JP6436374B2 - 電子機器、静電容量センサ及びタッチパネル - Google Patents
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Description
ムを用いる電子機器、静電容量センサ及びタッチパネルに関する。
作の有無を検出する装置であり、現在は、通常、液晶表示装置(Liquid Crys
tal Display、LCD)やプラズマ表示装置(Plasma Display
Panel、PDP)、有機ELディスプレイ等の表示装置と組み合わせて用いられる
。
り、機器を制御したりすることにより、使い勝手の良いヒューマン・インターフェイスが
実現される。現在、タッチパネルは、ゲーム機、携帯情報端末、券売機、現金自動預け払
い機(ATM)、カーナビゲーション等、日常生活において広く利用されている。また、
計算機の高性能化及びネットワーク接続環境の普及に伴い、電子機器によって供給される
サービスが多様化し、タッチパネルを備えた表示装置に対するニーズが拡大し続けている
。
パネルは、(イ)面抵抗体と、(ロ)該面抵抗体に接続され、該面抵抗体に、励振として
交流電圧(正弦波電圧)を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する、駆動・検
出回路とから構成される。
抗体と、その上面に形成された薄い絶縁膜とで構成される。この面抵抗体を、位置検出導
電膜と呼ぶ。この方式のタッチパネルを駆動する際、位置検出導電膜の4隅に交流電圧を
印加する。指または指示棒等(以下指等)でタッチパネルを触れると、位置検出導電膜と
指等との静電容量結合によってキャパシタが形成される。このキャパシタを介して、指等
に微小電流が流れる。この電流は、位置検出導電膜のそれぞれの隅から指等がタッチした
点に流れる。駆動・検出回路により検出された電流に基づいて、信号処理回路が指等のタ
ッチの有無と指等のタッチ位置の座標を計算する。具体的には、信号処理回路は位置検出
導電膜の4隅の電流の和に基づいて、タッチの有無を検出する。また、位置検出導電膜の
4隅の電流の比に基づいて、タッチ位置の座標を計算する。
いる。
ネルの駆動信号による位置検出精度の低下を防止するために、表示パネルの非表示期間中
にタッチパネルに交流電圧を印加するとともに、表示パネルの対向電極に対して同じ交流
電圧を印加する対向電極駆動手段を備えている。
が少ないときにはAC電圧振動レベルを小さくし、特定周波数ノイズの場合は別の電圧振
動周波数に切り替えることにより安全性を確保し、S/N比が良くなり耐ノイズ性に優れ
、且つ電気的に安全なタッチパネル装置」が示されている。
クトル信号として、前記両信号の位相差と振幅より、余弦定理を用いて算出したスカラー
量を本来の指がタッチしたAC信号として、前記タッチ位置を検出するに当たり、指が前
記面抵抗体の近くに無い時の寄生信号による前記AC電圧や、容量性接地人体や抵抗性接
地人体の指による前記信号の位相差を排除する」ことが記載されている。
ンサ線SSLiの出力を入力し、その差分(Delta)と配線容量比Kcを用いた演算
により信号 成分Sを求める」ことが開示されている。
dの記号が付されている。これらのノードには、後述する電流検出回路の各端子が接続さ
れる」ことが開示され、また、「ノードNa〜Ndには、電流検出回路13a〜13dを
介して、単極双投スイッチ21a〜21dを接続する。単極双投スイッチ21a〜21d
の2接点の一方 には交流電圧源22を接続し、他方(すなわち、図4でCOMと記載さ
れたノード)には蓄積容量線駆動回路を接続する。交流電圧の波形は、一例として、正弦
波を利用することができる。」と記載されている。
の周波数とノイズの周波数が同一、あるいは、従来の周波数分解能では分解できない程度
近傍のノイズを除去し、タッチの有無やタッチ位置を精度良く検出する」ことを課題とし
て幾つかの提案を行っている。
パネルには次の六点の課題を有している。
。特許文献1では、表示パネルの駆動信号による位置検出精度の低下を防止するとされて
いるものの、表示パネルの駆動信号以外に由来する外来ノイズ、例えば、タッチパネルの
タッチする面の上方に配置された、インバータ回路を含んでなる蛍光灯から発せられるノ
イズに対して、影響を受けやすい。
ッチパネルは、位置検出導電膜と指との間に形成されるキャパシタの静電容量を検出する
ものであるため、位置検出導電膜と指との間に、電磁界をシールドするためのシールド電
極を形成することができないことである。このため、位置検出導電膜のタッチされる面は
、外来ノイズに対して無防備な構造にならざるを得ない。そして、タッチパネルの寸法が
大きくなるにつれて、外来ノイズの影響を受けやすくなる。
開発されたインバータ式蛍光灯が市場に受け入れられ、その数が増加していることが挙げ
られる。あるいは、携帯機器用の充電器やACアダプタにおいて、電源電圧の変換効率を
高めるために開発されたスイッチング電源が多く採用されるようになってきたことが挙げ
られる。これらの機器から生じるノイズは、静電容量を検出する機器の正常動作を妨げる
。
は近傍の場合、バンドパスフィルタではノイズを除去できないことである。
励振周波数と一致する、またはその近傍である。一方、特許文献1に記載がある同期検波
回路は、励振周波数と異なる周波数のノイズを除去するためにフィルタリングを行うとさ
れている。よって、このように、観測信号を周波数で分解、選択する手法では、励振周波
数とノイズの周波数が一致した場合ノイズを除去することができない。
域との間に存在する減衰域(あるいは遷移域)を通して、ノイズが混入してしまう。つま
り、実現可能なフィルタはその周波数分解能に一定の限度を有すため、励振周波数の近傍
の周波数のノイズを除去できない。
場合、周波数分能が低下し、真の信号の周波数近傍のノイズが除去できないことである。
例えば、ペリオドグラムスペクトル推定法の場合、対象信号が振幅の等しい2つの正弦波
信号からなる場合、
となるスペクトルピークを分離できるとされる。
号を100kHz、ノイズを99kHzとした場合、両者を周波数で分解することはでき
ないと考えられる。
ソン分布の雑音が重畳された観測信号を多数回取得し、平均化により、ノイズを相殺して
ノイズを低減化させる場合、ノイズの低減量は取得回数の平方根に比例するとされること
である。つまり、信号取得期間が非表示期間(非アドレス期間)等の短時間に制限される
場合、平均化によるノイズ除去効果が低下し、S/Nが低下する。
電膜と指との間に、偏光板が存在するという構造を適用する場合、位置検出導電膜と指と
の間で形成される静電容量が小さくなり、S/Nが低下することである。また、位置検出
導電膜と指との間に保護ガラス等を挿入した場合、同様にS/Nが低下する。
ていない課題であり、さらに多様なノイズに対して、高いS/N比を得る必要があること
である。特許文献6では全てのn(nは、非アドレス期間に対して順に1,2,3,・・
・,と付与した番号)に対して|Xn−Mn|を計算し、この値を復調部の出力とした。
しかし、全てのnに対して|Xn−Mn|の計算を適用するとS/Nが低下する場合があ
ることを本願発明者は見出した。
解できない程度近傍のノイズを除去し、タッチの有無やタッチ位置を精度良く検出するこ
とができる電子機器、静電容量センサ及びタッチパネルを提供することが課題となる。
抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力
する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、該面抵抗体と指示体とで
形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を
検出する電子機器を含む。
電極に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを
有し、該電極と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体の
タッチ状態もしくは座標を検出する。
極に流れる電流を測定し出力する検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し該
第1電極と第2電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタ
ッチ状態もしくは座標を検出する。
波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、該正弦波を出力した期間の該セ
ンサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を
用いて、復調信号を生成することを特徴とする。
抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力
する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、該面抵抗体と指示体とで
形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を
検出する。
測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、電極と指示体
とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座
標を検出する。
極と、該第1電極に電圧を印可する駆動回路と、該第2電極に流れる電流を測定し出力す
る検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し該第1電極と第2電極とで形成さ
れるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出す
る。
され、該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波
を出力しない期間とを有し、該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正
弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成する
。
を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、該正弦波を出力した期間の該セン
サシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用
いて、復調信号を生成することを特徴とする。
るが、この場合の出力は、単一周波数の正弦波に限定されるものではないことを注意して
おく。全ての信号は、異なる周波数の正弦波の級数としてあらわすことができる(フーリ
エ級数展開)。つまり、励振生成部が、例えば矩形波を出力する場合、この矩形波は、異
なる周波数の正弦波の級数である。この場合、この矩形波の基本周波数の正弦波に着目し
て、信号処理し、復調信号を得ればよい。このように、励振生成部が矩形波を出力する場
合であっても、本発明に含まれる。同様な理由により、励振生成部が、いかなる交流を出
力する場合であっても、本発明に含まれる。
とにより、以下の六点の効果を得ることができる。
関わらず、正確にノイズを取得できることである。
て取得した「真の信号+ノイズ」の信号処理経路とは同一であるため、正確にノイズを取
得できることである。
め、真の信号とノイズとが同一の周波数であっても、真の信号を正確に求めることができ
ることである。
ズ)と後方ノイズ(励振生成部が正弦波を出力した後の停波時に取得したノイズ)の平均
ベクトルを使うことで、周波数分解能を超越して真の信号の近傍周波数のノイズを除去す
ることができることである。
変動した場合でも、精度よくノイズを除去できることである。
特に本発明に係る制御手段を適用することで、インバータ回路が停止している環境でのS
/N低下の問題を回避し、その一方、インバータ回路が動作した環境でS/Nを高めるこ
とができる。
電子機器を提供することを可能とする。
本発明の静電容量センサについて説明する。一般的な静電容量センサは、背景技術で示
したタッチパネルの機能から、位置の検出の機能を省くことで、その機能が実現される。
位置の検出機能が省かれるため、面抵抗体の代わりに面導体、もしくは単に導体を用いる
ことが可能である。
図2に本発明の静電容量センサ100のブロック図を、図1に、本発明の静電容量セン
サを抽象化した、本発明の電子機器120のブロック図示す。図2に示す静電容量センサ
100は、図に記載したキャパシタCinの静電容量を検出するように構成されている。
この静電容量センサは、キャパシタCinの静電容量及び励振を入力とし、キャパシタC
inの静電容量に応じた信号を出力するセンサシステム101と、該励振を生成する励振
生成部102と、励振生成部に接続された正弦波生成部103と、直流生成部104とを
有する。センサシステムの出力は復調部105に入力され、この復調部により復調信号が
生成される。
図2で例示したように、正弦波生成部103と、直流生成部104とを有し、これらを切
り替える手段がある。しかし、この手段に限定されるものではない。他の手段として、例
えば、DAコンバータを用いて、このDAコンバータに与えるデジタル信号が、間欠的な
正弦波を離散化した信号であってもよい。
シタCfとで構成され、さらに、演算増幅器110の出力電圧と励振電圧とを減算する加
算器111を備える。
振の電圧をV1、センサシステムの出力電圧をV2とすると、このセンサシステムの周波
数応答H(jω)は、図から求まる回路方程式を解くことで、次の数式となる。
静電容量に比例する。
、キャパシタCinの静電容量に応じて変化するので、このセンサシステムは振幅変調シ
ステムということができる。
電圧や電流といった電気信号のみならず、この実施形態で示したように静電容量とするこ
ともできる。
図3を参照し、本発明の静電容量センサの動作について説明する。
間欠的な正弦波電圧を生成する。これをセンサシステム101に励振として供給する。こ
の例では、正弦波の周波数を100kHzとする。センサシステムはこの励振およびキャ
パシタCinの静電容量に応答して、図3の2番目の波形すなわち、センサシステム出力
電圧に示すように、電圧f(t)を出力する。励振生成部102が正弦波を出力している
期間のセンサシステムの応答を、図のように、x1(t),x2(t)とし、励振生成部
が停波の期間のセンサシステムの出力電圧をz1(t),z2(t)とする。
なる。しかし、実際はノイズが混入し、ゼロとならない。タッチセンサやタッチパネルな
どの多くの場合、図2に示したキャパシタCinの静電容量は、指示体(指)と面抵抗体
とで形成されるキャパシタの静電容量であり、キャパシタCinの一部を構成する面抵抗
体には外来ノイズ(電界の変化、静電容量結合性のノイズ)が容易に混入する。図3にお
いてz1(t),z2(t)がゼロでない理由は、このノイズの影響をあらわしているか
らである。外来ノイズが定常的な場合、励振が正弦波であるか、あるいは停波(DC)で
あるかにかかわらず外来ノイズが混入するため、x1(t),x2(t)にも、ノイズは
混入している。つまり、x1(t),x2(t)には、真の信号にノイズの加わった信号
(真の信号+ノイズ)が、z1(t),z2(t)にはノイズのみが現れている。
電容量に依存せず、外来ノイズをあらわすことである。つまり、タッチセンサやタッチパ
ネルの場合、指示体である指の有無に関わらず、ノイズのみが現れることである。この理
由は、指と位置検出導電膜とで形成されるキャパシタCinのインピーダンスが、センサ
システムのインピーダンスに対して十分高いため、位置検出導電膜に混入したノイズは、
指の有無に関わらず、電流としてセンサシステムに流入するからである。
いるノイズと、その前後の励振生成部が停波している期間のセンサシステム出力電圧に混
入しているノイズとに相関が認められたことである。
除去する。真の信号+ノイズを含む観測信号x1(t)と、ノイズをのみ含む観測信号z
1(t)から、x1(t)の真の信号、ここではx1(t)の真の信号の振幅を求める例
について説明する。
に信号値を読み出し、離散時間信号f(iΔt),i∈Z(Z:整数の集合)に変換する
。x1(t)をこのようにサンプリングしてx1(iΔt),i=0,1,2,・・・N
−1を、z1(t)をサンプリングしてz1(iΔt),i=0,1,2,・・・Q−1
を得る。
Hzに対応するDkをX1とすれば、
数X1は、ベクトルX1≡(Re{X1},Im{X1})、Re{X1}は複素数X1
の実部、Im{X1}は複素数X1の虚部と記述でき、2次元ベクトルX1で表現するこ
ともできる。そしてこれらは同値である。
kHzに対応するDkをZ1とすれば、
数Z1は、ベクトルZ1≡(Re{Z1},Im{Z1})と、2次元ベクトルZ1で表
現することもできる。そしてこれらは同値である。
t)の100kHzの成分と同じであると仮定して、ベクトルX1−ベクトルZ1を計算
する。そして、その大きさである|X1−Z1|をx1(t)の真の信号の振幅として、
復調信号D(t)とし、復調部の出力とする。
ら説明する。
2V振幅の真の信号(Vsig)と1V振幅のノイズ(Vnoise)を加算した、次の
信号である。
,2,・・・4999と離散化した。
長さ(時間)、すなわちt1’−t1は、後に100kHzの成分を抽出することを考慮
すると、100kHzの周期の整数倍、すなわちnx10マイクロ秒、nは正の整数、と
することが望ましい。
99、とし、t1’−t1を200マイクロ秒(n=20)とした。
することが望ましく、さらに、z1(t)の長さ(時間)、すなわちt2’−t2は、1
00kHzの周期の整数倍、すなわちwx10マイクロ秒、wは正の整数とすることが望
ましい。
99とし、t2=t1+200マイクロ秒(m=20)、t2’−t2を200マイクロ
秒(w=20)とした。
ベクトルZ1を複素平面上にプロットすると、図5のようになる。
クトルの大きさは、100kHzの信号の振幅の1/2であることに注意すると、ベクト
ルX1−ベクトルZ1により、真の信号の振幅が2Vであることが算出された。一方、算
出されたx1(iΔt)の振幅である2x|X1|(1.5V)および算出されたz1(
iΔt)の振幅である2x|Z1|(1.0V)といった振幅の情報のみに基づいて、真
の信号の振幅(2V)を導出することは困難である。
x1(iΔt)、z1(iΔt)それぞれの信号の100kHz成分の振幅を求めたこと
と等価である。つまり、従来の周波数分離を用いたノイズ除去のみでは真の信号の振幅を
求めることはできない。
を計算することで、復調信号D(t)の一つの値を求める例を示した。D(t)の次の値
については、図3に示すように、x2(t)、z2(t)からX2、Z2を算出し、|X
2−Z2|を計算する。以降のD(t)の値についても同様に計算することで復調信号D
(t)を求める。
の有無に関わらず、あるいは指の有無が変化した場合や、指の押し圧が変化してキャパシ
タCinの静電容量が変化した場合であっても、正確にノイズを取得できることである。
うため、真の信号とノイズとが同一周波数であっても、真の信号を正確に求めることがで
きることである。
実施形態1では、観測信号x1(iΔt)の真の信号の振幅を求めるために観測信号z
1(iΔt)を利用した。すなわち、観測信号x1(iΔt)の時間的に後に観測したノ
イズz1(iΔt)を利用して、ノイズを除去した。この実施形態2では、観測信号x1
(iΔt)の前後のノイズを利用して観測信号x1(iΔt)の真の信号の振幅を求める
形態について、復調部の動作を中心に説明する。
1,2,・・・、Δt=0.4マイクロ秒を示す。
る99kHzのノイズ(Vnoise)を加算したものである。これを数式で示すと次の
通りとなる。
切り出した信号とした。
Δt)、i=0〜1624をf(aΔt)、a=4250〜5874、としz(iΔt)
、i=0〜299をf(aΔt)、a=6000〜6299、とした。
ら、複素数Ym,Zmを次の数式で求める。
Zを推測する。推測法は次の通りである。時刻が(t0+t0’)/2のときのノイズベ
クトルをYm、時刻が(t2+t2’)/2のときのノイズベクトルをZm、とする。
1及び時刻t1’のノイズベクトルY,Zを得る。図7にYm,ZmとY、Zの関係を模
式的に示した。
ついて図8を参照して説明する。
次の通りとなる。
はベクトルZの振幅と位相をあらわす。図9(a)に、図6のモデル信号から、上記にし
たがって求めたY、Z及びMを示す。
示す。
すことに注意すると、真の信号の振幅1.0Vが正しく求められることが確認された。つ
まり、励振の周波数100kHzにきわめて近い99kHzというノイズが混入した場合
でも、正確にノイズが除去されることが示された。
分解能が低下して、真の信号の周波数近傍のノイズが除去できない。一方、本実施形態で
示したとおり、x(iΔt)の前方のノイズy(iΔt)と後方のノイズz(iΔt)を
利用することで、周波数分解能を超越して、近傍周波数のノイズを除去することができた
。
平均ベクトルMを使うことで、精度良くノイズを除去することができる。
作用効果として以下の2つが挙げられる。
能を超越して近傍周波数のノイズを除去することができることである。
幅が変動した場合でも、精度よくノイズを除去できることである。
実施形態3は、本発明を静電容量センサに適用した形態である。
図10に本発明の静電容量センサ206のブロック図を示す。図10に示す静電容量セ
ンサ206は、図10内に記載したキャパシタCinの静電容量を検出するように構成さ
れている。この静電容量センサ206は、キャパシタCinの静電容量及び励振を入力と
し、キャパシタCinの静電容量に応じた信号を出力するセンサシステム205と、該励
振を生成する励振生成部102と、励振生成部102に接続された正弦波生成部103と
、直流生成部104とを有する。センサシステム205の出力は復調部105に入力され
、この復調部105により復調信号が生成される。
検出する構成であった。一方、本実施形態である図10の静電容量センサ206は、ノー
ドN1、ノードN2の間に接続されたキャパシタCinの静電容量を検出する。また、図
10の静電容量センサは、ノードN1とグランドとの間に寄生容量が形成された場合であ
っても、この影響を受けることなくキャパシタCinの静電容量を検出できる。
nを構成する一方の電極(ノードN1に接続された電極)と、I−V変換器207に接続
された直流バイアス回路208(グランドのみでもよい)とで構成される。
に挿入されたキャパシタCfとで構成され、演算増幅器110の反転入力端子にキャパシ
タCinを構成する他方の電極(ノードN2に接続された電極)が接続される。
振の電圧をV1、センサシステム205の出力電圧をV2とすると、このセンサシステム
205の周波数応答H(jω)は、図10から求まる回路方程式を解くことで、[数2]
と同一になる。そして、このセンサシステムの振幅応答|H(jω)|は、[数3]と同
一となる。よって、このセンサシステム205の出力の振幅は、キャパシタCinの静電
容量に比例する。
振幅は、キャパシタCinの静電容量に応じて変化するので、このセンサシステム205
は振幅変調システムということができる。
上述の説明より図10のセンサシステム205の入出力特性と、前述の図2のセンサシ
ステム101の入出力特性が同一であるため、その動作は実施形態1、あるいは実施形態
2と同一となる。このため、動作に関する説明は省略する。
電容量センサ206は、第1電極(図10のキャパシタCinの、ノードN1側の電極)
と、第2電極(図10のキャパシタCinの、ノードN2側の電極)と、該第1電極に電
圧を印加を印可する駆動回路(励振生成部102が該当する)と、該第2電極に流れる電
流を測定し出力する検出回路(I−V変換機207)とから構成されるセンサシステム2
05と、を有し、該第1電極と第2電極とで形成されるキャパシタCinの静電容量を検
出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。
調信号を復調する復調部105を含み、該復調部105は、該励振生成部102が正弦波
を出力した期間の該センサシステム205の応答と、少なくとも前記期間の直前と直後の
どちらか一方の、該励振生成部102が正弦波を出力していない期間の該センサシステム
の応答との両者を用いて、復調信号を生成する。
図11に本発明の静電容量式タッチパネル130の構成を示す。図11に示すタッチパ
ネルは、指と面抵抗体131との間に形成されるキャパシタCinの静電容量を利用して
、タッチの有無とタッチ位置とを検出する。
TO膜は図示しないガラス基板上に、一様なシート抵抗値、ここでは800オームを有す
るベタ膜である。このITO膜上に、絶縁体、ここでは、液晶表示装置を構成するために
用いられる偏光板132を、酸を含まない糊を用いて貼り付けた。
システム101へ接続される。センサシステムの構成は実施形態1のそれと同様である。
4つのセンサシステムには、励振生成部102の出力電圧が入力され、各センサシステム
の出力は、復調部105(復調部0〜復調部3)に与えられる。
回路を含むブロックで、復調部の出力値に基づき、タッチの有無とタッチ位置とを算出す
る。
図12を参照して、本発明の静電容量式タッチパネルの動作を説明する。
LCDの駆動ノイズを避けるように駆動される。
ス期間にハイレベルとされる信号である。ここで、非アドレス期間とは、LCDの走査線
が走査されていない期間を指し、最後の走査線の選択が終了した後以降、最初の走査線が
選択される前までの期間を指す。
出する期間(t1〜t1’)を有するとともに、正弦波を停波し、ノイズを取得する期間
(t0〜t0’およびt2〜t2’)を有することである。
方、LCDの駆動のノイズが含まれないこととなる。この結果、タッチを検出する期間(
t1〜t1’)に混入するノイズを精度よく推定し、除去することが可能となる。
を生成する。これをセンサシステムの励振とする。図12の励振生成部出力電圧を得るた
めに、励振生成部には、周波数が100kHzで振幅が1.5Vpp(1.5ボルトピー
クツーピーク)の正弦波が、正弦波生成部103により与えられ、また、DC=1.2V
のDC電圧が直流生成部104により与えられる。そして、励振生成部はオフセットが1
.2Vで、周波数が100kHz、振幅が1.5Vppの間欠的な正弦波電圧を出力する
。正弦波が停波している期間はDC=1.2Vの電圧を出力する。
h0のセンサシステム、ch1のセンサシステム、ch2のセンサシステム、ch3のセ
ンサシステムと区別する)に与えられる。励振生成部102で生成された電圧は、センサ
システム内の演算増幅器110の非反転入力端子に与えられ、この電圧は、演算増幅器の
イマジナリーショート動作によって、反転入力端子に現れる。すなわち、励振生成部10
2が周波数100kHz、振幅1.5Vppの電圧を出力すると、ITO131に周波数
100kHz、振幅1.5Vppの電圧が印加される。
て決まるコンダクタンスG0〜G3およびキャパシタCinを介して、人体へと交流電流
がながれる。
弦波電圧にノイズが重畳したものである。センサシステムのうち、ch1のセンサシステ
ムを代表に選び、その出力電圧をf1(t)として図12に示した。
12に示すようにyn(t)、xn(t)、zn(t)、nは整数、の信号を利用して、
xn(t)の真の信号の振幅D1(t)を出力する。
0.4マイクロ秒でサンプリングし、f1(aΔt)、aはサンプル番号で整数、を得る
。
のように切り出した信号とした。y1(iΔt)、i=0〜399 を f(aΔt)、
a=3801〜4200、としx1(iΔt)、i=0〜1624をf(aΔt)、a=
4251〜5875、としz1(iΔt)、i=0〜399をf(aΔt)、a=600
1〜6400、とした。
)に対応する期間をそれぞれ4つのセグメント分割し、セグメントごとに100kHz成
分のベクトルを算出する。
および後方ノイズの振幅|Zm|は、それぞれ、
位相を計算する。
le[Y1,4]、および、angle[Z1,1]、angle[Z1,2]、ang
le[Z1,3]、angle[Z1,4]、ここでangle[Y1,1]はY1,1
の位相を示す。
が悪いので、適宜2nπ、nは整数、の加算をして、位相を滑らかにつなげる。
力の100kHz成分の位相の推移を見ると理解しやすい。
した際の波形を示す。一番上がITOの電圧、2番目がch1のセンサシステム出力をサ
ンプリングした波形、3番目が、100サンプルを1セグメントとしたときの、各セグメ
ントから計算される100kHzの振幅、一番下のグラフが、100サンプルを1セグメ
ントとしたときの、各セグメントから計算される100kHzの位相を示している。一番
下のグラフは±πの範囲に制限された位相に2nπ、nは整数、の加算をして、位相を滑
らかにつなげた結果である。
相を滑らかにつなぐことが可能なことがわかる。
]、angle[Y1,3]、angle[Y1,4]の傾きと、後方ノイズから得たa
ngle[Z1,1]、angle[Z1,2]、angle[Z1,3]、angle
[Z1,4]を利用することで、前方ノイズから後方ノイズに至る過程で位相がどちらの
方向に、どれだけ回転したか推測する。
ズと後方ノイズの位相の傾きから、回転方向と量を推測する処理とを行った後の位相を、
angle[Y1,1]’、angle[Y1,2]’、angle[Y1,3]’、
angle[Y1,4]’およびangle[Z1,1]’、angle[Z1,2]’
、angle[Z1,3]’、angle[Z1,4]’とし、前方ノイズの位相ang
le[Ym]および後方ノイズの位相angle[Zm]を、それぞれ、次の通り計算す
る。
ぐ近似で、x(t)の期間に混入しているノイズの振幅も推測可能であることも分かる。
le[Zm]によりベクトルZmがそれぞれ決まる。
1’のノイズベクトルY,Zを推測する。
トルM1を算出する。
。
て、図12に示すように出力される。
(t)から|X2−M2|を計算し、復調部の出力とする。
部の出力とする。
,Y1,3,・・・,X1,・・・,Z1,3,Z1,4を得るための信号処理部のブロ
ック図を、図14を参照して説明する。
ムの出力電圧f1(t)に対応する。f(t)はサンプラ140に供給され、時間間隔Δ
t=0.4マイクロ秒ごとの離散時間信号f(aΔt)、a=0,1,2・・・、に変換
される。f(aΔt)は、2つの乗算器(乗算器I 141a、乗算器Q 141b)に
入力される。乗算器I 141aは、f(aΔt)とcos(ωaΔt)、a=0,1,
2,3・・・、ω=2π100kHz、とを逐次乗算し、その結果を時間間隔Δtごとに
逐次出力する。同様に乗算器Q 141bは、f(aΔt)とsin(ωaΔt)、a=
0,1,2,3・・・、ω=2π100kHz、とを逐次乗算し、その結果を時間間隔Δ
tごとに逐次出力する。
in(ωaΔt)は、正弦波生成部の出力を−90度の移相器145を通すことで変換し
た信号を利用する。
積算器Q 142bに入力され、積算器は制御器146によって与えられる制御信号がア
クティブの期間に入力される信号を加算する。
制御器は積算器にアクティブ信号をあたえる。これによって、積算器I 142aは、
に取り込まれ、レジスタに接続された乗算器144により、1/N倍(Nは積算したサン
プル数)される。
・,X1,・・・,Z1,3,Z1,4の実部、すなわち、Re{Y1,1},Re{Y
1,2},Re{Y1,3},・・・,Re{X1},・・・,Re{Z1,3},Re
{Z1,4}の値を順次出力し、乗算器Q 144bはY1,1,Y1,2,Y1,3,
・・・,X1,・・・, Z1,3,Z1,4、の虚部の−1倍、すなわち、−Im{Y
1,1},−Im{Y1,2},−Im{Y1,3},・・・,−Im{X1},・・・
,−Im{Z1,3},−Im{Z1,4}、の値を順次出力する。
実験結果について説明する。
インバータ式蛍光灯のインバータ回路を配置した。センサシステムの出力を観察すると、
明らかにインバータ回路からのノイズが混入されている。
タッチした。実験結果を図15に示す。
Xn−Mn|の一つを1点としてプロットし、653点のプロットを直線でつないだもの
である。
には励振が100kHzの正弦波の期間のセンサシステムの出力信号の100kHz成分
の振幅を、|Xn−0|で求めたものである。
準偏差をノイズN、とすれば、従来のS/N=1.36に対し、本発明では3.87と9
dBのS/N向上が確認された。
様なノイズに対して、高いS/Nを得るための技術が開示される。
付与した番号)に対して|Xn−Mn|を計算し、この値を復調部の出力とした。
Nが低下する場合がある。例えば、実施例1において、インバータ回路の動作を停止させ
た状態で取得した信号がこれに該当する。インバータ回路を停止させることで、明示的な
ノイズ源は無くなり、その他の外来ノイズがノイズとして顕在化する。インバータ回路を
停止させた実験では、復調部の出力を単に|Xn|とした場合、S/Nは52.3であり
、復調部の出力を|Xn−Mn|とした場合、S/Nは30.2と低下した。
求めた位相、すなわちangle[Yn,1]’、angle[Yn,2]’、angl
e[Yn,3]’、angle[Yn,4]’、および、angle[Zn,1]’、a
ngle[Zn,2]’、angle[Zn,3]’、angle[Zn,4]’(ここ
で一番目の添え字nは非アドレス期間に対して順に1,2,3,・・・,と付与した番号
を示し、二番目の添え字はセグメント番号を示す)の変化が大きすぎ、これらを用いて算
出したMnがXnに含まれるノイズを正しく反映していないことが分かった。
をゼロとする制御手段を、復調部に追加した。図16に復調部における処理の流れ図をし
めす。図16の流れ図に沿って、復調部の動作を説明する。
実施例1で説明した方法で、前方ノイズの4つのセグメントの位相、angle[Yn
,1]、angle[Yn,2]、angle[Yn,3]、angle[Yn,4]、
および後方ノイズの4つのセグメントの位相、angle[Zn,1]、angle[Z
n,2]、angle[Zn,3]、angle[Zn,4]を算出する。ここで一番目
の添え字nは非アドレス期間に対して順に1,2,3,・・・,と付与した番号を示し、
二番目の添え字はセグメント番号を示す。
び図18に示した。図17はインバータ回路を動作させたときに得られた位相、angl
e[Y1,s]およびangle[Z1,s]、sはセグメント番号、であり、図18は
インバータ回路を停止させた状態で得られた位相である。
STEP1で得られる位相の値域は−π〜πなので、実施例1と同様にこの制限をはず
す処理を行う。また、前方ノイズと後方のノイズの傾きから、位相の回転方向と量を推測
する。これら処理を行った位相をangle[Yn,1]’、angle[Yn,2]’
、angle[Yn,3]’、angle[Yn,4]’、およびangle[Zn,1
]’、angle[Zn,2]’、angle[Zn,3]’、angle[Zn,4]
’とする。
19および図20に示す。図19はインバータ回路を動作させたときに得られた位相、a
ngle[Y1,s]’およびangle[Z1,s]’、sはセグメント番号、であり
、図20はインバータを停止させた状態で得られた位相を示す。
上記で得られた位相に対し、次に定義される位相差6個を求める。
タそれぞれについて、位相差の絶対値の最大値を求めた結果を表1に示す。
STEP3で求めた「位相差の絶対値の最大値」を利用して、復調部の出力値を、次の
記述にしたがって制御する。
レス期間の番号n=1のデータに対して復調部の出力は次の通りとなる。
数kは、上述のとおり、「制御閾値」と「位相差の絶対値の最大値」との大小関係により
値が決定される。そして該位相差は前方ノイズおよび後方ノイズから得られる。ここで、
前方ノイズおよび後方ノイズは励振生成部が停波している期間のセンサシステムの出力で
ある。すなわち、kの値は、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシス
テムの応答を用いて決定される。
図11のタッチパネルを駆動し、復調部の出力値のS/Nを評価する手法で実施した。上
記の制御閾値に与える値に対してS/Nがどのように変化するかを実験で求めた。図21
はインバータ回路を動作させた環境下での実験結果である。図21を参照すると、制御閾
値を0.7(rad)以上に設定した場合、高いS/N(3.87)が得られることが分
かる。制御閾値を0とした場合、S/Nは1.36に低下する。図22はインバータ回路
を停止した環境下での実験結果を示す。図22を参照すると、制御閾値を1.2(rad
)以下に設定した場合、高いS/N(52.3)が得られることが分かる。したがって、
制御閾値を0.7以上1.2以下の値に設定することで、インバータ回路を動作させた環
境と停止させた環境との両者で最高のS/Nがえられる。すなわち、実施例1に対して、
実施例2の制御手段を適用することで、インバータ回路が停止している環境でのS/N低
下の問題を回避し、その一方、インバータ回路が動作した環境でS/Nを高めることがで
きた。
nは、非アドレス期間に対して順に1,2,3,・・・,と付与した番号)に対して|Xn
−Mn|を計算し、この値を復調部の出力とした。一方、実施例2では、各nにおける係
数kを計算して|Xn−k・Mn|を復調部の出力とした。発明者らは、この係数kを決
定する別の手法を見出した。
弦波を出力する前の停波時に取得したノイズ)の振幅と後方ノイズ(励振生成部が正弦波
を出力した後の停波時に取得したノイズ)の振幅を利用する。具体的には、前方ノイズの
振幅と後方ノイズの振幅との平均値に着目し、当該平均値が所定の値より大きい場合は、
ベクトルMnをゼロとする手段を復調部に設けた。図23に復調部における処理のフロー
チャートを示す。図23のフローチャートに沿って、復調部の動作を説明する。
(STEP1)
を、(|Ym|+|Zm|)/2として算出する。
(STEP2)
復調部の出力値を次の記述に従って制御する。
kは、上述のとおり、「第2の制御閾値」と「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との
平均値」との大小関係により値が決定される。そして当該平均値は前方ノイズおよび後方
ノイズから得られる。ここで、前方ノイズおよび後方ノイズは励振生成部が停波している
期間のセンサシステムの出力である。すなわち、kの値は、該励振生成部が正弦波を出力
していない期間の該センサシステムの応答を用いて決定される。
図11のタッチパネルを駆動し、復調部の出力値のS/Nを評価した。上記の第2の制御
閾値に与える値に対してS/Nがどのように変化するかを実験で求めた。図24はインバ
ータ回路を動作させた環境下での実験結果である。図24を参照すると、第2の制御閾値
を0.02(V)以下に設定した場合、高いS/N(3.87)が得られることが分かる
。第2の制御閾値を0.06とした場合、S/Nは1.36に低下する。図25はインバ
ータ回路を停止した環境下での実験結果を示す。図25を参照すると、第2の制御閾値を
0.005(V)以上に設定した場合、高いS/N(52.3)が得られることが分かる
。したがって、第2の制御閾値を0.005以上0.02以下の値に設定することで、イ
ンバータ回路を動作させた環境と停止させた環境との両者で最高のS/Nが得られる。す
なわち、実施例1に対して、実施例3の制御手段を適用することで、インバータ回路が停
止している環境でのS/N低下の問題を回避し、その一方、インバータ回路が動作した環
境でS/Nを高めることができた。
評価した。その結果、実施例2に基づく試作品の場合、インバータ回路を動作させた環境
と停止させた環境との両者で最高のS/Nが得られる、共通した制御閾値が存在しない場
合があることを経験した。このとき、復調部を実施例3記載のものと置き換えると、イン
バータ回路を動作させた環境と停止させた環境との両者で最高のS/Nが得られる、共通
した第2の制御閾値が存在した。つまり、実施例2および実施例3は共に多様なノイズに
対して、高いS/N比を得るという共通の効果を有する一方、実施例3の方が優れる場合
があるということができる。
施例3では係数kを「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅の平均の振幅」に基づいて決
定する例を記載した。このように係数kを決定するため物理量を2つ説明した。実施例4
ではこれら2つの物理量の両者を利用して係数kを決定する実施例の一例を記載する。図
26に復調部における処理のフローチャートを示す。図26のフローチャートに沿って、
復調部の動作を説明する。
(STEP1)
を求める。
(STEP2)
第2の制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値が第2の制御閾値より小さい場合は、
復調部に|Xn|を出力して処理を終了し、当該平均値が第2の制御閾値以上の場合は、
STEP3に進む。
(STEP3〜6)
より大きい場合、復調部の出力に|Xn|を出力し処理を終了し、位相差の絶対値の最大
値が制御閾値以下の場合、復調部に|Xn−Mn|を出力して処理を終了する。
上述のSTEP1乃至STEP6を、非アドレス期間の番号n毎に適用する。
通りkの値が決定する。すなわち、「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」
と第2の制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値が第2の制御閾値より小さい場合、
kはゼロとされる。また、「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」と第2の
制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値が第2の制御閾値以上であり、かつ位相差の
絶対値の最大値が制御閾値より大きい場合、kはゼロとされる。また、「前方ノイズの振
幅と後方ノイズの振幅との平均値」と第2の制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値
が第2の制御閾値以上であり、かつ位相差の絶対値の最大値が制御閾値以下の場合、kは
1とされる。
図27に本発明の静電容量式タッチパネルの構成を示す。本タッチパネルでは、透明基
板202上に、複数の電極(H1:203a、H2:203b、H3:203cおよびV
1:203d、V2:203e、V3:203f)が配設される。本タッチパネルは、こ
れら個々の電極の自己容量、すなわち個々の電極がグランドとの間に形成する静電容量を
検出することで、タッチの有無とタッチの位置とを検出する。
至ノード6に接続され、アナログマルチプレクサ201はセンサシステム101へ接続さ
れる。センサシステムの構成は実施形態1のそれと同様である。センサシステム101に
は、励振生成部102の出力電圧が入力され、センサシステム101の出力は復調部10
5に与えられる。
理回路を含むブロックで、復調部105の出力値に基づき、タッチの有無と位置とを算出
する。
イミングを制御するために、これらはコントローラ200と接続される。
うな形状、つまり基板上に配設した、細長い面状の電極以外でも実施することができる。
たとえば、基板内部に埋め込んだ線状の電極で構成してもよい。
することでタッチパネルのサイズを拡大したり、あるいは検出精度をたかめることができ
る。
図27を参照して、本発明の静電容量式タッチパネルの動作を説明する。図28のアナ
ログマルチプレクサ選択信号は、図27のアナログマルチプレクサ201が選択するノー
ド番号を示す。
が選択されている期間中に、電極に正弦波を与えてタッチを検出する期間(t1〜t1 ’
)を有するとともに、正弦波を停波し、ノイズを取得する期間(t0〜t0’およびt2
〜t2 ’)を有することである。
波を出力していない期間のセンサシステム出力電圧f(t)には外来ノイズのみが現れる
ため、これ取得することで外来ノイズを精度よく測定できる。そしてこれを利用すること
で、タッチを検出する期間(t1〜t1’)に混入するノイズを精度よく推定し、除去す
ることが可能となる。
を生成する。これをセンサシステムの励振とする。図28の励振生成部出力電圧を得るた
めに、励振生成部には、周波数が100kHzで振幅が1.5Vpp(1.5ボルトピー
クツーピーク)の正弦波が、正弦波生成部103により与えられ、また、DC=1.2V
のDC電圧が直流生成部104により与えられる。そして、励振生成部102はオフセッ
トが1.2Vで、周波数が100kHz、振幅が1.5Vppの間欠的な正弦波電圧を出
力する。正弦波が停波している期間はDC=1.2Vの電圧を出力する。
部102で生成された電圧は、センサシステム内の演算増幅器110の非反転入力端子に
与えられ、この電圧は、演算増幅器のイマジナリーショート動作によって、反転入力端子
に現れる。すなわち、励振生成部102が周波数100kHz、振幅1.5Vppの電圧
を出力すると、マルチプレクサ201により選択されている電極に周波数100kHz、
振幅1.5Vppの電圧が印加される。
システム101からCinを介して、指へと交流電流がながれる。センサシステム101
の出力は、この交流電流の大きさに応じて振幅が決まる、間欠的な正弦波電圧にノイズが
重畳したものである。センサシステムの出力電圧をf(t)として図28に示した。
(t)のうち、図28に示すようにyn(t),xn(t),zn(t),nは整数でア
ナログマルチプレクサ201が選択しているノード番号と対応する、の信号を利用して、
xn(t)の真の信号の振幅推定値をD(t)を出力する。この真の信号の振幅推定値と
は、実施例1で詳しく述べた、|Xn−Mn|のことである。
3、・・・6を与え、また励振生成部102の動作タイミングを与え、また復調部105
の動作のタイミングを与える。アナログマルチプレクサが順次電極を選択することで、6
個の電極のすべてに対応する復調信号が順次得られる。
ッチの有無と位置とを算出する。図28の例では|X2−M2|にピークがみられること
から、電極H2上にタッチがある可能性が検出できている。そして例えば、|X5−M5
|にもうひとつのピークが検出された場合、電極V2上にタッチがある可能性が検出され
、タッチパネル面内の中央にタッチがある可能性が検出される。
差を計算したり、経時的な信号の変化の特徴を利用したりして、誤判定が生じないアルゴ
リズムを用いた。このようにして、タッチの有無とタッチ位置(座標)が検出される。
ているが、復調部105の出力として、実施例2乃至4で述べた|Xn−k・Mn|を適
用してもよい。
のタッチパネルに適用した例を示している。
図29に本発明の静電容量式タッチパネルの構成を示す。本タッチパネルでは、透明基
板202上に、複数の電極(H1:203a、H2:203b、H3:203cおよびV
1:203d、V2:203e、V3:203f)が配設される。すると、基板上には、
電極同士が交差する9箇所の交差点が形成される。各交差点では、交差する2つの電極に
よって、静電容量が形成される。交差点付近に指等が接近すると、付近の電気力線が変化
し、交差する2つの電極によって形成される静電容量の値が変化する。本タッチパネルは
、交差する2つの電極によって形成される静電容量を検出することで、タッチの有無とタ
ッチの位置とを検出する。
マルチプレクサ209のノード1乃至ノード3にそれぞれ接続され、アナログマルチプレ
クサ209は励振生成部102の出力端子に接続される。縦方向に延在する電極(203
a、203b、203c)は、配線により、3つのI−V変換器207a、207b、2
07cに一対一で接続される。I−V変換器207a、207b、207cの夫々の構成
や動作は実施形態3の207と同様である。I−V変換器の出力は、復調部(105a、
105b、105c)に与えられる。
信号処理回路を含むブロックで、復調部105a〜cの出力値に基づき、タッチの有無と
位置とを算出する。
作やタイミングを制御するために、これらは図示しないコントローラと接続される。
とでタッチパネルのサイズを拡大したり、あるいは検出精度を高めることができる。
図30を参照して、本発明の静電容量式タッチパネルの動作を説明する。図30のアナ
ログマルチプレクサ選択信号は、図29のアナログマルチプレクサ209が選択するノー
ド番号を示す。
V3のうち1つの電極が選択されている期間中に、選択された電極に正弦波を与えてタッ
チを検出する期間(t1〜t1’)を有するとともに、正弦波を停波し、ノイズを取得す
る期間(t0〜t0’およびt2〜t2’)を有することである。
励振生成部102が正弦波を出力していない期間のセンサシステム出力電圧には外来ノイ
ズのみが現れるため、これ取得することで外来ノイズを精度よく測定できる。そしてこれ
を利用することで、タッチを検出する期間(t1〜t1’)に混入するノイズを精度よく
推定し、除去することが可能となる。
器の出力電圧を、f0(t)、f1(t)、f2(t)と名づけて区別する。ここで、f
0(t)は復調部0:105aと接続されているI−V変換器207aの出力電圧、f1
(t)は復調部1:105bと接続されているI−V変換器207bの出力電圧、f2(
t)は復調部2:105cと接続されているI−V変換器の出力電圧とする。
圧は実施形態3で述べたとおりセンサシステムの出力と言うことができるため、図中では
センサシステム出力電圧と名称をつけている。
を生成する。これをセンサシステムの励振とする。図30の励振生成部出力電圧を得るた
めに、励振生成部102には、周波数が100kHzで振幅が1.5Vpp(1.5ボル
トピークツーピーク)の正弦波が、正弦波生成部103により与えられ、また、DC=1
.2VのDC電圧が直流生成部104により与えられる。そして、励振生成部102はオ
フセットが1.2Vで、周波数が100kHz、振幅が1.5Vppの間欠的な正弦波電
圧を出力する。正弦波が停波している期間はDC=1.2Vの電圧を出力する。
ンサシステムを構成する複数の電極(V1乃至V3)に、順次与えられる。
1,V2)・・・Cin(H3,V3)、ただし添え字のカッコ内は交差する電極名とす
る、が形成され、指が特定の交差点に接近すると、その静電容量の値は減少する。すると
、これに対応してI−V変換器の振幅が減少する。復調部1:105bに接続されている
I−V変換器207bの出力電圧f1(t)を図30に示した。
圧f1(t)のうち、図30に示すようにyn(t),xn(t),zn(t),nは整
数でアナログマルチプレクサ209が選択しているノード番号と対応する、の信号を利用
して、xn(t)の真の信号の振幅推定値D1(t)を出力する。この真の信号の振幅推
定値とは、実施例1で詳しく述べた、|Xn−Mn|のことである。
1,2,3、1,2,3、・・・を与え、また励振生成部102の動作タイミングを与え
、また復調部105a〜cの動作のタイミングを与える。アナログマルチプレクサ209
が順次電極を選択することで、V1,V2,V3の3個の電極のすべてに励振が順次与え
られる。一方、I−V変換器と復調部からなる組は、H1、H2、H3の3つの電極にそ
れぞれ接続されており、並行して復調信号を出力する。このため、アナログマルチプレク
サが1,2,3と順次選択を終えると、9箇所すべての交差点の静電容量に対応した復調
信号を得ることができる。
き、タッチの有無と位置とを算出する。図30の例ではアナログマルチプレクサがノード
2を選択しているときの復調信号、すなわち|X2−M2|にピーク(極小)がみられる
。このため、電極H2と電極V2との交差部にタッチがある可能性が検出できている。
差を計算したり、経時的な信号の変化の特徴を利用したりして、誤判定が生じないアルゴ
リズムを用いた。このようにして、タッチの有無とタッチ位置(座標)が検出される。
適用しているが、復調部105a〜cの出力として、実施例2乃至4で述べた|Xn−k
・Mn|を適用してもよい。
1電極(例えば電極V2)と、第2電極(例えば電極H2)と、該第1電極に電圧を印加
を印可する駆動回路(励振生成部102が該当)と、該第2電極に流れる電流を測定し出
力する検出回路(207)とから構成されるセンサシステムとを有し、該第1電極と第2
電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしく
は座標を検出する。
復調する復調部105a〜cを含み、該復調部105a〜cは、該励振生成部102が正
弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、少なくとも前記期間の直前と直後のど
ちらか一方の、該励振生成部102が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの
応答との両者を用いて、復調信号を生成する。
器に適用できる。
101:センサシステム
102:励振生成部
103:正弦波生成部
104:直流生成部
105、105a、105b、105c、105d:復調部
110:演算増幅器
111:加算器
120:電子機器
130:静電容量式タッチパネル
131:面抵抗体(ITO)
132:偏光板
140:サンプラ
141:乗算器、141a:乗算器I、141b乗算器Q
142:積算器、142a:積算器I、142b:積算器Q
143:レジスタ、143a:レジスタI、143b:レジスタQ
144:乗算器、144a:乗算器I、144b:乗算器Q
145:移相器
146:制御器
200:コントローラ
201:マルチプレクサ
202:基板
203a、203b、203c、203d、203e、203f:電極
205:センサシステム
206:静電容量センサ
207:電流電圧変換器(I−V変換器)
208:直流バイアス回路
209:マルチプレクサ
Claims (11)
- センサシステムと、
間欠的な矩形波信号又は間欠的な交流信号を生成し、該センサシステムに与える励振生成部と、
該センサシステムの出力である振幅変調信号を復調する復調部と、
を含み、
該復調部は、
該励振生成部が矩形波又は交流を出力した期間の該センサシステムの応答と、
少なくとも前記期間の直前と直後のどちらか一方の、該励振生成部が前記矩形波又は前記交流を出力していない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする電子機器であって、
該励振生成部が前記矩形波又は前記交流を出力した期間の該センサシステムの応答から算出される、
前記矩形波又は前記交流の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをXとし、
その直前および直後の該励振生成部が前記矩形波又は前記交流を出力していない期間の該センサシステムの応答から算出される前記矩形波又は前記交流の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをそれぞれ、Y、Zとしたとき、
該復調信号は、|X−k・M|の定数倍、ただしMはYとZとの平均ベクトル、kは0又は1であり、
該kの値は、該励振生成部が前記矩形波又は前記交流を出力していない期間の該センサシステムの応答を用いて決定される、
ことを特徴とする電子機器。 - 面抵抗体と、
該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項1に記載の電子機器を含む静電容量センサ。 - 電極と、
該電極に接続された、該電極に電圧を印加し、該電極に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
該電極と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項1に記載の電子機器を含む静電容量センサ。 - 第1電極と、
第2電極と、
該第1電極に電圧を印加する駆動回路と、該第2電極に流れる電流を測定し出力する検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し
該第1電極と第2電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項1に記載の電子機器を含む静電容量センサ。 - 表示装置を含み構成され、
該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が前記矩形波又は前記交流を出力する期間と、前記矩形波又は前記交流を出力しない期間とを有し、
前記矩形波又は前記交流を出力した期間の該センサシステムの応答と、前記矩形波又は前記交流を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする請求項2乃至4のいずれか一つに記載の静電容量センサ。 - 前記係数kの値を決定するために、励振生成部が前記矩形波又は前記交流を出力する前の停波時に取得したノイズである前方ノイズの振幅と励振生成部が前記矩形波又は前記交流を出力した後の停波時に取得したノイズである後方ノイズの振幅を利用する請求項2乃至5のいずれか一つに記載の静電容量センサ。
- 面抵抗体と、
該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項1に記載の電子機器を含むタッチパネル。 - 電極と、
該電極に接続された、該電極に電圧を印加し、該電極に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
該電極と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項1に記載の電子機器を含むタッチパネル。 - 第1電極と、
第2電極と、
該第1電極に電圧を印可する駆動回路と、該第2電極に流れる電流を測定し出力する検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し
該第1電極と第2電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項1に記載の電子機器を含むタッチパネル。 - 表示装置を含み構成され、
該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が前記矩形波又は前記交流を出力する期間と、前記矩形波又は前記交流を出力しない期間とを有し、
前記矩形波又は前記交流を出力した期間の該センサシステムの応答と、前記矩形波又は前記交流を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする請求項1に記載の電子機器。 - 表示装置を含み構成され、
該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が前記矩形波又は前記交流を出力する期間と、前記矩形波又は前記交流を出力しない期間とを有し、
前記矩形波又は前記交流を出力した期間の該センサシステムの応答と、前記矩形波又は前記交流を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする請求項7乃至9に記載のタッチパネル。
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