CN108092496B - 用于切换电源器件的有源箝位过电压保护 - Google Patents

用于切换电源器件的有源箝位过电压保护 Download PDF

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Abstract

一种用于驱动电源开关的控制器，引入了一个保护电路，保护电源开关不受过电压或功率过冲等情况影响。保护电路包括一个故障检测电路和一个保护栅极驱动电路。配置故障检测电路监控电源开关上的电压，产生故障检测指示信号，配置保护栅极驱动电路，产生栅极驱动信号，根据检测到的故障情况，接通电源开关。确切地说，保护栅极驱动电路产生具有缓慢生效瞬变的栅极驱动信号，并在指定的栅极电压值下箝位。在这种情况下，保护电路配置电源开关有效箝位的栅极端，在过电压情况下安全地处理电源开关。

Description

用于切换电源器件的有源箝位过电压保护
技术领域
本发明涉及驱动电源开关的控制器。
背景技术
感应加热广泛应用于家用、工业和医疗领域。感应加热是指利用电磁感应，通过与物体形成物理接触的另一个电路中电流的波动，在封闭电路中(物体上)产生电流，加热导电物体(例如金属)的技术。例如，电磁炉含有交流电驱动的谐振腔，在感应线圈处产生交流磁场。感应线圈处的交流磁场在位于感应线圈附近的金属蒸煮罐中产生电流。在电阻金属蒸煮罐中感应的电流产生热量，转而加热蒸煮罐中的食物。
感应加热中常用的拓扑结构是单开关准谐振逆变器拓扑结构，包括一个单独的电源开关和一个单独的谐振电容器，为感应线圈提供可变的谐振电流。通常使用绝缘栅双极晶体管(IGBT)作为电源开关器件，利用IGBT的高功率性能和高开关频率操作，配置单开关准谐振逆变器。
电源浪涌等过电压情况，对单开关准谐振逆变器电路来说是个严重的问题。尤其是当电源开关器件上所加的电压超过额定电压时，在准谐振逆变器电路中电源开关器件可能失效或永久损坏。例如，发生闪电时，AC输入线路上可能有异常高的浪涌电压。当浪涌电压超过电源开关器件的击穿电压时，如果没有在及其短的时间内(几毫秒量级)对电源浪涌事件采取补救措施，那么电源开关器件可能会受到不可逆地损坏。
发明内容
本发明公开了一种控制电路，用于在输出节点上产生栅极驱动信号，以驱动电源开关的栅极端，栅极端控制电源开关的第一和第二电源端之间的电流流动，该控制电路包括：配置一个第一栅极驱动电路，接收输入控制信号，产生第一输出信号，作为栅极驱动信号，根据输入控制信号，驱动电源开关的栅极端完全接通和断开电源开关，第一输出信号具有第一栅极电压值，驱动电源开关的栅极端完全接通电源开关；配置一个保护电路，在电源开关的第一电源端接收第一电压，产生故障检测指示信号，根据第一电压超过预定义的电压电平，保护电路生效故障检测指示信号；配置一个第二栅极驱动电路，接收故障检测指示信号，产生第二输出信号，作为栅极驱动信号，根据故障检测指示信号，驱动电源开关的栅极端，第二栅极驱动电路包括一个耦合到输出节点上的阻抗分压电路，产生第二输出信号，具有缓慢的生效瞬变，峰值电压值箝位在第二栅极电压值，第二栅极电压值大于电源开关器件的阈值电压，小于第一栅极电压值，其中根据生效的故障检测指示信号，第二栅极驱动电路生效第二输出信号，在第二栅极电压值下，接通电源开关预定义的时间段。
其中，保护电路包括一个具有设置电压电平和复位电压电平的滞后过电压检测电路，设置电压电平高于复位电压电平，根据第一电压处于或高于设置电压电平，滞后过电压检测电路生效故障检测指示信号，根据第一电压处于或低于复位电压电平，失效故障检测指示信号。
其中，根据滞后过电压检测电路生效故障检测指示信号，第二栅极驱动电路在第一时间段之后生效第二输出信号。
其中，第二栅极驱动电路生效第二输出信号，根据生效的故障检测指示信号较短的时间段和预定义的固定时间段，接通第二栅极电压值下的电源开关。
其中，根据生效的输入控制信号，停用保护电路，接通电源开关，在输入控制信号失效之后，启用保护电路第二个时间段，以断开电源开关。
其中，根据生效的故障检测指示信号，停用第一栅极驱动电路。
其中，第一栅极驱动电路包括第一晶体管、第一阻抗、第二阻抗、串联在正电压源电压和接地电压之间的第二晶体管、第一阻抗和第二阻抗之间的公共节点作为输出节点；以及第二栅极驱动电路包括第三晶体管、第三阻抗、第四阻抗、串联在正电压源电压和接地电压之间的第四晶体管、第三阻抗和第四阻抗之间的公共节点作为输出节点，其中第一栅极驱动电路接通第一晶体管，断开第二晶体管，生效第一输出信号，完全接通电源开关，并且第一栅极驱动电路断开第一晶体管，接通第二晶体管，生效第一输出信号，完全断开电源开关；并且其中根据生效的故障检测指示信号，第二栅极驱动电路接通第三晶体管和第四晶体管，生效第二栅极电压值下的第二输出信号，接通电源开关。
其中，第二输出信号具有缓慢的生效瞬变，因此根据第三晶体管和第四晶体管接通后，第三阻抗和第四阻抗构成阻抗分压器。
其中，第二输出信号箝位在第二栅极电压值，因此根据第三晶体管和第四晶体管接通后，第三阻抗和第四阻抗构成阻抗分压器，第二栅极电压值分割正电压源电压的电压，作为第三阻抗和第四阻抗的函数。
其中，根据生效的故障检测指示信号，第一栅极驱动电路断开第二晶体管，第二栅极驱动电路接通第三晶体管和第四晶体管。
其中，根据失效的故障检测指示信号或固定时间段过期，第二栅极驱动电路断开第三晶体管和第四晶体管，第三晶体管断开后，第四晶体管断开第三时间段。
其中，根据第四晶体管断开后，第一栅极驱动电路接通第二晶体管，驱动第一输出信号至电压电平，保持电源开关断开。
其中，电源开关是由一个绝缘栅双极晶体管(IGBT)器件构成。
本发明还公开了一种产生栅极驱动信号的方法，用于驱动电源开关的栅极端，栅极端控制电源开关的第一和第二电源端之间的电流流动，该方法包括：监控反馈电压，反馈电压表示电源开关断开时间内，电源开关的第一和第二电源端之间的电压；确定反馈电压超过第一电压电平；根据确定情况，在断开时间内停用驱动电源开关栅极端的常用栅极驱动信号；根据确定情况，启用保护栅极驱动信号；
产生箝位栅极驱动信号，具有箝位栅极驱动电压值，并使用箝位栅极驱动信号接通电源开关；监控反馈电压，确定反馈电压是否降至第二电压电平以下，第二电压电平低于第一电压电平；根据确定反馈电压已降至第二电压电平以下，停用箝位栅极驱动信号，放电电源开关的栅极端；启用常用栅极驱动信号；并且继续监控反馈电压，反馈电压表示电源开关断开时间内，电源开关的第一和第二电源端之间的电压。
其中，还包括：确定箝位栅极驱动信号已启用第一时间段；根据确定情况，停用箝位栅极驱动信号，放电电源开关的栅极端。
附图说明
以下的详细说明及附图提出了本发明的各个实施例。
图1表示在某些示例中，用于感应加热的单开关准谐振逆变器的电路图。
图2表示在本发明的实施例中，含有保护电路的控制器电路的结构图，耦合保护电路用于驱动感应加热的单开关准谐振逆变器中的电源开关。
图3表示在本发明的实施例中，图2所示的控制器电路结构的电路图。
图4表示在一些示例中，图3所示的控制器电路运行的时序图。
图5表示在一些示例中，电源浪涌时IGBT的控制器电压和控制器电流。
图6表示在本发明的实施例中，为准谐振逆变器电路中的电源开关器件提供过电压或过电流保护方法的流程图。
具体实施方式
本发明可以以各种方式实现，包括作为一个工艺；一种装置；一个系统；和/或一种物质合成物。在本说明书中，这些实现方式或本发明可能采用的任意一种其他方式，都可以称为技术。一般来说，可以在本发明的范围内变换所述工艺步骤的顺序。
本发明的一个或多个实施例的详细说明以及附图解释了本发明的原理。虽然，本发明与这些实施例一起提出，但是本发明的范围并不局限于任何实施例。本发明的范围仅由权利要求书限定，本发明包含多种可选方案、修正以及等效方案。在以下说明中，所提出的各种具体细节用于全面理解本发明。这些细节用于解释说明，无需这些详细细节中的部分细节或全部细节，依据权利要求书，就可以实现本发明。为了条理清晰，本发明相关技术领域中众所周知的技术材料并没有详细说明，以免对本发明产生不必要的混淆。
在本发明的实施例中，用于驱动电源开关的控制器引入一个保护电路，以便发生过电压或电源浪涌等故障时，保护电源开关。保护电路包括故障检测电路和保护栅极驱动电路。配置故障检测电路的目的是监控电源开关上的电压，发出故障检测指示信号，配置保护栅极驱动电路的目的是发出栅极驱动信号，在检测到故障情况时，打开电源开关。确切地说，保护栅极驱动电路产生的栅极驱动信号具有很慢的生效渡越，在指定的栅极电压值下箝位。在这种情况下，保护电路实现了有效嵌制电源开关的栅极端，在过电压情况下安全地处理电源开关。
在一些实施例中，保护栅极驱动电路驱动电源开关在预定义的时间段打开，以消耗电源开关上发生故障的过电压情况下的能量。在其他实施例中，故障检测电路包含一个滞后的过电压检测电路，使用设置的电压电平和故障检测重置的电压电平，设置的电压电平高于重置的电压电平。当电源开关上的电压超过设置的电压电平时，故障检测指示信号生效，当电源开关上的电压降至重置的电压电平以下时，故障检测指示信号失效。在一些实施例中，保护栅极驱动电路使栅极驱动信号生效，根据生效的工作检测指示信号，在嵌制的栅极电压下，打开电源开关。保护栅极驱动电路使用嵌制的栅极驱动信号，直到故障检测指示信号失效为止或预定义的固定时间段之后，固定的时间段相当短。
在本发明的实施例中，利用控制器驱动单开关准谐振逆变器中引入的电源开关，用于感应加热。通常使用绝缘栅双极晶体管(IGBT)作为电源开关器件，利用IGBT的高功率性能和高开关频率操作，配置单开关准谐振逆变器。本发明所述的保护电路配置一个有源栅极驱动保护体系，保护电源开关，可以有效地保护准谐振逆变器电路中的IGBT，用于感应加热。
本发明所述的保护电路与传统的保护体系相比，实现了电源开关器件或IGBT的多项优势。尤其是本发明所述的保护电路配置带有软栅极驱动控制的有源箝位，在发生过电压时保护电源开关器件。发生过电压情况时，电源开关器件打开，栅极电压嵌制，保护电源开关器件的栅极端不受过电压影响。同时，接连一次或多次打开电源开关器件，可以消耗过量的电压和电流。含有软接通和软断开的软栅极驱动控制，抑制了接通和断开时电源开关器件上电压瞬变产生的谐振。本发明所述的保护电路实现了对电源开关器件或IGBT进行有效地过电压保护。
图1表示在一些示例中，用于感应加热的单开关准谐振逆变器的电路图。参见图1，单开关准谐振逆变器10包括浪涌抑制器14、桥式整流器16、滤波电路、谐振腔和电源开关器件M0，也称为电源开关。准谐振逆变器10接收AC输入电压12，耦合到浪涌抑制器14上。桥式整流器16也称为二极管桥，将AC输入电压12转换成DC电压，然后通过含有输入电容器Ci、滤波电感器Lf、滤波电容器Cf和电阻器Rs的滤波电路滤波。滤波后的DC电压用于谐振腔，谐振腔由感应线圈Lr和电阻电容器Cr构成。感应线圈Lr连接到电源开关M0上，电源开关M0根据栅极驱动信号Vgctrl接通和断开。当电源开关M0接通时，没有电流流经电源开关M0。反之，电流iLr在感应线圈Lr和电阻电容器Cr之间循环。在本实施例中，电源开关M0为绝缘栅双极晶体管(IGBT)。IGBT的控制器端连接到感应线圈Lr(节点20)，IGBT的发射极端接地。IGBT的栅极端由栅极驱动信号Vgctrl驱动。
实际运行时，当电源开关M0(IGBT)打开时，交流电流经感应线圈Lr，产生谐振磁场。谐振磁场在感应线圈附近的金属蒸煮罐内感应电场。流经电阻金属罐中的电流将产生热量，从而加热蒸煮罐中的食物。当电源开关M0断开时，电流iLr绕着感应线圈Lr和电容器Cr循环。根据栅极驱动信号Vgctrl，电源开关M0接通和断开，控制蒸煮罐中感应的电流量，从而控制产生的热量。
在单开关准谐振逆变器工作时，电源开关M0(IGBT)接通和断开。当电源开关断开时，电源开关M0可以在电源端(节点20)经受电压瞬变。例如，当IGBT断开时，控制器电压VCE(节点20)可以非常快地增大，例如对于220V的AC输入电压，可以高达800-1000V。在这种情况下，带有发射极-集电极电压的典型额定电压值1.7kV的IGBT，可以在接通和断开切换时处理正常的电压瞬变。然而，IGBT可以暴露于电源浪涌事件等故障过电压情况，这时电压浪涌在感应线圈Lr处感应的电压超过IGBT的额定电压。例如，在闪电情况下，异常大的电源浪涌会引入到AC电源线上。闪电导致的电源浪涌可以将IGBT的集电极电压驱动到2kV以上，超过IGBT的额定电压，从而对IGBT造成损坏。因此，必须保护单开关准谐振逆变器中的电源开关或IGBT，不受过量电源浪涌等过电压事件的影响。
此外，必须保护电源开关不受电源浪涌事件的影响，尤其是当电源开关断开，发生电源浪涌事件时。当电源开关打开时，电源开关通过其电源端的传导，可以消耗浪涌电压至地。例如，当IGBT打开时，IGBT可以将电压浪涌从集电极传导到接地的发射极，以消耗电压浪涌。然而，如果IGBT断开的话，晶体管无法消耗浪涌电压，集电极端可能会经历超过器件额定电压的过量浪涌电压，从而对晶体管造成永久损坏。
图2表示在本发明的实施例中，含有保护电路的控制器电路的结构图，耦合保护电路用于驱动感应加热的单开关准谐振逆变器中的电源开关。参见图2，图1所示的单开关准谐振逆变器10由控制电路30驱动，以接通和断开电源开关M0，传导通过感应线圈Lr的交流电。在本实施例中，电源开关M0为栅极作为控制端、集电极和发射极端作为电源端的IGBT。在以下说明中，控制电路将驱动IGBT称为电源开关M0。本说明仅用于解释说明，不用于局限。应理解除了IGBT，还可以使用其他电源开关器件配置电源开关M0。电源开关或电源开关器件包括一个控制端或一个栅极端，接收控制信号或栅极驱动信号，以及一对电源端传导电流。
在本发明的实施例中，控制电路30包括一个正常栅极驱动电路34以及由保护栅极驱动电路40和故障检测电路50构成的保护电路。在本实施例中，故障检测电路50配置成过电压检测电路，以检测IGBT的集电极端(节点20)处的过电压情况或过量电压事件，或IGBT处过量的集电极至发射极电压VCE。
在控制电路30中，正常栅极驱动电路34接收输入信号VIN(节点32)，用于控制电源器件M0或IGBT的接通和断开切换周期，在准谐振逆变器处获得所需的功率输出。输入信号VIN可以是PWM信号，或者是在接通周期和断开周期之间切换的时钟信号。正常栅极驱动电路34在节点52处产生输出信号，作为栅极驱动信号Vgctrl，耦合到IGBT的栅极端(节点22)。在本实施例中，正常栅极驱动电路配置成CMOS逆变器，包括一个PMOS晶体管M1，与NMOS晶体管M2串联在正电源电压Vdd(节点38)和地之间。阻抗Z1耦合到PMOS晶体管M1的漏极端(节点52)，阻抗Z2耦合到NMOS晶体管M2的漏极端(节点52)。PMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2之间的公共节点52是正常栅极驱动电路34的输出信号。
栅极逻辑电路36接收输入信号VIN，为PMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2产生栅极控制信号。栅极逻辑电路36为PMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2产生栅极控制信号，以便根据输入信号VIN，使PMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2交替接通和断开。也就是说，PMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2不会同时接通。因此，随着输入信号VIN在逻辑高电平和逻辑低电平之间切换时，正常栅极驱动电路34产生栅极驱动信号Vgctrl，使IGBT接通和断开正常运行。更确切地说，接通NMOS晶体管M2，驱动IGBT的栅极端接地，在正常操作下断开IGBT。还可选择，接通PMOS晶体管M1，驱动IGBT的栅极端至电源电压Vdd，在正常操作下接通IGBT。
控制电路30包括一个保护电路，为栅极驱动电平下的电源开关M0或IGBT提供过电压保护。保护电路配置有源栅极箝位，以及准谐振逆变器电源开关处过电压事件的安全处理。保护电路包括过电压检测电路50和保护栅极驱动电路40。过电压检测电路50在电源开关正常运行时检测过电压故障情况，激活纠正措施，保护电源开关免受损坏。根据故障情况的检测，激活保护栅极驱动电路40，产生嵌制的栅极电压作为栅极驱动信号，使电源开关偏置，以便在对电源开关造成任何损坏之前消耗电压浪涌。
过电压检测电路50在输入节点54处接收反馈电压VFB，表示IGBT的集电极至发射极电压VCE，或电源开关M0的电源端上的电压。在本实施例中，电阻器R6和R7构成的分压器耦合到IGBT的集电极端(节点20)，分割集电极至发射极电压，作为反馈电压VFB。反馈电压VFB(节点20)耦合到过电压保护电路50，以检测过电压情况。在本发明的实施例中，过电压检测电路50仅在IGBT断开时运行。也就是说，激活过电压检测电路50，只能在栅极驱动信号Vgctrl驱动的IGBT完全断开的时间内，监控集电极至发射极电压。
当IGBT完全接通时，IGBT从集电极将电流传导至发射极，集电极电压(节点20)维持在饱和电压VCE-SAT。因此，即使存在电源浪涌，IGBT处的集电极电压也很低，从而保护IGBT免受损坏。然而，在IGBT完全断开的时间内，IGBT集电极端处的电源浪涌可能产生过高的集电极电压，从而损坏IGBT。
在IGBT断开的时间段内，过电压检测电路50将反馈电压VFB(节点20)和过电压阈值电压值作比较，以确定在IGBT的集电极端是否发生过电压情况。当反馈电压VFB超过过电压阈值电压值时，过电压检测电路50产生故障检测指示信号。更确切地说，根据反馈电压VFB超过过电压阈值电压值，过电压检测电路50使故障检测指示信号生效，根据反馈电压VFB低于过电压阈值电压值，过电压检测电路50使故障检测指示信号失效。在一些实施例中，过电压检测电路配置成滞后过电压检测电路，包括一个设置电压电平和一个用于故障过电压情况检测的重置电压电平，设置的电压电平高于重置的电压电平。当电源开关上的电压超过设置的电压电平时，故障检测指示信号生效，当电源开关上的电压降至重置的电压电平以下时，故障检测指示信号失效。
为正常栅极驱动电路34和保护栅极驱动电路40提供故障检测指示信号或表示它的信号。在正常栅极驱动电路34处，故障检测指示信号或其等效信号，耦合到栅极逻辑电路36，当检测到故障过电压情况时，操作使NMOS晶体管M2失效或断开。当过电压检测电路50激活时，IGBT断开，意味着NMOS晶体管M2在正常栅极驱动电路34中被激活或接通，驱动栅极驱动信号接地，从而断开IGBT。为了根据是否检测到故障过电压情况，启动补救措施，NMOS晶体管M2应断开或失效，从而使保护栅极驱动电路40可以被激活，驱动IGBT的栅极。在这种情况下，保护栅极驱动电路40不必过驱动NMOS晶体管M2。换言之，在正常操作下，晶体管M1和M2交替接通和断开，驱动IGBT的栅极。然而，当检测到过电压情况时，在保护栅极驱动电路40启动补救措施之前或同时，晶体管M1和M2都断开。
也为保护栅极驱动电路40提供故障检测指示信号或表示它的信号，以启动补救措施，保护IGBT。在本实施例中，保护栅极驱动电路40包括一个PMOS晶体管M3，与NMOS晶体管M4串联在正电源电压Vdd(节点38)和地之间。在PMOS晶体管M3的漏极端(节点52)处提供阻抗Z3，在NMOS晶体管M4的漏极端(节点52)处提供阻抗Z4。PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4之间的公共节点52，为保护栅极驱动电路的输出信号。保护栅极驱动电路40在节点52处产生输出信号，作为栅极驱动信号Vgctrl，耦合到IGBT的栅极端(节点22)。
由过电压检测电路50产生的故障检测指示信号或表示它的信号，通过各自的时钟控制器和栅极电压箝位电路耦合，以控制PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4。在PMOS晶体管M3处，故障检测指示信号或表示它的信号耦合到时钟控制器42和栅极控制电路44上。时钟控制器42根据故障检测指示信号，控制PMOS晶体管M3的接通时间。确切地说，时钟控制器42使PMOS晶体管M3接通，直到故障检测指示信号失效为止或持续预定义的一段固定时间(也称作“一次持续时间”)，该时间比较短。在NMOS晶体管M4处，故障检测指示信号耦合到时钟控制器46和栅极控制电路48。时钟控制器46根据故障检测指示信号，控制NMOS晶体管M4的接通时间。确切地说，时钟控制器46延迟NMOS晶体管M4的断开生效时间，以提供IGBT的软断开，这将在下文中详细说明。
在操作中，根据生效的故障检测指示信号，正常栅极驱动电路34中的NMOS晶体管M2断开。同时，保护栅极驱动电路40接通PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4。随着PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4的接通，阻抗Z3和阻抗Z4在正电源电压和地之间构成一个分压器。Z3和Z4的分压器产生输出信号，作为栅极驱动信号，在输出节点52处，成为正电源电压Vdd的分压电压。确切地说，栅极驱动信号嵌制的电压值是阻抗Z3和Z4的函数，表示为：
Figure BDA0001458117200000091
因此，保护栅极驱动电路40在箝位栅极电压值下产生输出信号，作为栅极驱动信号Vgctrl，驱动IGBT的栅极端。从而在发生过电压情况时，接通IGBT，消耗集电极端(节点20)多余的电荷。通过Z3和Z4的分压器，驱动IGBT的栅极，逐渐接通IGBT的栅极，实现箝位栅极电压的软接通。在这种情况下，保护栅极驱动电路40在保护模式下接通IGBT，使电压过冲放电。
过电压检测电路50继续监控反馈电压VFB。当集电极至发射极电压VCE(节点20)降至过电压阈值电压值或滞后检测电路中的复位电压电平以下时，过电压检测电路50使故障检测指示信号失效。然后可以使保护栅极驱动电路40失效，在保护模式下断开IGBT。在实际操作中，时间控制器42将先使PMOS晶体管M3上的栅极控制信号失效，释放输出节点52处的钳位栅极电压。在本发明的实施例中，保护电路利用钳位栅极驱动信号，在过电压情况下接通IGBT，但是IGBT的接通时间限制到固定时间所决定的最大时间段以内。在电压过冲没有被消耗，同时IGBT在钳位栅极电压下接通的情况下，故障检测指示信号可能在一段不必要的延长时间内保持有效。不必使IGBT接通的时间过长，这样可能会影响IGBT的可靠性。因此，保护栅极驱动电路40中的时间控制器42可以对PMOS晶体管M3的接通时间，使用最大的一次持续时间。当故障检测指示信号失效或当固定时间段过期时，哪个更短选哪个，时间控制器42使PMOS晶体管M3的栅极控制信号失效。
PMOS晶体管M3不可用，保护栅极驱动电路40的输出信号不再驱动至箝位栅极电压。然而，IGBT的栅极端(节点22)必须放电至地电压，从而断开IGBT。因此，当故障检测指示信号失效时，时间控制器46延迟到NMOS晶体管M4的栅极驱动信号失效。因此，当经过过电压保护事件，PMOS晶体管M3断开时，NMOS晶体管保持接通一段指定的延迟时间，使IGBT的栅极端(节点22)放电，从而实现箝位栅极电压的软断开。一段延迟时间之后，NMOS晶体管M4电极，在正常栅极驱动电路34中的NMOS晶体管M2返回接通，在IGBT返回正常操作之前，保持IGBT的栅极端接地。
这样配置之后，在控制电路30中的保护电路，为准谐振逆变器10中的IGBT实现了栅极驱动级别的过保护。确切地说，利用Z3和Z4的分压器，可以在阈值电压和米勒平坦区级别之间，精确地控制IGBT的栅极电压。因此，接通IGBT，当发生故障过电压情况时，使传感线圈电流iLr流经IGBT，使谐振电容电压VCr箝位在所需级别。在这种情况下，保护电路使用有源电压驱动，安全地保护IGBT或准谐振逆变器中的电源开关，不受电压过冲或其他过电压情况的影响。保护电路配置软接通和断开操作，无需很大的瞬变就能切换IGBT。在一些实施例中，使用确保箝位栅极电压的阻抗Z3和Z4，构成保护栅极驱动电路，不受温度变化的影响。
图3表示在本发明的实施例中，图2所示控制电路结构的电路图。参见图3，用于驱动IGBT栅极端(节点22)的控制电路60包括一个常用栅极驱动电路66和一个保护栅极驱动电路68。控制电路60还包括一个滞后过电压检测电路80，用于接触过电压情况或在IGBT集电极端(节点20)的过电压情况或在IGBT处过量的集电极至发射极电压VCE。
在控制电路60中，标准栅极驱动电路66接收输入信号VIN(节点62)，用于控制IGBT的接通和断开切换周期，在准谐振逆变器处获得所需的功率输出。常用栅极驱动电路配置成CMOS逆变器，包括PMOS晶体管M1与NMOS晶体管M2串联在正电源电压Vdd(节点64)和地之间。阻抗Z1耦合到PMOS晶体管M1的漏极端(节点76)，阻抗Z2耦合到NMOS晶体管M2的漏极端(节点76)。PMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2之间的公共节点76，是常用栅极驱动电路34的输出信号。输入信号VIN可以是PWM信号，或在接通时间和断开时间之间切换的时钟信号。常用栅极驱动电路66在节点76产生一个输出信号，作为栅极驱动信号Vgctrl，耦合到IGBT的栅极端(节点22)。在一些实施例中，阻抗Z5可以耦合到输出节点76，保持IGBT的栅极接地，使栅极不由任何其他电路驱动。阻抗Z5可选，在其他实施例中可以省略。
输入电压VIN耦合到NOR栅极72，产生栅极控制信号VG2，用于控制NMOS晶体管M2。输入电压VIN还耦合到逆变器74，产生栅极控制信号VG1，用于控制PMOS晶体管M1。PMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2实质上用作CMOS逆变器，用于转换输入电压VIN的逻辑态，驱动晶体管M1和M2的栅极端。因此，当输入电压VIN处于逻辑高时，PMOS晶体管M1接通，NMOS晶体管M2断开。同时，当输入电压VIN处于逻辑低时，PMOS晶体管M1断开，NMOS晶体管M2接通。NMOS晶体管M2还由时间控制器70产生的栅极控制信号VG4控制。输入电压VIN和栅极控制信号VG4耦合到NOR栅极72。因此，仅当输入电压VIN和栅极控制信号VG4处于逻辑低时，栅极控制信号VG2有效(逻辑高)。否则，栅极控制信号VG2失效(逻辑低)。栅极控制信号VG4产生于故障检测指示信号，这将在下文中详细介绍。
滞后过电压检测电路80接收输入节点78上的反馈电压VFB，表示IGBT的集电极至发射极电压VCE。在本实施例中，电阻器R6和R7形成的分压器耦合到IGBT的集电极端(节点20)上，以分解集电极至发射极电压，作为反馈电压VFB。反馈电压VFB(节点24)通过输入阻抗Z6，耦合到滞后过电压检测电路80上，作为过电压监控信号OV_IN，检测过电压情况。输入阻抗Z6用作反馈电压的模拟滤波器，并且为NMOS晶体管M5提供ESD保护。在本发明的实施例中，滞后过电压检测电路80仅在IGBT断开时间内工作。因此，NMOS晶体管M5耦合到输入节点79，根据输入电压VIN，启动或失效过电压监控信号OV_IN。更确切地说，输入电压VIN耦合到时间控制器88。时间控制器88接收输入电压信号VIN，产生输出信号OV_Enable，作为延长接通时间T1的输入电压。OV_Enable信号为栅极控制信号VG5，耦合以驱动NMOS晶体管M5的栅极端。因此，当输入电压有效接通IGBT时，NMOS晶体管M5接通。随着NMOS晶体管M5的接通，输入节点79短接至地，从而使过电压监控信号OV_IN失效。时间控制器88延长输入电压信号的接通时间，从而掩盖输入电压VIN的高至低传输不受检测操作的影响。也就是说，输入电压VIN下降边缘之后，NMOS晶体管M5保持接通一段很短的时间。换言之，输入电压VIN失效后，过电压监控信号OV_IN生效一段很短的时间，从而掩盖渡越时间不受检测操作的影响。在这种情况下，滞后过电压检测电路80被激活，仅在IGBT由栅极驱动信号Vgctrl的驱动下完全断开的时间内，监控IGBT的集电极至发射极电压VCE。
在一些实施例中，利用滞环快速响应，构成滞后过电压检测电路80，利用带隙参考电压，构成高增益比较器。滞后过电压检测电路80通过监控反馈电压，可以精确地检测过电压情况。
在滞后过电压检测电路80处，过电压监控信号OV_IN和过电压阈值电压值相比较，以确定IGBT的集电极端是否发生了过电压情况。确切地说，滞后过电压检测电路包括一个设置电压电平和复位电压电平，用于故障过电压情况检测，设置电压电平高于复位电压电平。过电压监控信号OV_IN与设置电压电平和复位电压电平相比较，作为阈值电压值。滞后过电压检测电路80产生故障检测指示信号OV_OUT(节点82)。当OV_监控电压OV_IN超过设置电压电平时，故障检测指示信号OV_OUT有效，当V_监控电压OV_IN降至复位电压电平以下时，故障检测指示信号失效。
故障检测指示信号OV_OUT(节点82)耦合到电平转移器84上，以调节指示信号的电压电平。电平调节工作检测指示信号VL(节点85)耦合到逆变器86上，以产生逆变指示信号VLB(节点87)。电平调节工作检测指示信号VL和逆变指示信号VLB耦合，驱动常用栅极驱动电路66和保护栅极驱动电路68。在本实施例中，故障检测指示信号OV_OUT为有源低信号。也就是说，故障检测指示信号OV_OUT通常处于逻辑高电平(失效)，当检测到故障过电压情况时，故障检测指示信号OV_OUT传输至逻辑低电平(有效)。
保护栅极驱动电路68包括一个PMOS晶体管M3，与NMOS晶体管M4串联在正电源电压Vdd(节点64)和地之间。阻抗Z3位于PMOS晶体管M3的漏极端(节点76)，阻抗Z4位于NMOS晶体管M4的漏极端(节点76)。PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4之间的公共节点76，为保护栅极驱动电路的输出信号。保护栅极驱动电路68在节点76上产生输出信号，作为栅极驱动信号Vgctrl，耦合到IGBT的栅极端(节点22)。
由滞后过电压检测电路80产生的故障检测指示信号或表示信号，耦合到常用栅极驱动电路66和保护栅极驱动电路68上，根据检测到的过电压情况，启动补救措施。首先，逆变故障检测指示信号VLB耦合到时间控制器70上。失效时，逆变故障检测指示信号VLB处于逻辑低电平，生效时，处于逻辑低电平。时间控制器70将逆变故障检测指示信号VLB传递到输出端，但保持延长的时间T2。也就是说，根据逆变故障检测指示信号VLB，时间控制器70生效时间控制信号VG4，当逆变故障检测指示信号VLB失效后，时间控制器70使栅极控制信号VG4失效一段指定的延迟时间。栅极控制信号VG4耦合到NOR栅极72，其输出端驱动常用栅极驱动电路66中的NMOS晶体管M2，并且还驱动保护栅极驱动电路68中的NMOS晶体管M4。
如上所述，滞后过电压检测电路80只能在IGBT断开的时间内工作。在这种情况下，输入电压VIN失效(逻辑低)，栅极控制信号VG2处于逻辑高电平，驱动NMOS晶体管M2处于完全接通状态。NMOS晶体管M2完全接通和PMOS晶体管M1完全断开之后，IGBT的栅极端(节点22)放电至地，在断开时间内，保持在地电平。根据检测到的过电压情况，逆变故障检测指示信号VLB生效(逻辑高)，栅极控制信号VG4也生效(逻辑高)。因此，耦合栅极控制信号VG2，驱动NMOS晶体管M2传输到逻辑低电平，NMOS晶体管M2不可用或断开。因此，常用栅极驱动电路66不可用，并且不再驱动IGBT。同时，栅极控制信号VG4生效，也耦合到NMOS晶体管M4的栅极端，以接通NMOS晶体管M4。
其次，故障检测指示信号VL耦合到时间控制器71上。失效时，故障检测指示信号VL处于逻辑高电平，生效时处于逻辑低电平。时间控制器71通过一次持续时间控制，将故障检测指示信号VL传递至输出端。也就是说，根据故障检测指示信号VL生效，时间控制器71生效(逻辑低)时间控制信号VG3，根据故障检测指示信号VL失效或固定时间段T3过期，哪个先发生按哪个，时间控制器71失效时间控制信号VG3。因此，栅极控制信号VG3将生效的最大的时间段是固定的，也称为一次持续时间。栅极控制信号VG3将持续生效一次持续时间或更短时间。耦合栅极控制信号VG3，驱动保护栅极驱动电路68中的PMOS晶体管M3的栅极端。
检测到过电压情况时，故障检测指示信号VL生效(逻辑低)，栅极控制信号VG3也生效(逻辑低)。栅极控制信号VG3耦合到PMOS晶体管M3的栅极端，根据检测到的过电压情况，接通PMOS晶体管M3。PMOS晶体管M3保持接通，直到故障检测指示信号VL失效或一次持续时间T3过期为止。
在实际运行中，故障检测指示信号OV_OUT生效后，常用栅极驱动电路66中的NMOS晶体管M2断开。同时，保护栅极驱动电路68接通PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4。随着PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4的接通，阻抗Z3和阻抗Z4在正电源电压和接地端之间构成一个分压器。Z3和Z4的分压器产生输出信号，在输出节点76处作为栅极驱动信号，分割正电源电压Vdd的电压。确切地说，栅极驱动信号所嵌制的电压值是阻抗Z3和Z4的函数，表示为(Z4/(Z3+Z4))*Vdd。因此，保护栅极驱动电路68在箝位的栅极电压值下产生输出信号，作为栅极驱动信号Vgctrl，驱动IGBT的栅极端。因此，IGBT在过电压情况下接通，消耗集电极端(节点20)多余的电荷。必须注意的是，通过Z3和Z4的分压器，驱动IGBT的栅极，逐渐接通IGBT的栅极，实现软接通控制。在这种情况下，保护栅极驱动电路68在保护模式下接通IGBT，对电压过冲放电。
在一些实施例中，阻抗Z3和Z4之比为0.55。IGBT所用的箝位栅极电压约为电压源电压Vdd的一半。因此，保护电路可以迅速激活保护栅极驱动电路68，以嵌制IGBT的栅极电压。在一个示例中，AC输入端的电源过冲峰值可以取为15μs，以便达到准谐振逆变器电路中IGBT的集电极端。然而，在500ns-电源过冲的峰值达到集电极端之前的很长时间内，本发明所述的保护电路可以嵌制IGBT的栅极电压。在这种情况下，当峰值过冲电压到达集电极端，IGBT可以安全消耗电源过冲，而不会损坏IGBT时，IGBT接通。
滞后过电压检测电路80继续监控反馈电压FVB。当集电极至发射极电压VCE(节点20)降至复位电压电平以下时，过电压检测电路80失效故障检测指示信号OV_OUT。然后，保护栅极驱动电路68可以停用，在保护模式下断开IGBT。在实际运行中，当故障检测指示信号VL失效(逻辑高)或当固定时间段过期时，哪个更短按哪个，时间控制器71失效PMOS晶体管M3的栅极控制信号VG3。从而释放输出节点76处的箝位栅极电压。同时，逆变故障检测指示信号VLB失效(逻辑低)之后，时间控制器70失效栅极控制信号VG4持续一段滞后的时间段T2。PMOS晶体管M3断开之后，NMOS晶体管M4保持接通，以便IGBT的栅极端(节点22)放电，断开IGBT。延迟时间段T2之后，NMOS晶体管M4断开，常用栅极驱动电路34中的NMOS晶体管M2返回接通，在IGBT回到正常操作之前，保持IGBT的栅极端接地。
在本发明的实施例中，本发明所述的保护电路为栅极驱动信号(节点22)产生可以精确控制的箝位栅极电压，避免了传统的稳压二极管箝位方法中常见的电压过冲问题。另外，箝位栅极电压在温度和制备工艺变化时，也可以精确地控制。在一些实施例中，阻抗Z3和Z4是利用多晶硅电阻器制成的。
图4表示在一些示例中，图3所示的控制电路运行的时序图。参见图4，输入信号VIN(曲线102)为PWM信号，通过电感线圈，接通和断开IGBT，交替传导电流。时间控制器88产生栅极控制信号OV_Enable(104)，驱动NMOS晶体管M5启用或停用过电压监控。确切地说，OV_Enable信号延长一段时间T1，超过输入信号VIN的失效，以掩盖输入信号的高至低瞬变不受过电压监控的影响。在正常运行时，IGBT的栅极电压Vgctrl(曲线110)在接地端和电压源电压Vdd之间切换，以接通和断开IGBT。同时，集电极电流iC(曲线108)在IGBT接通时间内线性增大，然后在IGBT的断开时间内降至零。在正常运行时，晶体管M1和M2的栅极控制信号(曲线112和114)在IGBT的接通时间内具有逻辑低电平，在IGBT的断开时间内具有逻辑高电平。在正常运行时，晶体管M3的栅极控制信号(曲线116)处于逻辑高电平，而晶体管M4的栅极控制信号(曲线118)处于逻辑低电平，以停用保护栅极驱动电路。
在IGBT接通的时间内，集电极至发射极电压VCE(曲线106)驱动至集电极-发射极饱和电压VCE-SAT。然而，当IGBT断开时，集电极电压可以增长到很大的电压值，例如600V。IGBT通常具有额定电压1.7kV，在IGBT正常运行时，可以承受正常的集电极电压过冲。
在IGBT断开时以及掩盖输入电压VIN接通至断开瞬变的延迟时间T1之后，滞后过电压检测电路监控IGBT的集电极电压VCE。在时间t1时，特定的功率过冲事件使集电极电压VCE超过滞后过电压检测电路的设置电压电平。滞后过电压检测电路生效故障检测指示信号。在一个极短的时间内，例如时间t1内，启动补救措施。晶体管M2的栅极控制信号通用(逻辑低)，断开晶体管M2。晶体管M3的栅极控制信号启用(逻辑低)，接通晶体管M3，同时晶体管M4的栅极控制信号启用(逻辑高)，接通晶体管M4。由于晶体管M3和M4都接通，IGBT的栅极电压升高到由Z3/Z4分压器限定的箝位栅极电压值。通过箝位栅极电压，接通IGBT，传导集电极电流iC，消耗功率过冲。从而使集电极电压VCE降低。
在时间t2时，集电极电压VCE降至滞后过电压检测电路的复位电压电平以下。在一个示例中，复位电压电平对应1.2kV左右的集电极电压。滞后过电压检测电路失效故障检测指示信号，晶体管M3失效(逻辑高)。晶体管M4保持接通一段时间T2，以放电IGBT的栅极电压。在时间t3，时间T2过期时，晶体管M4断开，晶体管M2接通，重新开始正常运行。
然后，IGBT再次接通正常运行。在下一个断开时间内，IGBT可能经历额外的电源过冲事件。在这种情况下，晶体管M3和M4再次接通，以消耗过冲电压。在本示例中，在一个单独的断开时间内，IGBT集电极上的过冲电压可能导致集电极电压在设置电压电平和复位电压电平之间多次切换。每次当集电极电压超过设置电压电平时，保护栅极驱动电路启用，每次当集电极电压降至复位电压电平以下时，保护栅极驱动电路停用。在这种情况下，保护栅极驱动电路可以在一个单独的断开时间内启用多次，以放电功率过冲。
图5表示在一些示例中，发生功率过冲事件时，IGBT的集电极电压和集电极电流。首先参见图2，保护电路的目的在于，使感应线圈Lr中引入的能量在IGBT中消耗，并嵌制电容器电压Cr，使得集电极电压VCE不会超过IGBT的额定电压。现在返回到图5，所示的IGBT的集电极电压VCE(曲线120)和相应的集电极电流iC(曲线122)，带有相应的设置和复位电压电平，用在滞后过电压检测电路中。注意，图5所示的设置和复位电压电平是滞后过电压检测电路中所用的电压电平。滞后过电压检测电路接收下降的用于检测的集电极电压，因此用在接触电路中的设置和复位电压电平是对应的下降电压电平。
在时间t1时，功率过冲出现在IGBT的集电极端，集电极电压增大到设置电压电平。激活保护栅极驱动电路，在箝位电压电平下接通IGBT。集电极电流iC开始逐渐增大，箝位栅极电压用于IGBT。线圈电流iLr的电流方向改变方向。线圈电流iLr不再是在感应线圈Lr和电容器Cr之间循环，而是流向IGBT，被IGBT消耗至地。箝位集电极电压VCE，不再进一步增大。在时间t2时，当电流iC等于电流iLr，通过的电容器Cr的放电，电压VCE开始下降，电压下降斜率由集电极电流iC和电容器Cr的电容值决定。一旦电压VCE在t3时达到复位电平，保护栅极驱动电路停用，集电极电流iC被软栅极控制断开，实现安全地关闭。电流下降时间间隔(t3-t4)使得电压VCE降至复位电平以下。保护间隔在时间t4完成之后，IGBT就回归正常运行。
图6表示在本发明的实施例中，提供过电压或短路保护方法的流程图，用于准谐振逆变器电路中的电源开关器件。参见图6，过电压保护方法200监控反馈电压，反馈电压表示电源开关(202)断开时间内电源开关上的电压。反馈电压与过电压设置电平OV_Set(204)作比较。根据反馈电压低于OV_Set电平时，本方法继续监控表示电源开关上电压的反馈电压。另一方面，根据反馈电压大于OV_Set电平时，方法200停用常用栅极驱动信号(206)。例如，方法200断开常用栅极驱动电路中的NMOS晶体管M2，NMOS晶体管驱动电源开关处于断开状态。然后，方法200启用保护栅极驱动信号(208)。例如，保护栅极驱动电路中的PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4产生箝位栅极驱动信号，带有箝位栅极电压值(210)。箝位栅极驱动信号用于接通电源开关。箝位栅极驱动信号接通电源开关之后，方法200监控反馈电压，确定反馈电压是否降至复位电压电平OV_Reset(212)以下。复位电压电平OV_Reset低于设置电压电平OV_Set。当反馈电压低于复位电压电平时，方法200停用箝位栅极驱动信号，放电电源开关栅极端(214)。方法200启用常用栅极驱动电路(216)，本方法返回监控反馈电压，反馈电压表示电源开关(202)断开时间内电源开关上的电压。
在一些实施例中，与监控反馈电压并联，以确定反馈电压是否降至复位电压电平OV_Reset(212)以下，方法200还监控利用箝位栅极驱动信号，电源开关接通的持续时间。更确切地说，方法200监控电源开关的接通时间，确定是否达到接通时间或超过最大持续时间(220)。在最大时间过期时，也称为一次持续时间，方法200继续断开箝位栅极驱动信号(214)，即使反馈电压已经降至复位电压电平OV_Reset以下。启用常用栅极驱动电路(216)之后，方法200继续进行，返回监控表示电源开关(202)断开时电源开关上电压的反馈电压。
虽然为了表述清楚，以上内容对实施例进行了详细介绍，但是本发明并不局限于上述细节。实施本发明还有许多可选方案。文中的实施例仅用于解释说明，不用于局限。

Claims (15)

1.一种控制电路，用于在所述控制电路的输出节点上产生栅极驱动信号，以驱动电源开关的栅极端，栅极端控制电源开关的第一和第二电源端之间的电流流动，该控制电路包括：
配置一个第一栅极驱动电路，接收输入控制信号，产生第一输出信号，作为栅极驱动信号，根据输入控制信号，驱动电源开关的栅极端完全接通和断开电源开关，第一输出信号具有第一栅极电压值，驱动电源开关的栅极端完全接通电源开关；
配置一个保护电路，在电源开关的第一电源端接收指示电压的第一电压，产生故障检测指示信号，根据第一电压超过预定义的电压电平，保护电路生效故障检测指示信号；
配置一个第二栅极驱动电路，接收故障检测指示信号，产生第二输出信号，作为栅极驱动信号，根据故障检测指示信号，驱动电源开关的栅极端，第二栅极驱动电路包括一个耦合到所述控制电路的输出节点上的具有输出端的阻抗分压电路，产生第二输出信号，具有缓慢的生效瞬变，峰值电压值箝位在第二栅极电压值，第二栅极电压值大于电源开关器件的阈值电压，小于第一栅极电压值，
其中当电源开关响应于输入控制信号处于断开状态以及根据生效的故障检测指示信号，第二栅极驱动电路生效第二输出信号，在第二栅极电压值下，接通电源开关预定义的时间段。
2.权利要求1所述的控制电路，其中保护电路包括一个具有设置电压电平和复位电压电平的滞后过电压检测电路，设置电压电平高于复位电压电平，根据第一电压处于或高于设置电压电平，滞后过电压检测电路生效故障检测指示信号，根据第一电压处于或低于复位电压电平，失效故障检测指示信号。
3.权利要求2所述的控制电路，其中根据滞后过电压检测电路生效故障检测指示信号，第二栅极驱动电路在第一时间段之后生效第二输出信号。
4.权利要求1所述的控制电路，其中第二栅极驱动电路生效第二输出信号，根据生效的故障检测指示信号较短的时间段和预定义的固定时间段，接通第二栅极电压值下的电源开关。
5.权利要求1所述的控制电路，其中根据生效的输入控制信号，停用保护电路，接通电源开关，在输入控制信号失效之后，启用保护电路第二个时间段，以断开电源开关。
6.权利要求1所述的控制电路，其中根据生效的故障检测指示信号，停用第一栅极驱动电路。
7.权利要求1所述的控制电路，其中：
第一栅极驱动电路包括第一晶体管、第一阻抗、第二阻抗、串联在正电压源电压和接地电压之间的第二晶体管、第一阻抗和第二阻抗之间的公共节点作为输出节点；以及
第二栅极驱动电路包括第三晶体管、第三阻抗、第四阻抗、串联在正电压源电压和接地电压之间的第四晶体管、第三阻抗和第四阻抗之间的公共节点作为输出节点，
其中第一栅极驱动电路接通第一晶体管，断开第二晶体管，生效第一输出信号，完全接通电源开关，并且第一栅极驱动电路断开第一晶体管，接通第二晶体管，失效第一输出信号，完全断开电源开关；并且
其中根据生效的故障检测指示信号，第二栅极驱动电路接通第三晶体管和第四晶体管，生效第二栅极电压值下的第二输出信号，接通电源开关。
8.权利要求7所述的控制电路，其中第二输出信号具有缓慢的生效瞬变，因此根据第三晶体管和第四晶体管接通后，第三阻抗和第四阻抗构成阻抗分压器。
9.权利要求7所述的控制电路，其中第二输出信号箝位在第二栅极电压值，因此根据第三晶体管和第四晶体管接通后，第三阻抗和第四阻抗构成阻抗分压器，第二栅极电压值分割正电压源电压的电压，作为第三阻抗和第四阻抗的函数。
10.权利要求7所述的控制电路，其中根据生效的故障检测指示信号，第一栅极驱动电路断开第二晶体管，第二栅极驱动电路接通第三晶体管和第四晶体管。
11.权利要求10所述的控制电路，其中根据失效的故障检测指示信号或固定时间段过期，第二栅极驱动电路断开第三晶体管和第四晶体管，第三晶体管断开后，第四晶体管断开第三时间段。
12.权利要求11所述的控制电路，其中根据第四晶体管断开后，第一栅极驱动电路接通第二晶体管，驱动第一输出信号至电压电平，保持电源开关断开。
13.权利要求1所述的控制电路，其中电源开关是由一个绝缘栅双极晶体管(IGBT)器件构成。
14.一种产生栅极驱动信号的方法，用于驱动电源开关的栅极端，栅极端控制电源开关的第一和第二电源端之间的电流流动，该方法包括：
监控反馈电压，反馈电压表示电源开关断开时间内，电源开关的第一和第二电源端之间的电压；
在所述电源开关断开时间内确定反馈电压超过第一电压电平；
根据确定情况，在断开时间内停用驱动电源开关栅极端的常用栅极驱动信号以关闭所述电源开关；
根据确定情况，启用保护栅极驱动信号；
产生箝位栅极驱动信号，具有箝位栅极驱动电压值，并使用箝位栅极驱动信号接通电源开关以响应在所述电源开关断开时间内所述反馈电压超过所述第一电压电平；
监控反馈电压，确定反馈电压是否降至第二电压电平以下，第二电压电平低于第一电压电平；根据确定反馈电压已降至第二电压电平以下，停用箝位栅极驱动信号，放电电源开关的栅极端；
启用常用栅极驱动信号；并且
继续监控反馈电压，反馈电压表示电源开关断开时间内，电源开关的第一和第二电源端之间的电压。
15.权利要求14所述的方法，还包括：
确定箝位栅极驱动信号已启用第一时间段；
根据确定情况，停用箝位栅极驱动信号，放电电源开关的栅极端。
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Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10728960B2 (en) * 2017-03-16 2020-07-28 Infineon Technologies Ag Transistor with integrated active protection
TWI657656B (zh) * 2018-06-06 2019-04-21 茂達電子股份有限公司 馬達驅動電路
CN110620573B (zh) * 2018-06-19 2022-10-14 台达电子工业股份有限公司 功率半导体开关的驱动电路
JP7200522B2 (ja) * 2018-07-12 2023-01-10 株式会社デンソー ゲート駆動回路
CN109212433B (zh) * 2018-10-18 2024-03-26 中国科学院电工研究所 一种逆变器igbt故障预警及保护电路
CN109888739B (zh) * 2019-01-30 2023-12-15 上海拓为汽车技术有限公司 一种用于驱动桥mosfet短路保护电路
CN109861505B (zh) * 2019-04-01 2024-04-09 天地科技股份有限公司上海分公司 适用于高速变频器的igbt驱动电路拓扑结构
CN113841326B (zh) * 2019-06-24 2024-02-13 德州仪器公司 具有多个驱动级的开关转换器及相关模式
US11678410B2 (en) * 2019-07-24 2023-06-13 Haier Us Appliance Solutions, Inc. Determining presence of compatible cookware in induction heating systems
GB2589183B (en) * 2019-08-16 2021-11-24 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd Voltage control
US10855258B1 (en) 2019-08-16 2020-12-01 Cirrus Logic, Inc. Voltage control
CN111010157B (zh) * 2019-12-25 2023-05-19 安徽理工大学 一种抑制igbt关断过电压的方法
CN111398763A (zh) * 2020-03-03 2020-07-10 广东芯聚能半导体有限公司 Igbt器件开路和短路检测方法、系统和存储介质
US11269390B2 (en) * 2020-06-26 2022-03-08 Alpha And Omega Semiconductor International Lp Port controller with real-time fault detection
CN114337346B (zh) * 2021-11-26 2024-03-19 南京轨道交通系统工程有限公司 一种单相全桥pwm信号发生器

Family Cites Families (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3743866C1 (de) * 1987-12-23 1989-07-27 Lenze Gmbh & Co Kg Aerzen Schaltungsanordnung zum Schutz eines Schalttransistors
JP3193827B2 (ja) * 1994-04-28 2001-07-30 三菱電機株式会社 半導体パワーモジュールおよび電力変換装置
US5500616A (en) 1995-01-13 1996-03-19 Ixys Corporation Overvoltage clamp and desaturation detection circuit
EP1020982B1 (en) 1997-09-30 2009-06-24 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Boosting active filter system and controller for boosting active filter
US6097582A (en) * 1999-02-12 2000-08-01 Wisconsin Alumni Research Foundation Short circuit protection of IGBTs and other power switching devices
US6414533B1 (en) 1999-11-23 2002-07-02 Texas Instruments Incorporated Over-voltage tolerant, active pull-up clamp circuit for a CMOS crossbar switch
JP5057713B2 (ja) * 2006-07-03 2012-10-24 株式会社東芝 スイッチング素子駆動回路
CN101174788B (zh) * 2007-10-22 2010-06-02 株洲南车时代电气股份有限公司 一种电压驱动型功率半导体器件关断过电压保护电路
EP2216905B1 (en) * 2009-02-05 2012-08-29 Abb Oy Method of controlling an IGBT and a gate driver
US7902604B2 (en) 2009-02-09 2011-03-08 Alpha & Omega Semiconductor, Inc. Configuration of gate to drain (GD) clamp and ESD protection circuit for power device breakdown protection
TWI424667B (zh) 2011-11-21 2014-01-21 Anpec Electronics Corp 軟式關機裝置及電源轉換器
TWI459723B (zh) 2012-02-03 2014-11-01 Nat Univ Chung Cheng 具電流不匹配校正功能之以零界交越偵測器為基礎的類比數位轉換器
US9013848B2 (en) 2012-09-27 2015-04-21 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Active clamp protection circuit for power semiconductor device for high frequency switching
JP6165525B2 (ja) 2012-10-31 2017-07-19 株式会社東芝 半導体電力変換装置およびその製造方法
TWI491155B (zh) 2013-04-02 2015-07-01 Phihong Technology Co Ltd 具功因修正與低輸出漣波之單端控制整合性轉換器
US9324645B2 (en) 2013-05-23 2016-04-26 Avogy, Inc. Method and system for co-packaging vertical gallium nitride power devices
TWI520471B (zh) 2014-02-19 2016-02-01 通嘉科技股份有限公司 應用於電源轉換器內控制器的電容放大電路及其操作方法
EP2952996B1 (en) 2014-06-02 2019-03-13 Dialog Semiconductor (UK) Limited A current sink stage for LDO
US9852928B2 (en) 2014-10-06 2017-12-26 Infineon Technologies Ag Semiconductor packages and modules with integrated ferrite material
US9331474B1 (en) 2014-10-08 2016-05-03 Stmicroelectronics International N.V. Over-voltage protection circuit for a drive transistor
JP2017534237A (ja) * 2014-11-11 2017-11-16 マシイネンフアブリーク・ラインハウゼン・ゲゼルシヤフト・ミツト・ベシユレンクテル・ハフツング 抵抗器エミュレーション及びゲートブースト
TWI525980B (zh) 2014-12-31 2016-03-11 萬國半導體（開曼）股份有限公司 在反激轉換器中判斷負載狀態的電路及方法
EP3255957B1 (en) 2015-02-02 2019-08-28 Foshan Shunde Midea Electrical Heating Appliances Manufacturing Co., Ltd. Electromagnetic heating control circuit and electromagnetic heating device
CN105991005B (zh) 2015-02-03 2018-09-04 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 智能功率模块集成电路及家用电器
KR102465004B1 (ko) 2015-08-13 2022-11-09 리텔퓨즈 세미컨덕터 (우시) 씨오., 엘티디. 과전압 보호 장치
CN204906177U (zh) 2015-09-19 2015-12-23 许昌学院 一种igbt关断过电压有源钳位电路
US10473710B2 (en) 2015-10-29 2019-11-12 Avago Technologies International Sales Pte. Limited Desaturation detection circuit and desaturation circuit monitoring function
US10728960B2 (en) 2017-03-16 2020-07-28 Infineon Technologies Ag Transistor with integrated active protection

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