CN107482938A - 一种具备apf功能光伏并网逆变器电流控制方法 - Google Patents
一种具备apf功能光伏并网逆变器电流控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种具备APF功能光伏并网逆变器电流控制方法，将反推法应用于电流跟踪控制系统的设计中，同时，引入了指令滤波器来处理反相输入饱和度的问题，并设计了指令滤波器补偿信号，以减少由指令滤波器引起的不利影响，通过渐近稳定的Lyapunov定理证明了整个系统的稳定性和收敛性，与传统APF相比改善了电流跟踪，提高了电能质量，与传统的PI算法相比，具有更好的动态性能和更强的鲁棒性。
Description
技术领域
本发明涉及一种具备APF功能光伏并网逆变器电流控制方法，属于电网的电能质量治理领域。
背景技术
光伏并网系统和有源滤波器的拓扑结构及控制方式等方面有很多相似之处，研究两者的统一控制，将光伏并网系统的并网发电功能与APF的谐波补偿功能相结合，使其具备光伏并网发电与谐波补偿的双重功能。从而改善电网电能质量，节约了相设备投资成本，提高了光伏并网系统装置的利用率。
APF是一种用于动态补偿谐波与无功的新型电力电子装置，它的基本原理是从补偿对象中检测得到谐波电流分量，控制补偿装置产生与检测谐波电流分量大小相等、极性相反的补偿电流，从而达到补偿谐波的目的。它能够实时补偿大小和频率同时变化的谐波及无功，克服传统的无源电力滤波器在谐波抑制和无功补偿方面的缺陷，不受电网阻抗影响，故而引起了广泛的重视与研究。并联型APF是有源滤波器中最基本的形式，也是目前应用最多的一种，具有补偿电流直接、系统响应速度快等特征，并联型APF主要用于补偿可看作电流源的谐波源，通过向电网注入补偿电流，抵消谐波源产生的谐波，达到电源电流正弦化的目标。
传统PI控制算法控制精度不够高，鲁棒性较差，很难达到并网电流畸变率小于5％的国家标准。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种具备APF功能光伏并网逆变器电流控制方法。
为了达到上述目的，本发明所采用的技术方案是：
一种具备APF功能光伏并网逆变器电流控制方法，包括，
建立具备APF功能的光伏并网逆变器数学模型；
根据数学模型推导出APF动态模型；
利用反推方法设计APF的反推控制器；
利用指令滤波器处理反相输入饱和度。
具备APF功能的光伏并网逆变器数学模型为，
其中，U1、U2和U3为非线性负载侧电压，Lc为电感值，Rc为电阻值，i1、i2和i3分别为三个桥臂出口侧电流，U1M、U2M和U3M分别为三个桥臂出口侧电压，UMN为桥臂中点M点与电网中性点N点的电压。
APF动态模型为，
其中， Udc为逆变器直流侧电压，u＝dj，
虚拟控制量xd通过指令滤波器，可得到过滤指令xc及其导数约束指令滤波器的状态空间表达式为，
其中，q1＝xc，β＝xd，ξ为指令滤波器的阻尼，ωn为带宽，SR(·)和SM(·)分别代表速度和幅值限制。
指令滤波器设计有补偿信号。
反推控制器设计过程为，
定义参考电流为yd，yd具有连续的二阶导数；
跟踪误差e1可以定义为，
e1＝x1-yd
则，
选取虚拟控制为，
其中，α1为虚拟控制函数，k1为一个非零正常数；
定义误差e2为，
e2＝x2-α1
定义第一个李雅普诺夫函数V1为，
V1的导数为，
如果e2＝0，那么系统是收敛的；
考虑指令滤波器误差，重新定义跟踪误差为，
其中，ψ为指令滤波器补偿信号，用作为新的跟踪误差；
那么，
定义第而个李雅普诺夫函数V2为，
V2的导数为，
为了使反推控制器设计为，
k2为一个非零正常数，所以
本发明所达到的有益效果：本发明将反推法应用于电流跟踪控制系统的设计中，同时，引入了指令滤波器来处理反相输入饱和度的问题，并设计了指令滤波器补偿信号，以减少由指令滤波器引起的不利影响，通过渐近稳定的Lyapunov定理证明了整个系统的稳定性和收敛性，与传统APF相比改善了电流跟踪，提高了电能质量，与传统的PI算法相比，具有更好的动态性能和更强的鲁棒性。
附图说明
图1为本发明的流程图；
图2为具备APF功能光伏并网逆变器结构图；
图3为指令滤波器约束结构图；
图4为补偿前电流波形；
图5为补偿前FFT分析图
图6为传统PI控制算法补偿后电流波形；
图7为传统PI控制算法补偿后FFT分析图；
图8为本发明控制算法补偿后电流波形；
图9为本发明控制算法补偿后FFT分析图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
如图1所示，一种具备APF功能光伏并网逆变器电流控制方法，包括以下步骤：
步骤1，建立具备APF功能的光伏并网逆变器数学模型，根据数学模型推导出APF动态模型。
具备APF功能的光伏并网逆变器等效模型如图2所示，由电路原理可知，
其中，U1、U2和U3为非线性负载侧电压，Lc为电感值，Rc为电阻值，i1、i2和i3分别为三个桥臂出口侧电流，U1M、U2M和U3M分别为三个桥臂出口侧电压，UMN为桥臂中点M点与电网中性点N点的电压。
由式(1)中的三个方程，考虑到三相三线系统中零序电流的存在，假设交流电源电压是平衡的，可以得到，
定义每个桥臂的开关状态为，
有式(1)和(2)可得，
其中，Udc为逆变器直流侧电压，c1、c2、c3表示每个桥臂的开关状态；
令所以dnj取值是取决于Cj的我们可以得到，
式(3)可化为，
定义，
对x1和x2进行求导，得到，
其中，t表示时间，式中表示对时间进行微分；
APF动态模型为，
其中，k＝1,2,3，u＝dj。
步骤2，利用反推方法设计APF的反推控制器。
反推控制作为一种非线性设计方法是非线性控制设计的一种有效方法，这个方法基于非线性系统设计，控制器中保留一些有用的非线性项，反推的基本思想是将复杂的非线性系统分解为多个子系统，然后在每个子系统中设计Lyapunov函数然后得出虚拟控制器，最后反推直到得到整个完整的控制器。整个设计过程和反推控制器参数的调整方便，易于工程人员接受。
根据APF动态模型，选取APF系统部分状态，构成子系统；构造子系统的李亚普诺夫函数，设计虚拟控制函数，使子系统稳定；根据上步的虚拟控制，设计虚拟误差变量，由虚拟误差变量和前面的子系统组成新的子系统，构造新的子系统的李亚普诺夫函数，设计虚拟控制，使新的子系统稳定；如果还没有得到系统的实际控制，则返回第二步继续设计，若得到实际控制，则向下继续设计；设计系统的实际控制，保证整个系统稳定。
反推控制器设计过程为：
定义参考电流为yd，yd具有连续的二阶导数；
跟踪误差e1可以定义为，
e1＝x1-yd (10)
则，
选取虚拟控制为，
其中，α1为虚拟控制函数，k1为一个非零正常数；
定义误差e2为，
e2＝x2-α1 (13)
定义第一个李雅普诺夫函数V1为，
V1的导数为，
如果e2＝0，那么系统是收敛的。
反推控制器设计为
经过推导最终没有考虑指令滤波器自身误差的影响。
步骤3，利用指令滤波器处理反相输入饱和度，设计了指令滤波器补偿信号，以减少由指令滤波器引起的不利影响。
如图3所示，虚拟控制量xd通过指令滤波器，可得到过滤指令xc及其导数约束指令滤波器的状态空间表达式为：
其中，q1＝xc，β＝xd，ξ为指令滤波器的阻尼，ωn为带宽，SR(·)和SM(·)分别代表速度和幅值限制。
根据式(16)如果xd是有界的，那么xc和是有界且连续的，如果虚拟控制量xd的幅值和速率大于系统所能承受的最大值时，必然存在误差xc-xd，从式(16)可以看出，通过对带宽的调整虚拟控制量xd可以更快更准确地收敛。带宽需要根据xd的频率范围选取一个合理地值，当带宽的值远大于xd的频率，xd可以无衰减的通过指令滤波器，大幅减少了高频噪声的影响，误差趋向于0。
但是，指令滤波器可能会产生滤波错误，这将增加获得较小跟踪误差的难度，并降低系统的动态响应。因此，在反推控制器设计中考虑指令滤波器误差的影响，需要重新定义跟踪误差为，
其中，ψ为指令滤波器补偿信号，用作为新的跟踪误差；
那么，
定义第而个李雅普诺夫函数V2为，
V2的导数为，
为了使反推控制器设计为，
k2为一个非零正常数，所以
为了验证该算法的可行性和正确性，基于Matlab/Simulink搭建了图3的仿真模型。该仿真模型的参数设置如下：直流侧电容Cr为4700uF，直流侧参考电压Udc为620V，输出侧电感Lc为6mH，三相光伏并网系统侧线电压Us为380V，频率为50Hz，负载为三相不控整流桥，取电感为3mH，电阻为100Ω，谐波检测部分采用ip-iq检测方法。在相同情况下分别对传统PI控制和本发明控制方法分别进行仿真。仿真结果如图4和5分别为补偿之前并网电流波形与FFT分析，图6和7分别为PI控制方法并网电流波形与FFT分析，如图8和9分别为本发明控制方法并网电流波形与FFT分析。
由图4和5得补偿前a相电流，畸变率为27.33％，由图6和7得采用传统PI控制算法补偿后其谐波畸变率仅为7.17％，由图8和9采用本发明控制算法补偿后谐波畸变率仅为1.74％，畸变率远低于5％的国家标准。
上述方法将反推法应用于电流跟踪控制系统的设计中，同时，引入了指令滤波器来处理反相输入饱和度的问题，并设计了指令滤波器补偿信号，以减少由指令滤波器引起的不利影响，通过渐近稳定的Lyapunov定理证明了整个系统的稳定性和收敛性，与传统APF相比改善了电流跟踪，提高了电能质量，Matlab仿真结果表明，与传统的PI算法相比，具有更好的动态性能和更强的鲁棒性。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。
Claims (6)
1.一种具备APF功能光伏并网逆变器电流控制方法，其特征在于：包括，
建立具备APF功能的光伏并网逆变器数学模型；
根据数学模型推导出APF动态模型；
利用反推方法设计APF的反推控制器；
利用指令滤波器处理反相输入饱和度。
2.根据权利要求1所述的一种具备APF功能光伏并网逆变器电流控制方法，其特征在于：具备APF功能的光伏并网逆变器数学模型为，
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其中，U1、U2和U3为非线性负载侧电压，Lc为电感值，Rc为电阻值，i1、i2和i3分别为三个桥臂出口侧电流，U1M、U2M和U3M分别为三个桥臂出口侧电压，UMN为桥臂中点M点与电网中性点N点的电压。
3.根据权利要求1所述的一种具备APF功能光伏并网逆变器电流控制方法，其特征在于：APF动态模型为，
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其中，j＝1,2,3， Udc为逆变器直流侧电压，u＝dj，
4.根据权利要求1所述的一种具备APF功能光伏并网逆变器电流控制方法，其特征在于：虚拟控制量xd通过指令滤波器，可得到过滤指令xc及其导数约束指令滤波器的状态空间表达式为，
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其中，q1＝xc，β＝xd，ξ为指令滤波器的阻尼，ωn为带宽，SR(·)和SM(·)分别代表速度和幅值限制。
5.根据权利要求1所述的一种具备APF功能光伏并网逆变器电流控制方法，其特征在于：指令滤波器设计有补偿信号。
6.根据权利要求1所述的一种具备APF功能光伏并网逆变器电流控制方法，其特征在于：反推控制器设计过程为，
定义参考电流为yd，yd具有连续的二阶导数；
跟踪误差e1可以定义为，
e1＝x1-yd
则，
<mrow>
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其中，α1为虚拟控制函数，k1为一个非零正常数；
定义误差e2为，
e2＝x2-α1
定义第一个李雅普诺夫函数V1为，
<mrow>
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<mn>2</mn>
</msub>
</mrow>
</mtd>
</mtr>
</mtable>
</mfenced>
如果e2＝0，那么系统是收敛的；
考虑指令滤波器误差，重新定义跟踪误差为，
<mrow>
<msub>
<mover>
<mover>
<mi>e</mi>
<mo>&OverBar;</mo>
</mover>
<mo>&CenterDot;</mo>
</mover>
<mn>1</mn>
</msub>
<mo>=</mo>
<msub>
<mi>e</mi>
<mn>1</mn>
</msub>
<mo>-</mo>
<mi>&psi;</mi>
</mrow>
其中，ψ为指令滤波器补偿信号，用e1作为新的跟踪误差；
那么，
<mrow>
<msub>
<mover>
<mi>e</mi>
<mo>&CenterDot;</mo>
</mover>
<mn>2</mn>
</msub>
<mo>=</mo>
<msub>
<mover>
<mi>x</mi>
<mo>&CenterDot;</mo>
</mover>
<mn>2</mn>
</msub>
<mo>-</mo>
<msub>
<mover>
<mi>&alpha;</mi>
<mo>&CenterDot;</mo>
</mover>
<mn>1</mn>
</msub>
<mo>=</mo>
<mi>f</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>x</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>+</mo>
<mi>b</mi>
<mi>u</mi>
<mo>-</mo>
<msub>
<mover>
<mi>&alpha;</mi>
<mo>&CenterDot;</mo>
</mover>
<mn>1</mn>
</msub>
<mo>=</mo>
<mi>f</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>x</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>+</mo>
<mi>b</mi>
<mi>u</mi>
<mo>-</mo>
<msub>
<mover>
<mi>y</mi>
<mo>&CenterDot;&CenterDot;</mo>
</mover>
<mi>d</mi>
</msub>
<mo>+</mo>
<msub>
<mi>k</mi>
<mn>1</mn>
</msub>
<mrow>
<mo>(</mo>
<msub>
<mover>
<mi>e</mi>
<mo>&OverBar;</mo>
</mover>
<mn>1</mn>
</msub>
<mo>+</mo>
<mi>&psi;</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
定义第而个李雅普诺夫函数V2为，
<mrow>
<msub>
<mi>V</mi>
<mn>2</mn>
</msub>
<mo>=</mo>
<msub>
<mi>V</mi>
<mn>1</mn>
</msub>
<mo>+</mo>
<mfrac>
<mn>1</mn>
<mn>2</mn>
</mfrac>
<msubsup>
<mi>e</mi>
<mn>2</mn>
<mn>2</mn>
</msubsup>
</mrow>
V2的导数为，
<mrow>
<msub>
<mover>
<mi>V</mi>
<mo>&CenterDot;</mo>
</mover>
<mn>2</mn>
</msub>
<mo>=</mo>
<msub>
<mover>
<mi>V</mi>
<mo>&CenterDot;</mo>
</mover>
<mn>1</mn>
</msub>
<mo>+</mo>
<msub>
<mi>e</mi>
<mn>2</mn>
</msub>
<msub>
<mover>
<mi>e</mi>
<mo>&CenterDot;</mo>
</mover>
<mn>2</mn>
</msub>
<mo>=</mo>
<mo>-</mo>
<msub>
<mi>k</mi>
<mn>1</mn>
</msub>
<msup>
<mrow>
<mo>(</mo>
<msub>
<mover>
<mi>e</mi>
<mo>&OverBar;</mo>
</mover>
<mn>1</mn>
</msub>
<mo>+</mo>
<mi>&psi;</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mn>2</mn>
</msup>
<mo>+</mo>
<mrow>
<mo>(</mo>
<msub>
<mover>
<mi>e</mi>
<mo>&OverBar;</mo>
</mover>
<mn>1</mn>
</msub>
<mo>+</mo>
<mi>&psi;</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<msub>
<mi>e</mi>
<mn>2</mn>
</msub>
<mo>+</mo>
<msub>
<mi>e</mi>
<mn>2</mn>
</msub>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>f</mi>
<mo>(</mo>
<mi>x</mi>
<mo>)</mo>
<mo>+</mo>
<mi>b</mi>
<mi>u</mi>
<mo>-</mo>
<msub>
<mover>
<mi>y</mi>
<mo>&CenterDot;&CenterDot;</mo>
</mover>
<mi>d</mi>
</msub>
<mo>+</mo>
<msub>
<mi>k</mi>
<mn>1</mn>
</msub>
<msub>
<mover>
<mover>
<mi>e</mi>
<mo>&OverBar;</mo>
</mover>
<mo>&CenterDot;</mo>
</mover>
<mn>1</mn>
</msub>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
为了使反推控制器设计为，
<mrow>
<mi>u</mi>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<mn>1</mn>
<mi>b</mi>
</mfrac>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mo>-</mo>
<mi>f</mi>
<mo>(</mo>
<mi>x</mi>
<mo>)</mo>
<mo>+</mo>
<msub>
<mover>
<mi>y</mi>
<mo>&CenterDot;&CenterDot;</mo>
</mover>
<mi>d</mi>
</msub>
<mo>+</mo>
<msub>
<mi>k</mi>
<mn>1</mn>
</msub>
<msub>
<mover>
<mover>
<mi>e</mi>
<mo>&OverBar;</mo>
</mover>
<mo>&CenterDot;</mo>
</mover>
<mn>1</mn>
</msub>
<mo>-</mo>
<msub>
<mi>k</mi>
<mn>2</mn>
</msub>
<msub>
<mi>e</mi>
<mn>2</mn>
</msub>
<mo>-</mo>
<mo>(</mo>
<mrow>
<msub>
<mover>
<mi>e</mi>
<mo>&OverBar;</mo>
</mover>
<mn>1</mn>
</msub>
<mo>+</mo>
<mi>&psi;</mi>
</mrow>
<mo>)</mo>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
k2为一个非零正常数，所以
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201710762050.7A CN107482938A (zh) | 2017-08-30 | 2017-08-30 | 一种具备apf功能光伏并网逆变器电流控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201710762050.7A CN107482938A (zh) | 2017-08-30 | 2017-08-30 | 一种具备apf功能光伏并网逆变器电流控制方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN107482938A true CN107482938A (zh) | 2017-12-15 |
Family
ID=60603990
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201710762050.7A Pending CN107482938A (zh) | 2017-08-30 | 2017-08-30 | 一种具备apf功能光伏并网逆变器电流控制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN107482938A (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112994108A (zh) * | 2021-04-08 | 2021-06-18 | 马鞍山职业技术学院 | 一种单级光伏并网逆变器的控制方法 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104049640A (zh) * | 2014-06-27 | 2014-09-17 | 金陵科技学院 | 基于神经网络观测器的无人飞行器姿态鲁棒容错控制方法 |
| CN106374488A (zh) * | 2016-09-13 | 2017-02-01 | 河海大学常州校区 | 基于分数阶终端滑模的有源电力滤波器afnn控制方法 |
-
2017
- 2017-08-30 CN CN201710762050.7A patent/CN107482938A/zh active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104049640A (zh) * | 2014-06-27 | 2014-09-17 | 金陵科技学院 | 基于神经网络观测器的无人飞行器姿态鲁棒容错控制方法 |
| CN106374488A (zh) * | 2016-09-13 | 2017-02-01 | 河海大学常州校区 | 基于分数阶终端滑模的有源电力滤波器afnn控制方法 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112994108A (zh) * | 2021-04-08 | 2021-06-18 | 马鞍山职业技术学院 | 一种单级光伏并网逆变器的控制方法 |
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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Application publication date: 20171215 |
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| RJ01 | Rejection of invention patent application after publication |