CN107852087B - 高功率密度逆变器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及输出功率密度高于3000W/dm3的单相非绝缘小型化DC/AC功率逆变器(1)，其中，所述第一开关(S1_H)、第二开关(S1_L)、第三开关(S2_H)和第四开关(S2_L)由宽带半导体制成，并且优选地由氮化镓或者GaN半导体制成；并且其中，所述DC/AC功率逆变器(1)还包括：‑纹波补偿有源滤波器，包括具有与第六开关(S3_L)串联的第五开关(S3_H)的第三半桥(203)，所述第五开关(S3_H)的一端连接到DC输入的正端(L+)，所述第六开关(S3_L)的一端连接到DC输入的负端(L‑)，第五开关(S3_H)的另一端连接到第六开关的另一端(S3_L)，定义第三公共端，所述第三公共端连接到由至少一个电感(L6)和一个存储电容(C5)制成的LC滤波器的第一端，LC滤波器的第二端被连接到负端(L‑)；‑所述第一开关(S1_H)、第二开关(S1_L)、第三开关(S2_H)、第四开关(S2_L)、第五开关(S3_H)和第六开关(S3_L)的调制控制装置，用于提供包括在2kHz0和500kHz之间的开关频率，并且允许在所述第一(201)半桥、第二半桥(202)和半桥第三(203)中的任何两个之间的可变相移，并允许所述半桥(201、202、203)的开关的死区时间调制，以便获得接近ZVS切换的切换，尤其是当电流穿过零时获得切换，并且进一步消除切换损耗，并且使得在有源滤波器中允许高的峰值‑峰值电压变化，同时将相应的能量存储在存储电容(C5)中，其中，共模噪声滤波器(100)的Y电容参被参考为参考电位处的屏蔽，所述屏蔽与地绝缘，所述Y电容具有包括在100nF和几μF之间的值。

Description

高功率密度逆变器
技术领域
本发明涉及具有非常高，优选地极其高的输出功率密度的单相、非绝缘、小型化的DC/AC功率逆变器。
背景技术
功率逆变器(或简称逆变器)是将直流电(DC)转换为交流电(AC)的电子装置。特别地，逆变器如今扮演着经济和环境的角色，其在将由太阳能面板、电池或类似电源产生的DC电流转换为用于家用或工业用以及电动汽车用AC电流的构架中越来越重要。
申请人制造的用于商业和工业公司的逆变器允许在配电网故障期间通过使用存储在电池中的能量来挽救其关键应用。由申请人制造的Inverter MediaTM已经允许在2kVA时达到680W/升的功率密度。
例如在太阳能电力生产设施中使用的逆变器仍然具有明显的尺寸(通常为50升或便携式冷却器的尺寸)。体积减小>10倍，即通常缩小到比小型笔记本电脑小的尺寸，将能够为更多的家庭提供太阳能，同时提高电网的配电效率和距离范围。未来将致力于更强大、更可靠、更智能的逆变器。
为了实现非常高的功率密度以及因此较小的转换系统，逆变器拓扑结构的设计者主要目标是提高效率和降低共模(CM)噪声。和磁性材料一样，由于半导体材料和加工的改进，已经实现了更高的效率。使用宽带隙半导体(碳化硅-SiC或氮化镓-GaN)允许提高高频功率转换器的效率，而后者允许提高开关频率，从而减小无源元件尺寸。
众所周知，EMI噪声既有传导EMI的形式，即噪声沿着导线或导电路径并通过电子组件传播，还有以辐射EMI(RFI)的形式，即噪声以电磁场或无线电波的形式穿过空气。在高速开关逆变器(典型频率从50kHz到1MHz)中，大部分传导EMI来自开关晶体管和整流器。为了防止这样的EMI噪声，通常使用由无源元件(例如形成LC电路的电容和电感)构成的EMI滤波器。传导EMI分为共模噪声(CMN)和差模噪声(DMN)。CMN在线路和中性AC电源线中以相同方向流动，处于自身相对于地面的相位并返回到地面。合适的CMN滤波器包括与每个电力线串联放置的电感L100、L200以及将每个电力导体接地(在DC/AC转换器的情况下参见例如图1中的CMN滤波器100)的相应Y电容C100、C200。DMN存在于AC线路和中性导体之间，并且与其本身的相位差180°。合适的DMN滤波器包括桥接电力线的C340 X电容(可能由差分抑制电感L300、L400(在DC/AC转换器的情况下参见例如图1中的DMN滤波器101)补充)。
文献US 2011/0026281A1公开了一种用于控制从DC电源到AC电网的电力输送的设备和方法，该设备和方法包括配置成将电力从单极输入源输送到AC电网的逆变器和逆变器控制器。逆变器包括输入转换器、有源滤波器和输出转换器。逆变器控制器包括输入转换器控制器、有源滤波器控制器和输出转换器控制器。输入转换器控制器被配置为控制由输入转换器输送到逆变器的电流隔离的单极总线的电流。输出转换器被配置为控制输出转换器向AC电网输送电力。此外，有源滤波器控制器被配置为控制有源滤波器以电网频率将基本上由输出控制器输送的所有电力供应给AC电网。
文献J.W.Kolar等的“PWM Converter Power Density barriers”,第四届电力转换会议,2007年4月2-5日,Nagoya(日本),IEEE(2007),第9-29页教导了在高功率密度功率转换器中，宽带隙半导体开关的使用允许无源组件的尺寸和成本的大幅降低。
文献R.Gonzales等的“Transformerless Single-Phase Multilevel-BasedPhotovoltaic Inverter”,IEEE Trabsactions on Industrial Electronics,Vol.55,No.7(2008),pp.2694-2702教导了从电网连接的光电系统消除输出变压器不仅降低了转换级的成本、减小了尺寸和重量，而且还提高了系统的整体效率。他们提出了用于无变压器系统的新的高效拓扑，其不产生共模电流且拓扑地确保了没有dc注入到电网中。所提出的拓扑已经在5kW标准中得到验证。
文献M.Liserre等的“An Anti-Islanding Method for Single-Phase InvertersBased on a Grid Voltage Sensorless Control”,IEEE Transactions on Industrialelectronics,Vol.53,No.5(2006),pp.1418-1426以及文献Yasser Abdel-Rady IbrahimMohamed等的“Adaptative Discrete-Time Grid-Voltage Sensorless InterfacingScheme for Grid-Connected DG-Inverters Based on Neural-Network Identificationand Deadbeat Current Regulation”,IEEE Transactions on Power Electronics,Vol.23,No.1(2008),pp.308-321公开了在电力逆变器领域中使用无传感器状态观测器电流控制器。
JP 5 300775B2公开了用于转换器的共模简化结构，所述转换器经由长的(>1km)防护电缆连接至喷流扇，其中，共模简化LC滤波器的Y电容被参照为与地绝缘的参考电位处的防护电缆的屏蔽，即，在屏蔽和接地符号之间没有连接。将共模噪声滤波器对处于参考电势处的屏蔽进行参照，当实施EMC屏蔽时所述屏蔽与地绝缘从WO2015/125107A1中也是已知的。
最后，T.Friedli等的“Comparative Evaluation of Three-Phase AC-AC MatrixConverter and Voltage DC-Link Back-to-Back Converter Systems”,IEEETransactions on Industrial Electronics,Vol.59,No.12(2012),pp.4487-4510,Parthasarathy Nayak等的“Study of the Effects of Parasitic Inductances andDevice Capacitances on 1200V,35A SiC MOSFET Based Voltage Source InverterDesign”,2014IEEE International Conference on Power Electronics,Drives andEnergy Systems(PEDES),IEEE 2014,pp.1-6以及P.Kumar等的,“Soft ComputingTechniques for the Control of an Active Power Filter”,IEEE Transactions onPower Delivery,Vol.24,No.1(2009),pp.452-461是本发明的领域中的背景技术文献。
本发明的目的
本发明旨在提供具有极高输出功率密度的功率逆变器。
特别地，本发明的目标是在2kVA的最大负载下，输送具有大于50W/in3(或3051W/dm3或W/升)的输出功率密度的逆变器。
本发明的另一个目的是允许使用宽带隙半导体开关，同时确保其软切换以因此降低开关损耗，并且同时保持在由这些组件的非常高的开关速度所产生的EMI噪声的可接受限度内，并且同时适当地管理开关命令中的高dV/dt。
发明内容
本发明涉及输出功率密度高于3000W/dm3的单相、非绝缘、小型化的DC/AC功率逆变器，包括：
-DC输入，具有正端(L+)和负端(L-)；
-AC输出，具有线路端(L)和中性端(N)；
-至少一个H全桥开关拓扑结构，由具有与第二开关(S1_L)串联的第一开关(S1_H)的第一半桥以及具有与第四开关(S2_L)串联的第三开关(S2_H)的第二半桥构成，所述第一开关(S1_H)的一端连接到DC输入的正端(L+)，所述第二开关(S1_L)的一端连接到DC输入的负端(L-)，第一开关(S1_H)的另一端连接到第二开关(S1_L)的另一端，定义第一公共端，所述第一公共端连接到AC输出的线路端(L)，所述第三开关(S2_H)的一端连接到DC输入的正端(L+)，所述第四开关(S2_L)的一端连接到DC输入的负端(L-)，第三开关(S2_H)的另一端连接到第四开关(S2_L)的另一端，定义第二公共端，所述第二公共端连接到AC输出的中性端(N)，
-至少一个差模噪声EMI滤波器，连接在半桥的第一和第二公共端与AC输出的端子之间；
至少一个共模噪声EMI滤波器(100)，与连接在半桥的所述第一公共端和所述第二公共端与所述AC输出的端子之间的至少一个所述差模噪声EMI滤波器级联连接，
-所述共模噪声滤波器具有两个耦合电感和至少两个Y电容，所述Y电容中的每个连接在所述耦合电感中的一个的一端和相同参考点之间，并且所述差模噪声滤波器具有桥接线路端和中性端的至少一个X-电容；
其中，所述第一开关(S1_H)、第二开关(S1_L)、第三开关(S2_H)以及第四开关(S2_L)由宽带隙半导体制成，并且优选地由氮化镓或GaN半导体制成；
并且，其中，所述DC/AC功率逆变器还包括：
-纹波补偿有源滤波器，包括具有与第六开关串联的第五开关的第三半桥(203)，所述第五开关(S3_H)的一端连接到DC输入的正端(L+)，所述第六开关(S3_L)的一端连接到DC输入的负端(L-)，第五开关(S3_H)的另一端连接到第六开关(S3_L)的另一端，定义第三公共端，所述第三公共端连接到由至少一个电感(L6)和一个存储电容(C5)构成的LC滤波器的第一端，LC滤波器的第二端连接到负端(L-)；
-所述第一开关(S1_H)、第二开关(S1_L)、第三开关(S2_H)、第四开关(S2_L)、第五开关(S3_H)和第六开关(S3_L)的调制控制装置，用于提供包括在2kHz0和500kHz之间的开关频率，并且允许在所述第一、第二和第三半桥中的任何两个之间的可变相移，并允许所述半桥的开关的死区时间调制；
-以便获得接近ZVS切换的切换，尤其是当电流穿过零点时获得切换，并且进一步消除切换损耗，并且使得在有源滤波器中允许高的峰值-峰值电压变化，同时将相应的能量存储在存储电容(C5)中，从而补偿输入DC电压上小于3％的电压纹波，
其中，所述共模噪声滤波器的Y电容被参考为参考电位处的屏蔽，所述屏蔽与地绝缘，所述Y电容具有包括在100nF和几μF之间的值，并且其中，所述屏蔽和所述地之间的寄生或漏电容被限制为几nF，典型地10nF，从而与安全标准兼容；
其特征在于，对于每个开关，DC/AC功率逆变器(1)包括电容分压器(301)，所述电容分压器在开关栅极和开关驱动器(303)之间的命令线上并行分支，以用于检测通过相应开关的栅极连接的开关电流的零交叉点，且从而调节足够长的开关死区时间，以防止半桥的开关之间交叉导通的风险，同时最小化由于反向电流引起的功率损耗。
根据优选实施例，本发明的DC/AC功率逆变器还包括以下特性中的至少一个或其适当的组合：
-共模噪声滤波器的耦合电感具有大约5000mm3的外部体积，在2kW逆变器的情况下，与所述耦合电感中减小的磁通量变化兼容，这归功于全桥的两相之间的PWM相位的动态变化；
-其包括小于15μF的输入储能电容(C1)，有源滤波器电容(C5)小于150μF；
-其包括用于估计逆变器中除了输出电流外的电流的无传感器状态观测器；
-电路还包括用于保护每个开关驱动器的相对于屏蔽参考电位的共模噪声滤波器，共模滤波器的电感L31,L32以及电容分压器的电容C33,C34和电阻R’是充当低通滤波器的RLC滤波器R’-L31-L32-C33-C34的一部分，选择低通滤波器的组件以将每个开关上的dv/dt降低至小于50V/ns并且优选地小于25V/ns的值；
-其包括用于测量逆变器的输出电流的与电磁屏蔽结合的开路霍尔传感器；
-电容是多层陶瓷电容；
-以软切换LLC谐振电路的形式提供辅助电力供应；
-其包括控制装置，用于维持DC输入电压基本恒定，同时允许整个有源滤波器上的纹波变化；
-第一半桥和第二半桥每个被并联安装的附加半桥分开；
-第二共模噪声滤波器和第二差模噪声滤波器位于DC输入端(L+、L-)和H全桥入口之间的DC输入侧。
附图说明
图1(上面已经提到)示出了在DC/AC功率转换器中设计用于EMI滤波(共模和差分滤波)的基本解决方案的原理。
图2示意性地表示根据本发明的逆变器的实施例的示例，该逆变器具有五相(或半桥)拓扑结构。
图3示意性地表示根据本发明的防护共模EMI高dV/dt的GaN驱动器的优选实施例。
图4表示本发明中根据其平面图的逆变器组件实施的示例的热映射，其中，最热部分位于直接气流中。
图5以高度横截面图表示根据本发明实施例的逆变器中的热界面的详细结构。
图6表示适用于本发明的模拟散热器的几个示例。
图7的(a)和(b)分别表示开关脉冲波调制的特定情况。
具体实施方式
根据一个实施例，根据本发明的逆变器必须设计成满足表1的要求。
因此，以所谓的软切换模式或ZVS(零电压切换)模式操作的，结合特定的并联有源滤波拓扑以及使用多层陶瓷电容(MLCC)作为存储元件的GaN晶体管是达到这样高的功率密度的关键因素。在满负荷运作时，散热器的形状、陶瓷电容的几何布置以及热界面优化对器件的低温仍有贡献。运行在与专用逻辑电路(用于复杂可编程逻辑器件的CPLD)相关联的快速微控制器上的优化软保证ZVS在整个操作范围内的行为并降低电磁噪声。双屏蔽和一组优化的滤波器允许逆变器满足电磁兼容性要求。
本发明的优选实施例的详细描述
应用的设计方法包括：通过分析计算和有限元建模精确确定尺寸；使用用于功率和控制的SPICE模拟；3D机械建模；以及使用热模拟。这允许在单次计算运行中创建满足表1所有要求的逆变器设备。
根据本发明的优选实施例，GaN技术的使用使该项目中设计的2kVA逆变器的功率密度达到～143W/in.3。其尺寸因此约为2.5×1.6×3.5英寸，对应于约14立方英寸(或0.2升)的体积。
GaN晶体管具有许多非常有用的电特性(低Rds_on、低Qgate和Cds、超低Qrr)。与现在和常规使用的MOSFET和IGBT器件(均具有小尺寸和低生产成本)相比，这显然产生了技术优势。不幸的是，由于其非常快速的切换特性(例如非常高的“dV/dt”)，它们也具有严重的缺点：它们对于驱动具有明显的挑战，并且还需要敏感的电磁噪声管理。另一个缺陷是当GaN关断时，由于反向电流引起的高压降。根据本发明选择克服这些困难的一个解决方案在于在整个操作范围内使用软切换(或ZVS切换)来控制所有GaN晶体管。
为了将450V输入级处的连续电流与240V交流输出电压相结合，选择具有至少三相拓扑(全桥或具有附加有源滤波器的2相拓扑)的逆变器1。优选地，根据图2中所示的优选实施例选择五相拓扑，因为它使逆变器内的能量传输最小化。因此，第一半桥和第二半桥每个优选地通过并联安装在其上的另外的半桥来分开。它允许适应高电流和小的切换时间差异。
两个半桥201(HB)产生线电压，而另外两个半桥202产生中性电压，而最后的半桥203用作上述有源滤波器。
根据该优选实施例(进一步参见图2)，电感L1至L6被标定在10μH至50μH之间。由于有源滤波器203(具有C5/L6)，输入电容C1减小到小于15μF，并且C5被标定在小于150μF。共模电感(L7至L16，参见反向“C”符号)被标定在200μH至1mH之间。由于输出正弦波在L+和L-之间是对称的(即，(VL+VN)/2～＝(VL++VL-)/2～＝VEarth，采用分相接地配置)并消除泄漏电流且由于一些Y电容(C7，C8)返回到屏蔽，因此对应的Y电容(C7，C8，C10-C17，C21，C22)的总额定值大于500nF，同时保持漏电流低于允许值(最初为5mA)。EMC差分电感(L17至L22，参见“Z”符号)被标定在10μH至20μH之间，并且X电容(C2，C6，C9，C18至C20)的范围为1μF至5μF。
该逆变器的高密度和高效率都来自于五相通过切换的优化控制。对于任何类型的负载，该控制应实现所有GaN器件的软切换操作，同时使死区时间内的反向电流最小化。控制算法确保模块内在地防止过流。在调试阶段，由于控制算法所要求的高处理负荷，发明人遇到了问题。最后，通过使用40％快速的引脚兼容模型，处理器得到了升级。
控制的目标是通过应用以下原理来实现：
-基于结合专用逻辑电路(CPLD)的快速微控制器的数字控制；
-输入/输出电流和电压的快速测量；
-对HBs切换事件的有效反馈；
-用于驱动有源滤波器的学习算法；
-取决于输出电流的35kHz和240kHz之间的开关频率的优化；HB(0°或90°)之间的可变相移和5个HB(50ns至3μs)的死区时间调制。开关损耗然后几乎消除，且频率增加有助于优化(减小)无源元件的尺寸。
在中性线与线HB(2或4线)之间实行相移是必要的，因为DMN滤波电感在没有相移的情况下被最佳化。因此，在每个GaN开关上软切换不再发生。此外，由于切换以极高的速度进行，并且在电流DMN滤波电感中流动时具有一定的不确定性，在当前电流值还没有返回至零时，可能发生下一电流的切换，从而导致“不是ZVS”。发现使电流更接近零的解决方案是增加开关的死区时间(未示出)。
根据实施例，由于本发明的转换器中的高速切换，不执行直流测量，而是使用电容分压器301(C33，C34)来检测何时电流变为零(见图3)。通过合适的电容选择，这个电容分压器允许处理器管理可接受的电压测量值(通常约为5V而不是450V的最大峰值电压)。
在图3中，半桥相完全由GaN晶体管310、311表示。因此，电容分压器的目的是获得指示晶体管310、311何时有效地进行切换(或0V交叉)的信号。
当GaN晶体管以反向模式导通时，即当电流通过续流二极管(未示出)从源极(S)流到漏极(D)时，众所周知，如果GaN控制处于关断状态，则电压降相当高(几伏)。这导致高能量损耗。因此，当将电流从一个晶体管切换到另一个晶体管时，尽可能缩短死区时间至关重要。然而，太短的死区时间是危险的，并且晶体管310、311之间的交叉导通的风险必须以一定的安全余量来避免。最后必须找到不能太低(安全风险)，也不能太高(能量损失)的妥协的死区时间。
根据本发明的电容分压器器电路的目的是检测电流在晶体管中停止流动的时刻，以便稍后能够安全地在另一个晶体管上切换。在快速GaN切换的情况下，常规手段的电流检测是困难和昂贵的，而这里提供的解决方案通过非常小且简单的电路来解决问题。
让我们考虑一下晶体管311关断且电流I相为负的情况。从关断信号发送到311直到V(LSW)或V(NSW)上升为止有一段时间，因为：
-在控制311的驱动器中存在延迟(取决于温度)，
-需要时间来对310和311的输出电容充电，这取决于I相的值，
-在某些情况下，I相可能会处于错误的方向，I相需要时间来改变方向以允许软过渡。
上述延时已经过去之后，LSW(或NSW)的电势最终上升。电路301/302以非常短的延迟将该电压变化作为“TO PROCESSOR”信号进行缩放和报告。控制晶体管311的处理器然后能够快速且安全地接通晶体管310，因为其知道311完全关断(LSW或NSW处的电压已经开始上升)。
利用所提出的解决方案，死区时间被最小化而与所涉及的延迟无关，从而获得最小的功率损失。
在本发明中，GaN控制的稳健性是至关重要的。事实上，氮化镓开关速度非常快，因此它们在控制隔离中产生高的“dV/dt”，远远超过目前市场上大多数驱动器所允许的值。此外，栅极电压阈值非常低。仍然根据本发明，已经设计了非常紧凑、低成本且非常稳健的驱动器电路，其可以在其规格内很好地驱动GaN晶体管(参见图3)。根据图3所示的实施例，利用附加的源极和栅极电感(L31，L32)以拒绝在GaN中行进的CMN直接接地，而不影响GaN驱动器303。为此提供了CMN滤波器302(L31、C31、L32、C32)。
对于像GaN晶体管这样的高速器件，节点LSW或NSW处的电压变化(dv/dt)非常高，且通常达到100到200V/ns。这意味着对于400V的偏移，切换时间在2到4ns的范围内。
这样的高速变化会干扰驱动器电路303，该驱动器电路303在其DRV0和DRVG节点上不能够支持这样的电压变化。
根据本发明的实施例，如图3的电路所示，节点LSW或NSW处的高速电压变化通过RLC滤波器(L31-L32，R'和C33，C34)在DRV0和DRVG上报告。该滤波器用作该共模电压变化的低通滤波器，并降低高dv/dt。
为了实现电容分压器的功能，驱动器的入口电容，C31和C32通常约为100nF，而C33和C34通常分别约为50pF和10nF。
应该注意的是，由于晶体管310的控制信号由驱动器303在节点DRV0和DRVG上产生，所以它几乎不受电感L31-L32的影响，因为该电感仅在共模中出现电感性。
L31-L32、R'和C33、C34的大小可能是关键的，但是该电路允许将驱动器303看到的dv/dt降低到通常低于25V/ns，这是大多数驱动器良好支持的值。
选择正确的GaN封装也非常重要。根据实施例，具有一个用于电源，一个用于命令的双源访问的SMD(表面安装)模型被选择为该设计的最佳选择。它允许安全地控制晶体管。此外，小型封装降低了寄生电感，从而降低功能过电压。PCB布局和去耦电容的位置对于正确操作GaN至关重要。
关于共模和差模噪声滤波器的进一步考虑
图1的全桥(S1_H、S1_L、S2_H、S2_L)拓扑中的一大挑战是应对由相当高电压(例如在0V和400V之间(VTANK))的切换所产生的共模噪声。
本领域的技术人员知道使用共模滤波器来减少这种噪声的好处。共模滤波器通常由连接到地的共模扼流圈和Y电容组成。它们通过建立通往地的电流路径来短路共模噪声。这种结构的问题在于，由于安全要求，对地参考的电容通常应该具有非常有限的值。大的电容值可能会导致危险的电流流向接地连接。因此，电容值被限制在几纳法(典型地10nF)。此外，在一些应用中，寄生电容的小的值还产生有问题的共模电流。
为了设计高效和紧凑的滤波器，增加这些电容的尺寸是有利的，因为如果与电感比较，电容的能量存储密度远高于电感。另外，用小的电容，滤波电感必须很大，这对小型化是不利的。
本发明的解决方案允许较大值的C100和C200(图1)，因为C100和C200没有连接到地，而是将共模电流直接短路到参考电位(0V)，而参考电位进而与地绝缘
但是只有满足一些条件才允许减小尺寸。在C100和C200为“大”(通常为10nF至几μF)的情况下，C100和C200两端的电压在切换周期内几乎是恒定的。因此，在切换周期的一部分期间，L100-L200会看到一个电压，这个电压乘以dt的乘积称为Edt，因为它是通过电感的磁通量变化。据了解，L100-L200的尺寸与Edt几乎成比例。
在产生50Hz逆变器输出正弦波时，让我们考虑最坏的情况。参考图7的(a)，S1_H到S2_L被中心脉宽调制控制。当50Hz的正弦波电压达到0V时，占空比D为50％，这个时刻很容易评估被L100/L200维持的Edt：
-S1_H和S2_H为导通，S1_L和S2_L为关断，
-D＝50％
V(NO)＝V(LO)＝V(VTANK)/2，
-由于L100/L200(共模)>>L300/L400(差模)，L300和L400两端的V几乎为0，
-Edt＝(V(VTANK)-V(NO))*DT＝(V(VTANK)-V(VTANK)/2)*50％T＝V(VTANK)*T/4。
为了利用图1的电路实现尺寸减小，根据本发明的实施例，调制阶段动态地改变，以减小Edt并且因此使L100/L200的尺寸减小至少2倍。参考图7的(b)，P是当50Hz逆变器输出正弦波接近0V时动态改变的相位。如图7的(b)所示，P典型地被设置为90°。可以很容易地看到，S1_H、S2_H只在一半的时间内同时导通，而Edt则以相同的比例减小，从而允许使用更小的L100-L200电感来运行所提出的电路：
Edt＝V(VTANK)*T/8。
最后应该注意的是，对于L100-L200，选择较大的P仍然会产生低的Edt，但同时增加了L300和L400中的纹波电流，这将需要增加L300/L400的尺寸。这就是为什么优选考虑典型的90°相位角的原因。
根据本发明，通过调制相位的这种适当的动态变化，对于2kW的转换器来说，每个电感L100，L200的总体积可以从现有技术中典型的10000mm3减少到大约5000mm3。
120Hz输入电流/电压纹波要求
为了满足DC电压/电流输入的纹波要求，设计了并联有源滤波器，其能够比在输入侧使用大电容更有效地补偿纹波。所采用的解决方案比使用工作电压可能上升到GaN晶体管极限Vmax的基于“升压”的拓扑更可靠。
有源滤波器以更高的电压变化(～200Vpk-pk)工作，并将对应的能量存储在陶瓷电容中，该陶瓷电容的电容随着电压的降低而上升，从而带来三个好处：
-输入储能电容C1的尺寸减小(小于15μF)，
-滤波电容C5的尺寸减小到小于150μF，
-由于使用450Vdc以下的GaN，变频器稳健。
该软件也有助于该算法保持Vin恒定，同时允许有源滤波器上的较大纹波。而且，学习算法通过校正由于死区时间的存在造成的建模误差，仍然降低输入纹波(3倍)。
用于DC-AC转换的组件小型化
根据实施例，将MLCC电容(即陶瓷电容)用于能量存储导致更紧凑和高效的模块。
此外，磁性组件主要由铁氧体组成，其铁损在高频下已知非常低。绞合线的使用使由于集肤和邻近效应造成的损失最小化。为了进一步小型化，导线直接缠绕在铁氧体上，而不需要线圈架。它们的冷却由风扇的气流提供，并通过使用位于铁氧体中间的氧化铝箔来产生所需的气隙和热量排放。通过增加允许的纹波电流来优化滤波电容和电感的尺寸。
就输出电流而言，开环霍尔传感器与电磁屏蔽结合在一起，构成一个非常紧凑的测量装置，这提供电流去耦，并降低对共模和寄生电感噪声的敏感度。其响应时间很短，有助于保护逆变器免受短路或高负载冲击。
值得注意的是，所有其他电流估计(I电感器，等)是由状态观测器在没有电流传感器(无传感器测量，例如电压)的情况下得出的，由此减小了整个逆变器尺寸。
多亏降低了滤波电感L7-L8(见图2)内的电流的特定的GaN控制调制，它们的核心尺寸减小而没有达到饱和水平。
为所有PCB板和散热器获得夹层结构(sandwich structure)是一个真正的挑战。如图5所示，其是通过使用微型弹簧接触件507、由EDM(放电加工)制成的定制散热片512、超薄PCB板510、513等(0.012英寸厚)，硅氧烷泡沫508将GaN接触压力散布在散热片512上而获得的。所有这些技术特性都极大地帮助减小了逆变器的尺寸。
根据实施例，逆变器模块主要包括两个部分。第一部分包括设备控制，辅助电源，五相(或半桥)及它们对应的驱动器以及散热器。第二部分包括无源滤波器。
优选地，对于隔离的辅助电源12V/5V/3.3V(～10W)使用软切换LLC谐振拓扑结构。这将其体积减小到小于0.128立方英寸(0.8×0.8×0.2英寸)，这使得能够在单个的PCB上在上述控制部分内进行合适的集成。
热管理
基于估计和模拟的损耗，强制空气冷却是能够充分降低对环境空气的热阻的唯一可行解决方案。根据实施例，在前板的中间放置有效的轴流风扇(～1.57×1.57×0.6英寸)。
图4中的热仿真映射示出了当所有部件都被最佳地定位在风扇周围时的结果，即：
-置于直接气流中的最热元件；
-交换面积最大化；
-压力损耗最小化；
-靠近侧面的空速优化以及
-进入GaN散热片附近的新鲜空气，以最小化热阻，最大限度地提高逆变器的效率。
选择合适的热界面对于减少逆变器外表面上的热点非常关键。图5示出了根据一个实施例的热叠层或夹层结构(高度横截面视图)。在2千瓦负载下，环境温度为30℃时，GaN结温不超过60℃。
图5示出了根据实施例的热界面的详细结构。对于一个GaN晶体管509(～2W损耗)，热阻抗如下：
-GaN结-热垫：0.5℃/W；
-最大化从GaN晶体管509到散热器512的热传递的PCB设计510：1.1℃/W；
-具有氧化铝粉尘的热复合物：0.3℃/W；
-具有氮化铝的陶瓷绝缘箔511：0.02℃/W；
-具有银粉的导热胶：0.15℃/W以及
-具有强制空气的蜂窝状散热器512(见下文)：13℃/W(相对于单个GaN)。
外部屏蔽501、503和散热器512均由铜制成，而存储电容514为陶瓷MLCC。选择两种材料以增强热通量和交换表面积。构成有源滤波器的电容组件是能量存储装置，但也是散热器512的延伸。每个MLCC排之间(优选地在电容之间有一个+0.04英寸或1毫米的间隙)的气流增强了冷却效果，因为电容侧面起到了散热片的作用。由于装配几何形状和电容类型(良好的热导体)，能量存储单元占据的体积充当第二散热器。
图6中所示的几种类型的散热器(多个叶片601、蜂窝602、交错或不交错的散热片603、铜泡沫604等)已经被热模拟，并且与上述3D模型相比较。
优选地，已经选择了蜂窝状散热器602(Rth_total＝1.3℃/W(10GaN)；L2.79×W0.83×H0.26英寸)，因为它最小化GaN温度，并且有足够大的孔来避免灰尘堵塞。二维结构在表面上分布温度并进一步减少热点的数量。
多个电感504(但不是全部)优选热紧固到铜屏蔽件503。为了满足外壳60℃的温度限制要求，间隙垫502在屏蔽件503和外部铜外壳501之间提供电绝缘但是导热的界面。由此界面的热阻有助于从最热的内部组件中提取热量，并防止这种热量被外部壳体局部地消散。
电磁兼容性(EMC)
为了符合FCC第15部分B类(针对住宅设备，比对于商业或工业设备的FCC A类限制性更强)，拓扑设计和调制类型的选择基于噪声源模型。已经使用建立的噪声模型对每个滤波器进行了仿真，以优化电感设计和PCB布线。根据本发明满足B类的关键因素可总结如下：
-独立于负载的主开关和辅助电源的软切换操作；
-可变频率和特定扩频调制；
-电连接到(L-＝0V DC)的第一内部屏蔽；
-第二屏蔽(外壳)和最后一个滤波器级屏蔽；
-参考(L-)的ACout滤波器；
-使用几个小的滤波器，而不是一个大的滤波器；
-在高于50kHz的频率上抑制所有谐振极点；
-使用陶瓷电容来减小寄生电感及其尺寸；
-滤波器之间耦合的最小化；
-电感设计中电容耦合的最小化。
参考符号列表
100 共模噪声滤波器
101 差模噪声滤波器
201 线路开关半桥
202 中性开关半桥
203 有源滤波器半桥
204 接地屏蔽或连接
301 用于零电流交叉检测的电容分压器
302 用于GaN开关栅极的CMN滤波器
303 GaN驱动器
310 半桥的上开关
311 半桥的下开关
501 铜外壳
502 绝缘/热界面
503 铜屏蔽
504 电感
505 陶瓷电感间隙
506 PCB互连
507 微型弹簧触点
508 硅氧烷泡沫
509 GaN开关
510 具有散热孔的PCB
511 陶瓷绝缘
512 蜂窝散热器
513 用于安装存储电容的PCB
514 有源滤波器陶瓷电容
601 多叶片散热器
602 蜂窝散热器
603 交错散热片散热器
604 铜泡沫散热器
Figure GDA0002387257650000211
Figure GDA0002387257650000221
表1

Claims (10)

1.一种输出功率密度高于3000W/dm3的单相非绝缘小型化DC/AC功率逆变器(1)，包括：
-具有正端(L+)和负端(L-)的DC输入；
-具有线路端(L)和中性端(N)的AC输出；
-至少一个H全桥开关拓扑，由第一半桥(201)和第二半桥(202)构成，所述第一半桥(201)具有与第二开关(S1_L)串联的第一开关(S1_H)，所述第二半桥(202)具有与第四开关(S2_L)串联的第三开关(S2_H)，所述第一开关(S1_H)的一端连接到所述DC输入的所述正端(L+)，所述第二开关(S1_L)的一端连接到所述DC输入的所述负端(L-)，所述第一开关(S1_H)的另一端连接到所述第二开关(S1_L)的另一端，定义第一公共端，所述第一公共端连接到所述AC输出的所述线路端(L)，所述第三开关(S2_H)的一端连接到所述DC输入的所述正端(L+)，所述第四开关(S2_L)的一端连接到所述DC输入的所述负端(L-)，所述第三开关(S2_H)的另一端连接到所述第四开关(S2_L)的另一端，定义第二公共端，所述第二公共端连接到所述AC输出的所述中性端(N)；
-至少一个差模噪声滤波器(101)，连接在所述第一半桥的所述第一公共端和所述第二半桥的所述第二公共端与所述AC输出的所述线路端(L)和所述中性端(N)之间；
-至少一个共模噪声滤波器(100)，与连接在所述第一半桥的所述第一公共端和所述第二半桥的所述第二公共端与所述AC输出的所述线路端(L)和所述中性端(N)之间的至少一个所述差模噪声滤波器(101)级联连接；
-所述共模噪声滤波器(100)具有两个耦合电感和至少两个Y电容，所述Y电容中的每个分别连接在两个所述耦合电感中的相应耦合电感的一端和所述负端(L-)之间并且所述差模噪声滤波器(101)具有桥接线路端和中性端的至少一个X电容；
其中，所述第一开关(S1_H)、所述第二开关(S1_L)、所述第三开关(S2_H)以及所述第四开关(S2_L)由宽带隙半导体制成，其中，所述宽带隙半导体为GaN半导体；
其中，所述DC/AC功率逆变器(1)还包括：
-纹波补偿有源滤波器，包括具有与第六开关串联的第五开关的第三半桥(203)，所述第五开关的一端连接到所述DC输入的所述正端(L+)，所述第六开关的一端连接到所述DC输入的所述负端(L-)，所述第五开关的另一端连接到所述第六开关的另一端，定义第三公共端，所述第三公共端连接到由至少一个电感(L6)和一个存储电容(C5)构成的LC滤波器的第一端，所述LC滤波器的第二端连接到所述负端(L-)；
-所述第一开关(S1_H)、第二开关(S1_L)、第三开关(S2_H)、第四开关(S2_L)、第五开关和第六开关的调制控制装置，用于提供在20kHz和500kHz之间的开关频率，并且允许在所述第一半桥(201)、所述第二半桥(202)和所述第三半桥(203)中的任何两个之间的可变相移，并允许所述第一半桥(201)、所述第二半桥(202)和所述第三半桥(203)的开关的死区时间调制，
-以便获得接近ZVS切换的切换，并且进一步消除切换损耗，并且使得在所述有源滤波器中允许高的峰值-峰值电压变化，同时将相应的能量存储在存储电容(C5)中，
其中，所述共模噪声滤波器(100)的Y电容被作为参考电位处的屏蔽，所述屏蔽与地绝缘，所述Y电容具有在100nF和几μF 之间的值，并且其中，所述屏蔽和所述地之间的寄生或漏电容低于10nF，从而与安全标准兼容；
其特征在于，对于每个具有开关驱动器(303)的开关，所述DC/AC功率逆变器(1)包括电容分压器(301)，所述电容分压器(301)的输出连接至所述调制控制装置的处理器，并且所述电容分压器(301)的输入连接至所述开关驱动器(303)的第一入口电容(C31)和第二入口电容(C32)的公共端，所述第一入口电容(C31)的另一端连接至所述开关驱动器(303)的栅控制输出线(DRVG)，且所述第二入口电容(C32)的另一端连接至所述开关驱动器(303)的参考输出线(DRVO)，以用于检测通过相应开关的栅极连接的开关电流的零交叉点，且从而调节足够长的开关死区时间，以防止半桥的开关之间交叉导通的风险，同时最小化由于反向电流引起的功率损耗。
2.根据权利要求1所述的DC/AC功率逆变器(1)，其中，其包括小于15μF的输入储能电容(C1)，所述存储电容(C5)小于150μF。
3.根据权利要求1所述的DC/AC功率逆变器(1)，其中，其包括用于估计逆变器中除了输出电流外的电流的无传感器状态观测器。
4.根据权利要求1所述的DC/AC功率逆变器(1)，其中，其还包括用于保护每个开关驱动器(303)的相对于屏蔽参考电位的第一共模噪声滤波器(302)，所述第一共模噪声滤波器(302)的电感(L31、L32)、所述电容分压器(301)的电容(C33、C34)以及所述电容分压器(301)的电阻(R')是用作低通滤波器的RLC滤波器(R'-L31-L32-C33-C34)的一部分，选择所述低通滤波器的组件以将每个开关上的dv/dt降低至小于50V/ns的值。
5.根据权利要求1所述的DC/AC功率逆变器(1)，其中，其包括用于测量逆变器输出电流的与电磁屏蔽结合的开路霍尔传感器。
6.根据权利要求1所述的DC/AC功率逆变器(1)，其中，所有的电容是多层陶瓷电容。
7.根据权利要求1所述的DC/AC功率逆变器(1)，其中，以软切换LLC谐振电路的形式提供辅助电力供应。
8.根据权利要求1所述的DC/AC功率逆变器(1)，其中，所述调制控制装置用于维持DC输入电压恒定，同时允许整个所述有源滤波器上的纹波变化。
9.根据权利要求1所述的DC/AC功率逆变器(1)，其中，所述第一半桥(201)和所述第二半桥(202)的每个被并联安装的附加半桥分开。
10.根据权利要求1所述的DC/AC功率逆变器(1)，其中，第二共模噪声滤波器和第二差模噪声滤波器位于DC输入端(L+、L-)和H全桥入口之间的DC输入侧。
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