CN107533840B

CN107533840B - 声学扩散歧管

Info

Publication number: CN107533840B
Application number: CN201680025446.7A
Authority: CN
Inventors: J·海耶斯
Original assignee: Acoustic 3D Holdings Ltd
Current assignee: Acoustic 3D Holdings Ltd
Priority date: 2015-05-07
Filing date: 2016-05-05
Publication date: 2022-01-25
Anticipated expiration: 2036-05-05
Also published as: CA2984804A1; CN107533840A; KR20180037141A; JP2018518880A; EP3292552A4; AU2016257763B2; US10419846B2; EP3292552A1; EP3292552B1; WO2016176716A1; JP6858133B2; US20180160220A1; AU2016257763A1

Abstract

一种声学扩散歧管换能器系统，其包括：具有以N jc1或NxN矩阵布置的多个(N或N2个)声学通道的表面，其中N是奇素数)；并且每个声学通道由扬声器驱动器驱动，并且每个通道长度由以下关系控制：Ti.j＝[(i2+j2)rem N]*单位延迟。其中T是具有数字序列中的序列值的通道之间的延迟，并且N是素数。所述通道被布置成在出口设备中结束，使得来自所述扬声器驱动器的声波以有序序列到达。每个通道的所述出口具有相同的面积。所述通道是由所述扬声器驱动器生成的声波的路径，并且优选地是具有任何合适截面的封闭管。优选地，每个路径的所述截面面积是相同的，但是所述路径的所述长度由算法确定。优选地，在所述声学扩散歧管中使用的所述数字序列选自二次剩余序列、巴克码、自相关序列或互补序列。

Description

声学扩散歧管

技术领域

本发明涉及声学布置，并且具体地涉及提供在流体空间内生成扩散波的装置的声学布置。具体地，本发明涉及适于生成扩散波的扬声器布置。

背景技术

WO 2012/015650公开了用于在流体空间内生成扩散波以在承载声音信号的空间中净化能量并增强特定信息的反射器和其他布置。在某种程度上，存在歧管的简要公开内容一些扬声器驱动器在非常高的频率下显示出明显的声学中心的移动的显著加速度。在高于10kHz下，声学中心将开始朝向驱动器的音圈快速移动。

WO 2012/015650中公开的声学反射器实施方案的一些设计容易发生声学中心几何移动，并且必须适应于此类移动。

本发明的目标是提供WO 2012/015650中公开的本发明的改进。

发明内容

本发明提供一种声学扩散歧管换能器系统，其包括：

具有以N x1或NxN矩阵布置的多个(N或N2个)声学通道的表面，其中N是奇素数)；并且

每个声学通道由扬声器驱动器驱动，并且每个通道长度由以下关系式控制

Ti.j＝[(i2+j2)rem N]*单位延迟。

其中T是具有所述数字序列中的序列值的通道之间的延迟，并且N是素数。

所述通道被布置成在出口设备中结束，使得来自所述扬声器驱动器的声波以有序序列到达。每个通道的所述出口具有相同的面积。所述通道是由所述扬声器驱动器生成的声波的路径，并且优选地是具有任何合适截面的封闭管。优选地，每个路径的所述截面面积相同但是所述路径的所述长度由用于实现扩散的所述算法来确定。

在信号处理中使用了诸如巴克码、零自相关序列或互补序列的其他合适的数字序列。

巴克码是N个+1和-1的值的序列，

a_j针对j＝1，2，...，N

使得

针对所有1≤v＜N。

自相关是信号与自身的互相关性。非正式地，观察数据之间的相似性是它们之间的时间间隔的函数。它是一种数学工具，其用于寻找诸如已经被掩藏在噪声下的周期性信号的存在的重复模式，或者识别由其谐波频率隐含的信号中缺失的基频。它经常用于信号处理，以便分析函数或一系列值，诸如时域信号。

互补序列(CS)源自应用数学，并且是具有有用属性的序列对，它们的异相非周期自相关系数总和为零。二元互补序列由Marcel J.E.Golay于1949年首次推出。在1961–1962年间，Golay给出了用于构建长度为2^N的序列的若干方法，并且给出了长度为10和26的互补序列的实例。在1974年，R.J.Turyn给出了用于从长度为m和n的序列构建长度为mn的序列的方法，所述方法允许构建形式为2^N10^K26^M的任何长度的序列。

附图说明

图1示出声学歧管的等距视图。

图2是扬声器驱动器和声学扩散歧管的等距视图。

图3示出图1所述的声学扩散歧管的平面图和正视图。

图4是强子对撞机(hard on collider)的入口区域的底视图。

图5示出识别布置有同心分离器的强子对撞机上的基准点的平面。

图6示出歧管的强子对撞机部分和辐射出口部分的代表图。

图7示出‘扭转’部件的详细等距视图。

图8示出扭转元件的部分的断面切片。

图9示出未压缩的通道设计。

图10示出压缩的通道设计。

图11是微型声学扩散歧管的等距视图。

图12示出微型声学扩散歧管的骨架的等距视图。

图13示出用于微型声学歧管的区段元件路径的顶层。

图14示出微型声学扩散歧管的下层401。

图15示出眼镜蛇歧管的出口尺寸。

图16示出用于眼镜蛇歧管的强子对撞机输出区域细节；

图17示出本发明的扬声器的捕获的脉冲响应的特写细节；

图18示出本发明的歧管的快速傅里叶变换FFT；

图19示出具有小波瞬态环辐射的歧管扬声器的等距视图；

图20示出与辐射小波环的单个歧管扬声器有关的收听者；

图21示出辐射各自不同的小波环图案的歧管扬声器的立体声对；

图22示出使用三个歧管扬声器的完整的环绕立体声系统；

图23示出使用五个歧管扬声器的扩展虚拟现实环境。

图24是歧管扬声器驱动器布置的等距图；

图25是包含两个歧管扬声器布置的汽车仪表板的等距图；

图26是歧管扬声器驱动器的等距图；

图27是平板电视的前等距视图；

图28是平板电视的后等距视图；

图29是音调及其快速傅立叶变换的图形视图；

图30是音调及其快速傅立叶变换的图形视图；

图31是音调及其快速傅立叶变换的图形视图；

图32是基于扬声器的阻带中的低音能量的突然相位信号注入系统的示意图。

具体实施方式

图1示出声学扩散歧管101的等距视图，所述声学扩散歧管101包括7个区段102，其中两个区段对通过扭转部分103经过彼此交换位置，使得所有7个区段以从0至6(7个元素)的连续序列到达出口104处。

每个区段102的长度由二次剩余序列的解来确定，其中将恒定的偏移距离与每个区段的长度相加，使得布局的折中方案可适应满足QRD设计的区段距离变化要求和实际结构的人体工程学两者。

QRD的解确定将要在出口104处的序列2、4、1、0、1、4和2中的区段之间的相对长度变化。强子对撞机的自然7个区段内的相对位置是4、2、1、0、1、2和4。因此，有必要的是，表示‘2’和‘4’元件的外部元件沿着从强子对撞机到出口的路径经过彼此交换。

图2是扬声器驱动器和声学扩散歧管的等距视图，示出两个部件的联接定位。歧管201在被称为‘强子对撞机’的分离器入口203处联接到驱动器202。‘强子对撞机’的作用是将由扬声器驱动器的活塞运动生成的声波引导到沿着区段通道行进的7(或N)个相等却单独的声波中。这应在不引起声能的失真或反射的情况下实现。因此，在具体说明这一部分时，应考虑的是，维持截面面积和总体声学波导设计方法。

可产生自相关等于零的扩散波响应的一种这样的数学数字序列称为二次剩余序列(QRS)。QRS是总元素长度等于任何奇素数N(例如，1、3、5、7、11、13、17、19、23、29……)的数字序列；N是歧管中的区段的数量。单独元素的解由以下关系式控制

S_n＝n² rem N(即，当从n²减去多个N时得到的最小非负余数)

表1示出针对具有七个元素(即，N＝7)的序列导出的QRS的解：

表1

QRS的属性是可使用任何一个周期(N个相邻元素)的序列来实现扩散波函数。因此，序列可在任何数量n或其分数处开始，只要它解决一个完整循环的序列，即周期宽度中的Nw(其中w是阱的宽度)。以下表2在n＝4处开始并且包括n＝10，即N＝7个元素。

表2

以下表3在n＝2处开始并且包括n＝6，即N＝5个元素。解4、1、0、1、4恰好也嵌套在表2的解2、4、1、0、1、4、2内。解为较低素数的QRS的属性嵌套在较高素数的解内。

表3

如果针对任何N的一组解S_n不适合应用，那么可将常数与每个解S_n相加，并且随后应用公式：S_n＝(S_n+a)rem N，其中a是常数。

因此，对于N＝7的自然解是0、1、4、2、2、4、1，我们可将例如a＝3与每个S_n相加，并将所述解转换成3、4、0、5、5、0、4。

图3示出图1所述的声学扩散歧管的平面图和正视图。

详细示出的图3的截面AA示出元件细节306，其中声能从移动线圈扬声器的活塞运动转换成沿着区段元件的长度的横向运动。

图4是图1、2和3所述的歧管的强子对撞机的同心分离器入口区域401的底视图。

在这个视图中是强子对撞机部分(被划分成7(N)个相等区段的圆形区域)如何将来自移动线圈扬声器的声能分割成7(N)个相等的区域部分的细节。

由强子对撞机形成的每个相等部分随后被声学传导306到区段元件路径中，以便单独地引导通过不同的路径长度，并且通过扭转部303引导到出口307。

一些扬声器驱动器在非常高的频率下显示出明显的声学中心的移动的显著加速度。在如所述地高于10kHz下，声学中心将开始朝向驱动器的音圈快速移动。歧管设计将同心分离器布置结合到强子对撞机区域401(图4)。这种布置消除了由于声学中心在与扬声器驱动器同心时的移动而造成的误差，并且将声学驱动波围绕其中心分离成N个相同的部分。因此，声学中心位置的任何变化将对称地存在于所有N个区段中，只要所述声学中心位置在与驱动器同心的路径上。

本发明人的声学反射器实施方案的先前设计容易发生声学中心几何移动，并且必须适应于此类移动。

图3的歧管301具有多个通道，其长度差值是QRS的解乘以一些单位深度。也就是说，通道0(302)的长度为0*单位长度加常数l；与阱0(302)紧邻的通道1(303)的长度为1*单位深度加常数l；与阱1(303)紧邻的通道2(304)的长度为2*单位深度加常数l等等。由于常数‘l’存在于每个通道的长度上，所以它不构成通道之间的长度差值的一部分。期望从源302(图2)辐射的声能的元件在从出口307辐射时使得通道302、303、304和305在远场空间中混合以表现出扩散和扩散波编码声场。QRS的“完美”的解在从出口307的所有角度方向上提供相等的声能，所述方向标称地在从辐射方向加减PI/2角度方向内，但实际上更大。

作为适用于全范围应用的声学扩散歧管的优选实际设计，通道出口宽度被选定为8.15mm。因此，整体反射器为57.05mm。

表4中示出当设计频率被选定为2600Hz时的经典QRD解；

表4

从其测量区段通道长度的基准可以是强子对撞机区域上的任何合适的点，只要这些基准在声学计时(相位)和幅值上相等。

图5示出被限定为位于同心分离器的周边上的基准点，所述基准点位于每个区段周长的中心。由于这个点与同心分离器的区段对称，因此可假设存在于每个点处的声能将在时间上是相同的，并且因此可被视为是每个相关通道起始点的零基准。

图6示出歧管的强子对撞机部分的同心分离器和辐射出口部分的代表图。当出口被定位在强子对撞机的一侧时，在出口上存在适合QRS元素序列位置的区段部分的自然分布。

最接近的区段部分被赋予‘0’元件作用，并且它与出口之间的路径距离被设置为最小值。通常将这个距离设置为0mm是不实际的。因此，所得的距离被视为常数‘l’，其与所有其他元件路径的长度相加，以便向所有元件路径添加设定距离。例如，使用表4作为参考，常数‘l’被设置为50mm。实际上，这个长度‘l’可以是数米长。此类较长的恒定长度将允许驱动器稍微远离出口来定位。以这种方式，驱动器可以位于平板电视的基部中，而辐射出口位于屏幕的边缘处。类似地，汽车可使驱动器嵌入到仪表板的中央，而出口位于仪表板的表面上。

与‘0’区段相邻的强子对撞机元件被指定为‘1’元件路径。使用表4作为参考，这个路径的长度为69mm，包括50mm的常数‘l’和19mm的‘1’元件解。

‘1’元件所采用的路径被布置成使得其通向出口的整个通路转化成69mm的路径长度。通常，区段通道路径的中心线被视为用于测量长度的参考。由于任何声学现象造成的任何所得的误差可通过以下方式得到修正：对元件路径通路进行微调整来在实际上增加或减少元件长度以补偿这些误差。

与‘1’元件紧邻的区段被指定为‘2’元件路径长度。使用表4作为参考，‘2’元件路径长度为88.2mm，包括50mm的常数‘l’和38.2mm的‘2’元件路径长度。

‘2’元件所采用的路径被布置成使得其通向出口的整个通路转化成88.2mm的路径长度。

与‘2’元件紧邻的区段被指定为‘4’元件路径长度。这两个区段也彼此相邻，从而完成强子对撞机的七个区段元件。使用表4作为参考，‘4’元件路径长度为126.2mm，包括50mm的常数‘l’和76.2mm的‘4’元件路径长度。

‘4’元件所采用的路径被布置成使得其通向出口的整个通路转化成126.2mm的路径长度。然而，‘2’元件和‘4’元件必须横跨过彼此，以在出口歧管中以正确的序列结束。

图7示出区段元件‘2’和‘4’的部分的‘扭转’部件的详细等距视图，其中它们改变位置，使得由‘4’602确定的路径长度的外侧元件与由‘2’603确定的路径长度的内侧元件通过恒定截面面积转换部分601来交换位置。在这个视图中，区段元件构造外侧上的元件602由扭转部操纵，使得元件在其到达出口时以转换到内侧位置结束。

图8示出穿过包括起始点和终止点的扭转部分的七个截面。在开始时，分离翅片是垂直的，并且‘4’元件的面积(A4)等于‘2’元件的面积(A2)。在下一截面处，中央分离翅片已开始围绕其中心点旋转。由于其长度比初始分离器更长，所以它的宽度将略小。以这种方式，可以维持A4和A2的精确截面面积。

在下一截面中，分离器翅片已横贯过垂直极限并且碰到侧壁。它的长度较短，因此其宽度较宽，使得截面面积A4和A2得以维持。剩余截面继续进行此过程。当声能横跨扭转部分时，对于通道和通道2维持这个恒定的截面面积。

两个主要设计变量(单位深度和元件宽度)控制使声学扩散歧管有效的有用频带宽度。最低有用频率通过由各种阱深度引入的路径的量来控制。最高有用频率由阱的宽度来控制。对于高于相关波长等于2倍通道宽度的频率的频率，声能将不会沿着通道的长度在直接路径上行进。它将沿着通道的长度在对角路径上行进，并且因此有效长度将大于物理长度。这将导致扩散过程摆脱容差。

为了控制机械扩散波发生器的低频设计频率，单位长度被设置为等于设计波长的1/N倍。例如，如果单位长度为19毫米并且N＝7，那么设计波长由以下给出：

X＝N x19毫米＝133毫米

由此，计算设计频率：

F＝c/λ_D

＝343/(133x10^-3)

＝2.6kHz

在设计频率以下，阱变得在尺寸上对于源频率的相位不重要，并且声学布置充当正常的辐射器或平坦表面反射器。使反射器有效的最高频率(截止频率)由单独的阱宽度w或与设计频率的关系来控制。使用先前的实例，如果阱宽度为9.5毫米，那么截止频率由以下给出：

λ＝w x2

＝19毫米

并且因此频率由以下给出：

F＝c/λ_w

＝343/(19x10^-3)

＝18.05kHz

限制高频率效果的另一个因素是序列在设计频率的(N-1)倍的频率下不起作用。也就是说，仍使用先前实例的数字，

λ_高＝λ_D/(N-1)

λ_D＝133mm

因此λ_高＝133mm/6

＝22.2mm

因此f_高＝343/λ_D

＝343/22.2mm

＝15.5kHz

在这个实例中，由设计频率控制的截止频率小于两个限制频率中的较小者，并且因此是实际的高频率截止点。因此，两个频率中的较低者将是截止频率，即15.5kHz。

为了防止对扩散波函数的零自相关属性的误差干扰，高度注意和正确补偿必须结合到所述设计中。在零自相关的情况下，输出本身将不会承载可由观察性受体(诸如人类收听系统的观察性受体)解释的有意义的信息。所得的扩散波函数是‘无声’的。然而，对误差的容忍度是非常小的，由此理想的百分比误差在幅值或相位上应小于3％。误差越大，扩散波函数变得越可听。我们在收听空间环境中想要听到驱动源信号的强度，而不是扩散波函数。因为QRS实现了宽范围的频率，所以在标称上最重要的是，所述设计的有用频谱的较高端维持小于3％的误差的标准。当频谱降低时，分量波长增加，并且由于路径行进造成的误差将变得相对不显著，只要源空间原点在频谱域上保持静止。

在优选实施方案中，强子对撞机的截面面积与总出口面积相同。努力确保单独的声管的截面面积从源到出口是恒定的。

图9示出未压缩的截面面积配置，由此同心分离器区段的面积与通道路径截面面积相同。

例如，如果同心分离器直径为50mm，那么同心分离器的面积由以下给出：

面积_CS＝PI x25mm²

＝1963mm²

一个区段的面积为：

面积_区段＝1963mm²/7

＝280mm²

如果通道的宽度为9.5mm，那么通道的高度由以下给出：

高度＝面积_区段/宽度

＝280/9.5

＝29.5mm

在另一个实施方案中，形成强子对撞机的声学扩散歧管的部分(305或图3)用于将强子对撞机输出部分的区段出口的截面面积压缩到原始输出面积的比例，并且因此放大声管内的声波的体积速度。这将增加管道内的声压水平。使用这种面积压缩技术，应注意确保声波不会引入不想要的失真。

图10示出压缩的截面面积配置，由此同心分离器区段的面积大于通道路径截面面积。

面积_CS＝PI x25mm²

＝1963mm²

一个区段的面积为：

面积_区段＝1963mm²/7

＝280mm²

如果通道的宽度为9.5mm，那么通道的高度由以下给出：

高度＝面积_区段/(宽度x比例)

＝280/(9.5x2)

＝14.8mm

通过引入比例因子2，我们将出口的高度减半。

因此，我们可期望通道内的声能的体积速度是先前未压缩的布置的两倍。

这种方法的益处在于可减小出口歧管的大小，并且因此使所得设计紧凑。

图11至16示出适用于智能电话类型的移动电话中的微型歧管。

图11是微型声学扩散歧管1101的等距视图，其被设计来通过凹部1103容纳眼镜蛇智能电话扬声器1102，其中它通过强子对撞机划分成7个相等的部分，并且由通过QRD确定的长度可变路径朝向出口阵列1104引导。

扬声器驱动器被认为在其应用频率范围内表现为完美的活塞。如果情况不是这样，那么可使用同心分离器强子对撞机输出布置。

如果将扬声器驱动器直接联接到强子对撞机区域是不适合的，那么小型空腔的空气可用于顺应性地联接这些元件。吸收低频率的顺应性空间效应被布置成在智能电话扬声器驱动器的有效辐射有源部分以下发生。对于眼镜蛇扬声器，有源辐射区域通常为500Hz及以上。因此，顺应性腔室应在500Hz及以上变成声学短路。

图8示出没有外壳的微型声学扩散歧管701的骨架的等距视图。显示出用于7(N)个元件的通过其发现到达出口704的途径的各种路径。目标是使设计尽可能地紧凑，而不会失去通过将音频信号与QRD进行卷积而提供的期望的声学效果。

表5

元素	QRD的解	长度	双倍长度	常数l	修改的长度
						0	0	0mm	0mm	16mm	16mm
1	1	9.5mm	15.5mm	16mm	31.5mm
						2	4	38.1mm	62mm	16mm	78mm
3	2	19.1mm	31mm	16mm	47mm
						4	2	19.1mm	31mm	16mm	47mm
5	4	38.1mm	62mm	16mm	78mm
						6	1	9.5mm	15.5mm	16mm	31.5mm

为了控制微型声学扩散歧管的低频设计频率，单位长度被设置为等于设计波长的1/N倍。例如，如果单位长度为15.5毫米并且N＝7，那么设计波长由以下给出：

X＝N x15.5毫米＝108.6毫米

由此，计算设计频率：

F＝c/λ_D

＝343/(108.6x10^-3)

＝3.16kHz

在设计频率以下，阱变得在尺寸上对于源频率的相位不重要，并且声学布置充当正常的辐射器或平坦表面驱动器。使反射器有效的最高频率(截止频率)由单独的阱宽度w或与设计频率的关系来控制。使用先前的实例，如果阱宽度为3.0毫米，那么截止频率由以下给出：

λ＝w x2

＝6.0毫米

并且因此频率由以下给出：

F＝c/λ_w

＝343/(6.0x10^-3)

＝57.2kHz

λ_高＝λ_D/(N-1)

λ_D＝108.6mm

因此λ_高＝108.6mm/6

＝18.0mm

因此f_高＝343/λ_D

＝343/18.0mm

＝19kHz

在这个实例中，由设计频率控制的截止频率小于两个限制频率中的较小者，并且因此是实际的高频率截止点。因此，两个频率中的较低者将是截止频率，即19kHz。

图12示出用于微型智能电话声学扩散歧管的区段元件路径的顶层。在这个层1201中是足够、合适且有效地容纳眼镜蛇智能电话扬声器的槽口1202。

使用表5作为参考，中心元件1205被赋予路径长度16mm。

元件‘4’1207的入口邻近中心元件1205但在相对侧上。这些元件通过管道1207转向到下层，并在位置1203处重新出现在阵列出口附近。这些‘4’路径在长度上受到操纵，使得它们为78mm长。

通道长度为31.5mm长的‘1’元件1204在与中心‘0’元件1205相同的一侧上，但是在所述元件1205的两侧上。

图10示出微型声学歧管的下层1301。这个层也通过凹部1302足够、有效且合适地容纳眼镜蛇智能电话扬声器，所述凹部1302与上层901是相同的位置。

上层1201通过管道1207和1303将声能朝向出口馈送到路径1304中，并且通过管道1305用管道输送所述声能直到出口层。

图15示出典型智能电话歧管设计的出口尺寸。通道出口为2mm宽和1mm高。因此截面面积为2mm²。存在以3mm间隔开的七个通道。这使得输出阵列为20mm宽和1mm高。出口的总面积为7x2mm²＝14mm²。

图16示出眼镜蛇振膜的输出区域。

由于眼镜蛇振膜具有半径角，因此必须注意在‘2’元件输出区域中对此进行补偿。由于振膜上方的区域如此之小，因此在输出强子对撞机区域中不可能具有正常大小的通道面积。因此使用压缩比例。

振膜为12mm长和8mm高。因此，它具有12x8＝96mm²的截面面积

由于出口为14mm²，因此本设计中隐含了96/14＝6.9的压缩因子的比例。因此，通道中的体积速度比振膜处的体积速度高6.9倍。在实现这些高比例因子时，需要注意不要在通道内进入非线性声学声压水平。

图17示出本发明的扬声器的捕获的脉冲响应的特写细节。这是从最大记录值之前的-20cm到最大记录值之后的20cm的声音窗口。t＝0cm周围的中心部分以类似于Gabor小波的形状成型。但是在Gabor小波状中间部分之前和之后的测量中存在很多信号。这可能是来自阻尼较差的频谱封闭体(enclosure)的‘振铃’。图18示出为眼镜蛇歧管开发的本发明的歧管的快速傅里叶变换FFT。这个实施方案适于在诸如智能电话的小型消费电子设备上使用。因此，它具有将音频信号中的突然相位变化暂时标记(小波编码)到收听空间中的能力。FFT的现有技术标准通过添加此小波编码歧管而显示出几乎没有失真。这个谱曲线可通过主机智能电话电子设备均衡。

这个设备中几乎没有低于500z的频谱低音。将低音声音转换成其在高于500Hz的载波频率上的等效突然相位跃变似乎是合理的，使得这些低音声音可通过到大脑的时间信息通道而不是(将需要低于500Hz的FFT能量的)到大脑的频谱信息通道而被感知到。低于500Hz的谱能量只是不受这些小型扬声器驱动器的物理学支持。

由于体积速度增加而造成声压水平增加的益处是进入收听空间中的辐射声压水平的增加。

图19示出歧管扬声器t01，其辐射在半径t02处存在相位异常(时间活动)的声场。这个相位的瞬态标称地为小波t03，并且这个小波存在于围绕歧管扬声器t01的半径t02处的圆环104上。

图20示出辐射两个相位异常从而引起两个时间小波环z06的同一歧管扬声器z01。站立在这个辐射场中的人员将通过两个耳朵z03和z02听到这些时间环z06，这样以在一个人的感知系统内形成零相位图像z05。

图21示出基于每个通道相位异常来辐射时间环y03和y04的歧管扬声器y01和y02的立体声对。立体声混音中的单声道信息将表现为沿着这些扬声器的中心线y06的相干的声能。收听者y07将听到来自歧管扬声器y01和y02的直接能量。他们还将体验到由引起频谱和时间声场的左立体声信号与右立体声信号之间的相互作用而形成的零相位幻听声场。相位一致性将存在于这个零相位声场中。左通道与右通道之间的微小差异将在零相位声场内构成虚拟现实声。

这个图像将表现出景深以及通道之间的镜面成像。

图22示出围绕收听者k07放置的三个歧管扬声器k01、k02和k03。这三个歧管扬声器k01、k02和k03将从这个单声道内容形成三个直接声场并且从交互声场形成三个幻听零相位声场。这将提供横向沉浸式收听空间。

图23示出使用五个歧管扬声器y01、y02、y03、y04和y05形成的完整的虚拟现实声音空间。歧管扬声器y01、y02、y03和y04处于围绕收听者y06横向放置的四声道立体声布置中。歧管扬声器y05位于收听者y06上方。这些歧管扬声器y01、y02、y03、y04和y05将通过来自每个源的单声道内容形成五个直接零相位单声道感知。它们将通过横向声源的相互作用形成6个横向立体声零相位声场，即；

y01和y02 y02和y03

y03和y04 y04和y01

y01和y03 y02和y04

并且它们将通过以下扬声器之间的立体声相互作用来形成四个架空的零相位声场；

y01和y05 y02和y05

y03和y05 y04和y05

这将通过记录和操纵5通道音频信号来提供沉浸式现实声。在数字文件中编码5通道的音频是本领域已知的。诸如所述的零相位区域是‘实时’声学声场的模拟。

6个横向立体声零相位声场

4个垂直零相位声场

5个直接单声道零相位声场

图24示出歧管2403，所述歧管2403具有牢固地抵靠其强子对撞机安装的扬声器驱动器2404。双重布置的轮廓为两个部件彼此嵌套在其中。出口被成形成适合进入汽车的仪表板中的布置。图25示出安装在汽车的仪表板2405和2506内的图24的歧管扬声器布置。这个对驾驶员的唯一视觉冲击是歧管的出口阵列。这是经典的立体声布置。

图26示出歧管2612，所述歧管2612具有牢固地抵靠其强子对撞机安装的扬声器驱动器2613。双重布置的轮廓为两个部件彼此嵌套在其中。出口被成形成适合平板电视的背部上的布置。

图27示出平板电视2716的等距视图，所述平板电视2716具有安装在其中的图26的这种布置。出口2714和2715位于电视2716的前表面上。图28示出歧管2714和2715可见的平板电视2716的后等距视图。由于歧管2714和2715由塑料制成，因此它们可在模制电视的完整后盖的同时注射成型。这大幅降低产品成本。

图29示出由500Hz载波组成的构造的‘音调’。然而，在每3毫秒处，发生突然的90度相变21。快速傅立叶变换示出这在频谱上被视为大约410Hz和750Hz分量的组合。然而，在这种音调下，333Hz(3密耳行(millines)间隔)是主要的。

图30示出由800Hz载波24组成的构造的‘音调’。快速傅立叶变换示出这在频谱上仅25被视为800Hz。

图31示出由以10毫秒间隔26的800Hz载波和小相变(15度)组成的构造的‘音调’。快速傅立叶变换示出这在频谱上仍仅被视为800Hz。然而，由于10毫秒相变，能够听到可听到的100Hz的音调。已知智能电话几乎没有低于500Hz至700Hz的能量。物理扬声器驱动器无法支持低于这个区域的音调。

图32示出通过首先将音频信号分离成低于(3232)和高于(3229)700Hz的分量来将低音插入到智能电话的通带(700Hz及以上)中的系统。较高通过区域3229在其通过调相器3230之后被馈送到智能电话扬声器3231。音频信号3231的较低部分通过滤波器，所述滤波器提取低音信息并将其转换成通带3229信号的相变。在这个方法中，低音被编码为进入上述700Hz音频信号中的相变，并且变成可通过人类时间化感知系统而感知为低音。

类似地，适用于其他消费电子和工业应用尺寸和功率输出的其他扬声器驱动器可具有设计的声学扩散歧管，所述声学扩散歧管在联接到所述驱动器时增加所得的收听体验的清晰度、覆盖范围和成像。

在信号处理中使用了诸如巴克码、零自相关序列或互补序列的这些其他合适的数字序列。

已参考特定实施方案描述了本发明。对于本领域技术人员显而易见的是，在不背离本发明的更广泛范围的情况下可进行各种修改并且可使用其他实施方案。例如，可在本发明中使用零自相关序列的替代形式或实现相对序列元素时间延迟的方法。因此，本发明涵盖了对特定实施方案的这些和其他变化。

Claims

1.一种声学扩散歧管换能器系统，其包括：

声学扬声器驱动器；

歧管，其具有：

歧管入口，所述声学扬声器驱动器联接到所述歧管入口；

限定歧管出口的表面；以及

多个声学路径，每个声学路径具有入口端和出口端，所述歧管配置为使得所述声学路径的入口端与所述歧管入口连通，所述声学路径的出口端在歧管出口处依次以N×1阵列布置，其中N为声学路径的数量，N是奇素数，并且大于等于5，

其中，每个声学路径的长度由二次剩余序列的单独元素的解乘以预定的单位长度，加上预定的常数(T)来确定；

其中，二次剩余序列的单独元素的解由以下关系控制：

S_n＝n² rem N，对于(0<＝n<＝N–1)，

其中n是序列元素数，S_n是二次剩余序列的单独元素的解；

其中，具有最长长度的声学路径的出口端位于所述歧管出口处N x 1阵列中最外层出口端的内侧；并且

其中，具有最短长度的声学路径的出口端位于所述歧管出口处N x 1阵列的中央。

2.如权利要求1所述的声学扩散歧管换能器系统，其中所述歧管包括分离器入口，其将声能从所述歧管入口处的声学扬声器驱动器分离到径向地布置的所述声学路径的入口端。

3.如权利要求2所述的声学扩散歧管换能器系统，其中所述分离器入口的截面面积与所述声学路径的出口端的总面积大致相同。

4.如权利要求1或3所述的声学扩散歧管换能器系统，其中N为7。

5.如权利要求2所述的声学扩散歧管换能器系统，其中所述歧管配置为使得所述歧管出口被定向成与所述歧管入口成大于直角的角度。

6.如权利要求5所述的声学扩散歧管换能器系统，其中，所述声学扩散歧管换能器被装配到移动电话、车辆仪表板或电视屏幕支撑件中的一者。

7.如权利要求1所述的声学扩散歧管换能器系统，其中，每个声学路径的截面面积沿着其长度基本不变。

8.如权利要求1所述的声学扩散歧管换能器系统，其中，所述歧管具有扭转部分，其中一对或多对声学路径相对于在歧管出口处的N x1阵列横向地交换位置。