を、非アドレス期間の番号ｎ毎に適用する。

復調部の出力を係数ｋを用いて、｜Ｘ_ｎ−ｋ・Ｍ_ｎ｜とあらわすと、本実施例では次の通りｋの値が決定する。すなわち、「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」と第２の制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値が第２の制御閾値より小さい場合、ｋはゼロとされる。また、「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」と第２の制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値が第２の制御閾値以上であり、かつ位相差の絶対値の最大値が制御閾値より大きい場合、ｋはゼロとされる。また、「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」と第２の制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値が第２の制御閾値以上であり、かつ位相差の絶対値の最大値が制御閾値以下の場合、ｋは１とされる。

本発明の他の静電容量式タッチパネルについて説明する。

（構成）
図２７に本発明の静電容量式タッチパネルの構成を示す。本タッチパネルでは、透明基板２０２上に、複数の電極（Ｈ１：２０３ａ、Ｈ２：２０３ｂ、Ｈ３：２０３ｃおよびＶ１：２０３ｄ、Ｖ２：２０３ｅ、Ｖ３：２０３ｆ）が配設される。本タッチパネルは、これら個々の電極の自己容量、すなわち個々の電極がグランドとの間に形成する静電容量を検出することで、タッチの有無とタッチの位置とを検出する。

各電極２０３ａ〜２０３ｆは配線により、アナログマルチプレクサ２０１のノード１乃至ノード６に接続され、アナログマルチプレクサ２０１はセンサシステム１０１へ接続される。センサシステムの構成は実施形態１のそれと同様である。センサシステム１０１には、励振生成部１０２の出力電圧が入力され、センサシステム１０１の出力は復調部１０５に与えられる。

復調部１０５の出力は図示しない信号処理回路を含むブロックへ伝えられ、この信号処理回路を含むブロックで、復調部１０５の出力値に基づき、タッチの有無と位置とを算出する。

アナログマルチプレクサ２０１、励振生成部１０２、復調部１０５それぞれの動作やタイミングを制御するために、これらはコントローラ２００と接続される。

なお、複数の電極（Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３およびＶ１、Ｖ２、Ｖ３）は、上記で説明したような形状、つまり基板上に配設した、細長い面状の電極以外でも実施することができる。たとえば、基板内部に埋め込んだ線状の電極で構成してもよい。

また、本実施例では電極の数を６としたが、この数は任意に設定でき、この数を大きくすることでタッチパネルのサイズを拡大したり、あるいは検出精度をたかめることができる。

（動作）
図２７を参照して、本発明の静電容量式タッチパネルの動作を説明する。図２８のアナログマルチプレクサ選択信号は、図２７のアナログマルチプレクサ２０１が選択するノード番号を示す。

本発明の駆動の特徴の一つは、アナログマルチプレクサ２０１によって、ひとつの電極が選択されている期間中に、電極に正弦波を与えてタッチを検出する期間（ｔ_１〜ｔ_１ ^’）を有するとともに、正弦波を停波し、ノイズを取得する期間（ｔ_０〜ｔ_０’およびｔ_２〜ｔ_２ ^’）を有することである。

励振生成部１０２が正弦波を出力していない期間の応答、すなわち、励振生成部が正弦波を出力していない期間のセンサシステム出力電圧ｆ（ｔ）には外来ノイズのみが現れるため、これ取得することで外来ノイズを精度よく測定できる。そしてこれを利用することで、タッチを検出する期間（ｔ_１〜ｔ_１’）に混入するノイズを精度よく推定し、除去することが可能となる。

励振生成部１０２は、図２８の上から２番目の波形に示すように、間欠的な正弦波電圧を生成する。これをセンサシステムの励振とする。図２８の励振生成部出力電圧を得るために、励振生成部には、周波数が１００ｋＨｚで振幅が１．５Ｖ_ｐｐ（１．５ボルトピークツーピーク）の正弦波が、正弦波生成部１０３により与えられ、また、ＤＣ＝１．２ＶのＤＣ電圧が直流生成部１０４により与えられる。そして、励振生成部１０２はオフセットが１．２Ｖで、周波数が１００ｋＨｚ、振幅が１．５Ｖ_ｐｐの間欠的な正弦波電圧を出力する。正弦波が停波している期間はＤＣ＝１．２Ｖの電圧を出力する。

励振生成部１０２で生成された電圧は、センサシステム１０１に与えられる。励振生成部１０２で生成された電圧は、センサシステム内の演算増幅器１１０の非反転入力端子に与えられ、この電圧は、演算増幅器のイマジナリーショート動作によって、反転入力端子に現れる。すなわち、励振生成部１０２が周波数１００ｋＨｚ、振幅１．５Ｖ_ｐｐの電圧を出力すると、マルチプレクサ２０１により選択されている電極に周波数１００ｋＨｚ、振幅１．５Ｖ_ｐｐの電圧が印加される。

指と電極が接近することで、指と電極との間に静電容量Ｃ_ｉｎが形成されると、センサシステム１０１からＣ_ｉｎを介して、指へと交流電流がながれる。センサシステム１０１の出力は、この交流電流の大きさに応じて振幅が決まる、間欠的な正弦波電圧にノイズが重畳したものである。センサシステムの出力電圧をｆ（ｔ）として図２８に示した。

復調部１０５の動作を説明する。復調部１０５は、センサシステム１０１の出力電圧ｆ（ｔ）のうち、図２８に示すようにｙ_ｎ（ｔ），ｘ_ｎ（ｔ），ｚ_ｎ（ｔ），ｎは整数でアナログマルチプレクサ２０１が選択しているノード番号と対応する、の信号を利用して、ｘ_ｎ（ｔ）の真の信号の振幅推定値をＤ（ｔ）を出力する。この真の信号の振幅推定値とは、実施例１で詳しく述べた、｜Ｘｎ−Ｍｎ｜のことである。

コントローラ２００は図２８に示すようにアナログマルチプレクサ選択信号に１、２、３、・・・６を与え、また励振生成部１０２の動作タイミングを与え、また復調部１０５の動作のタイミングを与える。アナログマルチプレクサが順次電極を選択することで、６個の電極のすべてに対応する復調信号が順次得られる。

そして図示しない信号処理回路を含むブロックで、復調部１０５の出力値に基づき、タッチの有無と位置とを算出する。図２８の例では｜Ｘ_２−Ｍ_２｜にピークがみられることから、電極Ｈ２上にタッチがある可能性が検出できている。そして例えば、｜Ｘ_５−Ｍ_５｜にもうひとつのピークが検出された場合、電極Ｖ２上にタッチがある可能性が検出され、タッチパネル面内の中央にタッチがある可能性が検出される。

タッチの検出は、上記ピークの検出に加えて、タッチしていないときに取得した値との差を計算したり、経時的な信号の変化の特徴を利用したりして、誤判定が生じないアルゴリズムを用いた。このようにして、タッチの有無とタッチ位置（座標）が検出される。

なお、上記では復調部１０５の出力として、実施例１で述べた｜Ｘ_ｎ−Ｍ_ｎ｜を適用しているが、復調部１０５の出力として、実施例２乃至４で述べた｜Ｘ_ｎ−ｋ・Ｍ_ｎ｜を適用してもよい。

本発明の他の静電容量式タッチパネルについて説明する。実施例４は、投影相互容量式のタッチパネルに適用した例を示している。

（構成）
図２９に本発明の静電容量式タッチパネルの構成を示す。本タッチパネルでは、透明基板２０２上に、複数の電極（Ｈ１：２０３ａ、Ｈ２：２０３ｂ、Ｈ３：２０３ｃおよびＶ１：２０３ｄ、Ｖ２：２０３ｅ、Ｖ３：２０３ｆ）が配設される。すると、基板上には、電極同士が交差する９箇所の交差点が形成される。各交差点では、交差する２つの電極によって、静電容量が形成される。交差点付近に指等が接近すると、付近の電気力線が変化し、交差する２つの電極によって形成される静電容量の値が変化する。本タッチパネルは、交差する２つの電極によって形成される静電容量を検出することで、タッチの有無とタッチの位置とを検出する。

横方向に延在する各電極（２０３ｄ、２０３ｅ、２０３ｆ）は、配線により、アナログマルチプレクサ２０９のノード１乃至ノード３にそれぞれ接続され、アナログマルチプレクサ２０９は励振生成部１０２の出力端子に接続される。縦方向に延在する電極（２０３ａ、２０３ｂ、２０３ｃ）は、配線により、３つのＩ−Ｖ変換器２０７ａ、２０７ｂ、２０７ｃに一対一で接続される。Ｉ−Ｖ変換器２０７ａ、２０７ｂ、２０７ｃの夫々の構成や動作は実施形態３の２０７と同様である。Ｉ−Ｖ変換器の出力は、復調部（１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃ）に与えられる。

復調部１０５ａ〜ｃの出力は図示しない信号処理回路を含むブロックへ伝えられ、この信号処理回路を含むブロックで、復調部１０５ａ〜ｃの出力値に基づき、タッチの有無と位置とを算出する。

アナログマルチプレクサ２０９、励振生成部１０２、復調部１０５ａ〜ｃそれぞれの動作やタイミングを制御するために、これらは図示しないコントローラと接続される。

本実施例では電極の数を６としたが、この数は任意に設定でき、この数を大きくすることでタッチパネルのサイズを拡大したり、あるいは検出精度を高めることができる。

（動作）
図３０を参照して、本発明の静電容量式タッチパネルの動作を説明する。図３０のアナログマルチプレクサ選択信号は、図２９のアナログマルチプレクサ２０９が選択するノード番号を示す。

本発明の駆動の特徴の一つは、アナログマルチプレクサ２０９によって、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３のうち１つの電極が選択されている期間中に、選択された電極に正弦波を与えてタッチを検出する期間（ｔ_１〜ｔ_１’）を有するとともに、正弦波を停波し、ノイズを取得する期間（ｔ_０〜ｔ_０’およびｔ_２〜ｔ_２’）を有することである。

励振生成部１０２が正弦波を出力していない期間のＩ−Ｖ変換器出力電圧、すなわち、励振生成部１０２が正弦波を出力していない期間のセンサシステム出力電圧には外来ノイズのみが現れるため、これ取得することで外来ノイズを精度よく測定できる。そしてこれを利用することで、タッチを検出する期間（ｔ_１〜ｔ_１’）に混入するノイズを精度よく推定し、除去することが可能となる。

本実施例では３つのＩ−Ｖ変換器２０７ａ〜ｃが存在するため、それぞれのＩ−Ｖ変換器の出力電圧を、ｆ_０（ｔ）、ｆ_１（ｔ）、ｆ_２（ｔ）と名づけて区別する。ここで、ｆ_０（ｔ）は復調部０：１０５ａと接続されているＩ−Ｖ変換器２０７ａの出力電圧、ｆ_１（ｔ）は復調部１：１０５ｂと接続されているＩ−Ｖ変換器２０７ｂの出力電圧、ｆ_２（ｔ）は復調部２：１０５ｃと接続されているＩ−Ｖ変換器の出力電圧とする。

図３０では、３つの代表としてｆ_１（ｔ）を示している。なお、Ｉ−Ｖ変換器の出力電圧は実施形態３で述べたとおりセンサシステムの出力と言うことができるため、図中ではセンサシステム出力電圧と名称をつけている。

励振生成部１０２は、図３０の上から２番目の波形に示すように、間欠的な正弦波電圧を生成する。これをセンサシステムの励振とする。図３０の励振生成部出力電圧を得るために、励振生成部１０２には、周波数が１００ｋＨｚで振幅が１．５Ｖ_ｐｐ（１．５ボルトピークツーピーク）の正弦波が、正弦波生成部１０３により与えられ、また、ＤＣ＝１．２ＶのＤＣ電圧が直流生成部１０４により与えられる。そして、励振生成部１０２はオフセットが１．２Ｖで、周波数が１００ｋＨｚ、振幅が１．５Ｖ_ｐｐの間欠的な正弦波電圧を出力する。正弦波が停波している期間はＤＣ＝１．２Ｖの電圧を出力する。

励振生成部１０２で生成された電圧は、アナログマルチプレクサ２０９を経由して、センサシステムを構成する複数の電極（Ｖ１乃至Ｖ３）に、順次与えられる。

電極同士が交差する９箇所の交差点には、静電容量Ｃ_{ｉｎ（Ｈ１，Ｖ１）}、Ｃ_{ｉｎ（Ｈ１，Ｖ２）}・・・Ｃ_{ｉｎ（Ｈ３，Ｖ３）}、ただし添え字のカッコ内は交差する電極名とする、が形成され、指が特定の交差点に接近すると、その静電容量の値は減少する。すると、これに対応してＩ−Ｖ変換器の振幅が減少する。復調部１：１０５ｂに接続されているＩ−Ｖ変換器２０７ｂの出力電圧ｆ_１（ｔ）を図３０に示した。

復調部１（１０５ｂ）の動作を説明する。復調部１０５ｂは、センサシステムの出力電圧ｆ_１（ｔ）のうち、図３０に示すようにｙ_ｎ（ｔ），ｘ_ｎ（ｔ），ｚ_ｎ（ｔ），ｎは整数でアナログマルチプレクサ２０９が選択しているノード番号と対応する、の信号を利用して、ｘ_ｎ（ｔ）の真の信号の振幅推定値Ｄ_１（ｔ）を出力する。この真の信号の振幅推定値とは、実施例１で詳しく述べた、｜Ｘ_ｎ−Ｍ_ｎ｜のことである。

図示しないコントローラは、図３０に示すように、アナログマルチプレクサ選択信号に１，２，３、１，２，３、・・・を与え、また励振生成部１０２の動作タイミングを与え、また復調部１０５ａ〜ｃの動作のタイミングを与える。アナログマルチプレクサ２０９が順次電極を選択することで、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の３個の電極のすべてに励振が順次与えられる。一方、Ｉ−Ｖ変換器と復調部からなる組は、Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の３つの電極にそれぞれ接続されており、並行して復調信号を出力する。このため、アナログマルチプレクサが１，２，３と順次選択を終えると、９箇所すべての交差点の静電容量に対応した復調信号を得ることができる。

そして図示しない信号処理回路を含むブロックで、復調部１０５ａ〜ｃの出力値に基づき、タッチの有無と位置とを算出する。図３０の例ではアナログマルチプレクサがノード２を選択しているときの復調信号、すなわち｜Ｘ_２−Ｍ_２｜にピーク（極小）がみられる。このため、電極Ｈ２と電極Ｖ２との交差部にタッチがある可能性が検出できている。

タッチの検出は、上記ピークの検出に加えて、タッチしていないときに取得した値との差を計算したり、経時的な信号の変化の特徴を利用したりして、誤判定が生じないアルゴリズムを用いた。このようにして、タッチの有無とタッチ位置（座標）が検出される。

なお、上記では復調部１０５ａ〜ｃの出力として、実施例１で述べた｜Ｘ_ｎ−Ｍ_ｎ｜を適用しているが、復調部１０５ａ〜ｃの出力として、実施例２乃至４で述べた｜Ｘ_ｎ−ｋ・Ｍ_ｎ｜を適用してもよい。

上述した本発明の実施例４は、次の特徴を有するといえる。すなわち、実施例４は、第１電極（例えば電極Ｖ２）と、第２電極（例えば電極Ｈ２）と、該第１電極に電圧を印加を印可する駆動回路（励振生成部１０２が該当）と、該第２電極に流れる電流を測定し出力する検出回路（２０７）とから構成されるセンサシステムとを有し、該第１電極と第２電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。

また、本発明のタッチパネルは、該センサシステム２０５の出力である振幅変調信号を復調する復調部１０５ａ〜ｃを含み、該復調部１０５ａ〜ｃは、該励振生成部１０２が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、少なくとも前記期間の直前と直後のどちらか一方の、該励振生成部１０２が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成する。

静電容量センサ、タッチパネル、タッチセンサ他、ＡＭ変復調システムを用いる電子機器に適用できる。

１００：静電容量センサ
１０１：センサシステム
１０２：励振生成部
１０３：正弦波生成部
１０４：直流生成部
１０５、１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃ、１０５ｄ：復調部
１１０：演算増幅器
１１１：加算器
１２０：電子機器
１３０：静電容量式タッチパネル
１３１：面抵抗体（ＩＴＯ）
１３２：偏光板
１４０：サンプラ
１４１：乗算器、１４１ａ：乗算器Ｉ、１４１ｂ乗算器Ｑ
１４２：積算器、１４２ａ：積算器Ｉ、１４２ｂ：積算器Ｑ
１４３：レジスタ、１４３ａ：レジスタＩ、１４３ｂ：レジスタＱ
１４４：乗算器、１４４ａ：乗算器Ｉ、１４４ｂ：乗算器Ｑ
１４５：移相器
１４６：制御器
２００：コントローラ
２０１：マルチプレクサ
２０２：基板
２０３ａ、２０３ｂ、２０３ｃ、２０３ｄ、２０３ｅ、２０３ｆ：電極
２０５：センサシステム
２０６：静電容量センサ
２０７：電流電圧変換器（Ｉ−Ｖ変換器）
２０８：直流バイアス回路
２０９：マルチプレクサ

Claims (11)

1. センサシステムと
   間欠的な正弦波信号を生成し、該センサシステムに与える励振生成部と、
   該センサシステムの出力である振幅変調信号を復調する復調部と、
   を含み、
   該復調部は、
   該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、
   少なくとも前記期間の直前と直後のどちらか一方の、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする電子機器であって、
   該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答から算出される、
   該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをＸとし、
   その直前および直後の該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答から算出される該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをそれぞれ、Ｙ、Ｚとしたとき、
   該復調信号は、｜Ｘ−ｋ・Ｍ｜の定数倍、ただしＭはＹとＺとの平均ベクトル、ｋは係数とされ、
   該ｋの値は、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答を用いて決定される、
   ことを特徴とする電子機器。
2. 面抵抗体と、
   該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
   該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項１に記載の電子機器を含む静電容量センサ。
3. 電極と、
   該電極に接続された、該電極に電圧を印加し、該電極に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
   該電極と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項１に記載の電子機器を含む静電容量センサ。
4. 第１電極と、
   第２電極と、
   該第１電極に電圧を印加する駆動回路と、該第２電極に流れる電流を測定し出力する検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し
   該第１電極と第２電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項１に記載の電子機器を含む静電容量センサ。
5. 表示装置を含み構成され、
   該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、
   該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする請求項２乃至４のいずれか一つに記載の静電容量センサ。
6. 前記係数ｋの値を決定するために、励振生成部が正弦波を出力する前の停波時に取得したノイズである前方ノイズの振幅と励振生成部が正弦波を出力した後の停波時に取得したノイズである後方ノイズの振幅を利用する請求項２乃至５のいずれか一つに記載の静電容量センサ。
7. 面抵抗体と、
   該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
   該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項１に記載の電子機器を含むタッチパネル。
8. 電極と、
   該電極に接続された、該電極に電圧を印加し、該電極に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
   該電極と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項１に記載の電子機器を含むタッチパネル。
9. 第１電極と、
   第２電極と、
   該第１電極に電圧を印可する駆動回路と、該第２電極に流れる電流を測定し出力する検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し
   該第１電極と第２電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項１に記載の電子機器を含むタッチパネル。
10. 表示装置を含み構成され、
    該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、
    該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の電子機器。
11. 表示装置を含み構成され、
    該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、
    該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする請求項６乃至９に記載のタッチパネル。

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