CN107544606A - 一种高psrr低压差线性稳压器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种低压差线性稳压器，属于集成电路设计领域。低压差线性稳压器采用模拟模块与数字模块混合控制模式，并在数字模块中增加电压跟随器，使低压差线性稳压器输出端电压纹波能够跟随其输入端电压纹波的变化，这种纹波耦合的电路结构，使得低压差线性稳压器的高频纹波分量得到抑制，从而提高了电路的高频电源电压抑制比。

Description

一种高PSRR低压差线性稳压器

技术领域

本发明属于集成电路设计技术领域，特别涉及一种高PSRR低压差线性稳压器。

背景技术

低压差线性稳压器(Low Dropout Regulator,LDO)是一种供电电路，具有输出电压稳定、压降低，电源抑制比高，线性调整率高，负载调整率高等优点，在集成电路中具有广泛的应用。但是在面向高速串行接口等高速应用时，要求LDO电路能够抑制输出电压的高频纹波，即要求电路具有较好的高频电源电压抑制比(Power Supply Rejection Ratio,PSRR)。

图1是LDO传统结构原理图，其工作原理如下：R1与R2采样输出电压，R2的分压就是反馈电压。当输出负载(R_L、C_L)变化时，或者负载电流改变时，反馈电压V_FB变化，V_FB和固定的参考电压V_REF比较，经过误差放大器放大后得到控制电压V_C。该环路为负反馈环路，在负反馈作用下，当V_FB≠V_REF时，则输出Vc调节调整管栅压，调控输出电流，使输出电压V_OUT被稳定在固定值。

虽然传统模拟结构的LDO电路能够输出稳定电压，但是输入电压中的高频纹波分量能直接通过调整管馈通到输出，因此该种电路结构的高频PSRR较差，不适于给高速电路提供供电电压。

发明内容

为了克服上述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种高PSRR低压差线性稳压器，能够抑制输出电压高频纹波，具有较好的高频PSRR，可用于高速电路供电。电路采用模拟模块与数字模块混合控制模式，并在数字模块中增加电压跟随器，使输出电压的纹波能够跟随输入端纹波变化，该纹波耦合的电路结构，减小了LDO输出电压的高频纹波，提高了PSRR。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：

一种高PSRR低压差线性稳压器，电路输出电压为V_OUT，输出负载电阻R_L或负载电容C_L并联接在V_OUT与VSS之间，通过反馈电阻R1与R2对输出电压V_OUT进行分压采样，得到采样电压V_FB，并与参考电压V_ref进行误差放大器比较得到控制电压Vc，Vc通过调整管调控输出电流，其特征在于，输入电压Vin的高频纹波通过电压跟随器耦合到调整管栅极，所述调整管源级连接输入电压Vin。

所述控制电压Vc分为两路，一路分别与两个参考电压分别为V_H与V_L的比较器比较，V_H＝700mV，V_L＝300mV，送于数字控制部分，数字控制部分输出接调整管栅极，控制决定调整管阵列的导通支路，从而决定输出电流大小；另一路送于模拟控制部分，直接根据Vc大小，来决定模拟部分输出电流大小，两种控制模式共同控制，决定输出电流大小。

所述调整管阵列由N个导通支路组成，每个导通支路由数字控制的调整管与模拟控制的调整管串联而成。

所述模拟控制的调整管工作在特殊工作模式下，偏置在线性区。

所述两种控制模式中，数字控制部分通过控制导通数字部分调整管支路来调节输出电流大小，模拟控制部分通过控制模拟部分调整管栅压从而控制输出电流大小。

所述数字控制部分中，输入电压Vin分为两路，一路通过电容C1接调整管栅极，通过控制电容C1的大小，控制输入高频纹波分量；另一路经电压跟随器接调整管栅极，从而实现将高频分量耦合到调整管栅极；Vin同时经过级联的调整管阵列耦合到调整管漏极。

与现有技术相比，本发明采用数模混合调制的方式对输出电压进行反馈调节，同时在数字控制模块中增加电压跟随器，提高了输出电压高频PSRR。

附图说明

图1是传统低压差线性稳压器原理图。

图2是具有高PSRR低压差线性稳压器原理图。

图3是数字电路中Follower电路工作原理图。

图4是电路仿真结果图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例详细说明本发明的实施方式。

考虑到从根本上消除高频纹波很困难，本发明采用一种纹波耦合的电路结构，将输入电压的高频纹波通过电压跟随器耦合到调整管栅极，而调整管的源极连接的是输入电压。从这种结构可以看出，当输入电压有高频抖动时，则此时调整管源极与栅极将同时出现高频抖动信号，并且耦合的两端抖动信号的相位相同，只是存在幅度差异。根据MOS管工作原理可知，栅极与源极同时存在相位相同的小信号时，则输出电流的变化得到抑制。总体来说，本发明引入负反馈的原理，将输出信号跟随输入信号变化而变化，从而抑制LDO输入端高频纹波的影响，使PSRR得以提高。

本发明的一个具体实施原理如图2所示，LDO电路输出电压为V_OUT，输出负载电阻R_L或负载电容C_L并联接在V_OUT与VSS之间，通过反馈电阻R1与R2对输出电压V_OUT进行分压采样，得到采样电压V_FB，并与参考电压V_ref通过误差放大器比较得到控制电压Vc。

调整管采用阵列形式，由若干条串联的调整管支路并联构成，每条支路均由数字控制的调整管(Mpd N N＝1,2,3…)与模拟控制的调整管(Mpa N N＝1,2,3…)串联而成。并且模拟控制部分的调整管工作在特殊工作模式下，偏置在线性区。

首先两个比较器对Vc比较，比较器参考电压分别为V_H与V_L，比较器的输出值送于数字控制部分，数字控制部分的输出控制决定调整管阵列的导通支路(Mpd N N＝1,2,3…)，不同支路的调整管宽长比不同，导通电流也不同。但是不同支路所需的控制电压不同，导通电流越大，所需的控制电压越大；同理导通电流越小，所需的控制电压越小。控制电压是通过Vc与比较器参考电压V_H与V_L相比。若比V_H大，则所需电流要大，要提高比较器输出电压，提高电流；若比V_L小，则所需电流要小，要减小比较器输出电压。

Vc通过另一条支路送于模拟控制部分，直接根据Vc大小，来决定模拟部分(Mpa NN＝1,2,3…)输出电流大小。反馈回的电压Vc直接控制模拟部分调整管栅压，由MOS管电流公式可知，I_D∝(V_gs-V_th)²，从而控制模拟部分调整管电流。

对于面向高速串口的LDO，要求输出电压中高频纹波要小。对电源的纹波抑制要高，本发明从提高高频PSRR出发，在数字控制部分中增加电压跟随器。

如图3所示，输入电压Vin通过电容C1，控制电容C1的大小，可以控制输入高频纹波分量。可知，Vin经过电压跟随器后，高频分量将耦合到Mpd N(N＝1,2,3…)栅极，而Vin同时经过级联的调整管阵列，也能耦合到Mpd N(N＝1,2,3…)漏极。Vin通过两部分电路耦合到调整管Mpd N(N＝1,2,3…)同相位，即输入端Vin有高频纹波分类变化时，调整管Mpd N(N＝1,2,3…)栅极能跟随其变化，从而在输出端做到对高频纹波的抑制。提高高频PSRR。

如图4可知，两种不同电路结构的PSRR仿真结果，横坐标是频率，纵坐标是输出端PSRR。在没有添加电压跟随器的电路中，高频PSRR表现相对较差，不适合高速串口电路。以125MHz频点为例，本发明的PSRR相比传统结构要提高7.4dB。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (6)

1.一种高PSRR低压差线性稳压器，电路输出电压为V_OUT，输出负载电阻R_L或负载电容C_L并联接在V_OUT与VSS之间，通过反馈电阻R1与R2对输出电压V_OUT进行分压采样，得到采样电压V_FB，并与参考电压V_ref进行误差放大器比较得到控制电压Vc，Vc通过调整管调控输出电流，其特征在于，输入电压Vin的高频纹波通过电压跟随器耦合到调整管栅极，所述调整管源级连接输入电压Vin。

2.根据权利要求1所述高PSRR低压差线性稳压器，其特征在于，所述控制电压Vc分为两路，一路分别与两个参考电压分别为V_H与V_L的比较器比较，V_H＝700mV，V_L＝300mV，送于数字控制部分，数字控制部分输出接调整管栅极，控制决定调整管阵列的导通支路，从而决定输出电流大小；另一路送于模拟控制部分，直接根据Vc大小，来决定模拟部分输出电流大小，两种控制模式共同控制，决定输出电流大小。

3.根据权利要求2所述高PSRR低压差线性稳压器，其特征在于，所述调整管阵列由N个导通支路组成，每个导通支路由数字控制的调整管与模拟控制的调整管串联而成。

4.根据权利要求2所述高PSRR低压差线性稳压器，其特征在于，所述模拟控制的调整管工作在特殊工作模式下，偏置在线性区。

5.根据权利要求2所述高PSRR低压差线性稳压器，其特征在于，所述两种控制模式中，数字控制部分通过控制导通数字部分调整管支路来调节输出电流大小，模拟控制部分通过控制模拟部分调整管栅压从而控制输出电流大小。

6.根据权利要求2所述高PSRR低压差线性稳压器，其特征在于，所述数字控制部分中，输入电压Vin分为两路，一路通过电容C1接调整管栅极，通过控制电容C1的大小，控制输入高频纹波分量；另一路经电压跟随器接调整管栅极，从而实现将高频分量耦合到调整管栅极；Vin同时经过级联的调整管阵列耦合到调整管漏极。