CN107431684B - 无线通信系统中发送和接收信号的方法及和执行该方法的装置 - Google Patents

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Abstract

一种根据本发明的实施例的在支持非正交多址(NOMA)的无线通信系统中通过第一终端接收信号的方法，包括下述步骤：接收NOMA信号，其中用于属于相同的NOMA对的第一终端和第二终端中的每一个的信号被叠加；以及使用通过考虑到用于第二终端的下行链路发射功率和调制阶数而配置的NOMA星座的至少一部分，从NOMA信号中解调用于第一UE的信号，其中在NOMA星座中彼此相邻的NOMA星座点的比特序列之间仅不同地配置对应于一个数位的比特，并且基于用于第一终端的下行链路发射功率和用于第二终端的下行链路发射功率的组合确定NOMA星座点的复坐标(I，Q)。

Description

无线通信系统中发送和接收信号的方法及和执行该方法的 装置
技术领域
本发明涉及无线通信系统，并且更具体地，涉及一种在支持非正交多址(NOMA)的无线通信系统中调制或者解调信号的方法和执行该方法的装置。
背景技术
无线通信系统已被广泛地部署来提供诸如语音或数据的各种类型的通信服务。总体上，无线通信系统是通过共享可用的系统资源(例如，带宽、发射功率等)支持与多个用户的通信的多址系统。根据是否保证正交性，多址系统能够被归类成正交多址(OMA)和非正交多址(NOMA)。
作为OMA的示例，包括频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA)、空域多址(SDMA)。对于它们中的每一个，在频域、时域、码域和空间域中执行多址接入。
同时，作为功率域中的多址接入方案，NOMA能够与OMA相互联系，从而能够改进频谱效率。
发明内容
技术任务
本发明的技术任务是为了提供一种用于在支持NOMA的无线通信系统中使用非正交多址(NOMA)星座在发射器和接收器处有效地执行调制或解调的方法。
本领域技术人员将会理解，能通过本发明实现的目的不限于上文已经特别描述的内容并且从下面的详细描述中将会更加清楚地理解本发明能实现的以上和其它目的。
技术方案
在本发明的一个方面，在此提供一种在支持非正交多址(NOMA)的无线通信系统中由第一用户设备(UE)接收信号的方法，包括：接收NOMA信号，其中用于第一UE的信号和用于第二UE的信号被叠加，第一UE和第二UE属于相同的NOMA对；以及使用考虑到用于第二UE的下行链路发射功率和调制阶数而配置的NOMA星座的至少一部分，从NOMA信号解调用于第一UE的信号。在这种情况下，在NOMA星座中彼此相邻的NOMA星座点的比特序列之间可以仅不同地配置对应于一个数位的比特，并且可以基于用于第一UE的下行链路发射功率和用于第二UE的下行链路发射功率的组合确定NOMA星座点的复坐标(I，Q)。
在本发明的另一方面，在此提供一种在支持非正交多址(NOMA)的无线通信系统中接收信号的第一用户设备(UE)，包括：接收器，该接收器被配置成接收NOMA信号，其中用于第一UE的信号和用于第二UE的信号被叠加，第一UE和第二UE属于相同的NOMA对；和处理器，该处理器被配置成使用考虑到用于第二UE的下行链路发射功率和调制阶数而配置的NOMA星座的至少一部分从NOMA信号解调用于第一UE的信号。在这种情况下，在NOMA星座中彼此相邻的NOMA星座点的比特序列之间可以仅不同地配置对应于一个数位的比特，并且可以基于用于第一UE的下行链路发射功率和用于第二UE的下行链路发射功率的组合确定NOMA星座点的复坐标(I，Q)。
在本发明的另一方面中，在此提供一种在支持非正交多址(NOMA)的无线通信系统中由基站(BS)发送信号的方法，包括：通过考虑用于属于同一NOMA对的第一用户设备(UE)和第二UE中的每一个的下行链路发射功率和调制阶数来确定NOMA星座；使用NOMA星座调制其中用于第一UE的信号和用于第二UE的信号被叠加的NOMA信号；以及发送NOMA信号。在这种情况下，在NOMA星座中彼此相邻的NOMA星座点的比特序列之间可以仅不同地配置对应于一个数位的比特，并且可以基于用于第一UE的下行链路发射功率和用于第二UE的下行链路发射功率的组合确定NOMA星座点的复坐标(I，Q)。
优选地，第一UE可以通过构造整个NOMA星座以最大似然(ML)方式解调用于第一UE的信号，或者通过重构对应于NOMA星座的一部分的星座点以连续干扰消除(SIC)方案解调用于第一UE的信号。
优选地，可以根据下述等式定义映射到每个NOMA星座点的具有(M+N)的长度的比特序列中的高或低N个比特(c1c2..cN)：
Figure BDA0001402374570000031
Figure BDA0001402374570000032
并且ci＝bi(3≤i≤N)，其中
Figure BDA0001402374570000033
和
Figure BDA0001402374570000034
是相同或不同的预定的逐比特运算，“b1b2...bN”是用于第一个UE的比特序列，“a1a2...aM”是用于第二UE的比特序列，“M”是第二UE的调制阶数，并且“N”是第一UE的调制阶数。更加优选地，(M+N)长度比特序列中的剩余的M个比特可以被配置为与第二UE的比特序列“a1a2...aM”相同，并且预定的逐比特运算可以包括异或(XOR)运算和异或非(XNOR)运算中的至少一个。
优选地，第一UE可以使用与第二UE的调制阶数对应的第一星座对用于第二UE的信号进行解调，使用通过解调用于第二UE的信号获得的结果从NOMA信号中消除用于第二UE的信号，并且使用消除后的剩余信号和对应于用于第一UE的调制阶数的第二星座对用于第一UE的信号进行解调和解码。
更加优选地，第一UE可以在第二UE的比特序列的奇数索引比特的异或非(XNOR)运算的结果和与第一UE的调制阶数相对应的参考星座的比特序列的各个第一比特之间执行XNOR运算，在第二UE的比特序列的偶数索引比特的XNOR运算的结果和参考星座的比特序列的各个第二比特之间执行XNOR运算，并且通过将对于各个第一比特的XNOR运算的结果和对于各个第二比特的XNOR运算的结果插入到参考星座图中来生成第二星座。
优选地，NOMA星座可以包括M2个星座点组，每个具有N2个星座点，其中“N”是第一UE的调制阶数，“M”是第二UE的调制阶数，并且可以基于用于第一UE的下行链路发射功率确定属于相同星座点组的N2个星座点之间的间距，并且基于第二UE的下行链路发射功率确定在M2个星座点组的中心之间的间距。
优选地，可以将相同的波束图案应用于属于相同NOMA对的第一和第二UE，并且第一和第二UE的下行链路发射功率之间的差可以等于或大于预定阈值。
优选地，BS可以向在第一和第二UE当中具有较低的下行链路发射功率的UE用信号发送关于具有较高下行链路发射功率的另一个UE的调制阶数和下行链路发射功率的信息。
优选地，第一UE可以向BS用信号发送关于第一UE的接收器类型的信息。在这种情况下，接收器类型可以包括最大似然(ML)类型和连续干扰消除(SIC)类型中的至少一种。
有益效果
根据本发明的实施例，能够不仅通过将相邻NOMA星座点之间的比特差异保持为单个数位来降低误比特率，而且能够最小化发射器或接收器配置NOMA星座的处理开销。
本领域技术人员将理解，通过本发明能够实现的效果不限于上文已经具体描述的内容，并且从下面的详细说明将会更清楚地理解本发明的其他优点。
附图说明
被包括以提供对本发明的进一步理解并且被合并和组成本申请的一部分的附图图示本发明的实施例并且连同描述一起用以解释本发明的原理。
图1是图示无线电帧的结构的图。
图2是图示下行链路时隙中的资源网格的图。
图3是图示下行链路子帧的结构的图。
图4是图示上行链路子帧的结构的图。
图5是图示具有多个天线的无线通信系统的配置的图。
图6是用于解释使用在3GPP系统中使用的初始接入过程和物理信道的信号发送和接收方法的图。
图7图示根据本发明实施例的示例性NOMA环境。
图8图示示例性的NOMA传输操作。
图9图示在简单组合的星座上最终调制符号的位置和映射到每个符号的比特序列。
图10图示根据本发明实施例的NOMA星座。
图11是用于解释根据本发明实施例的生成NOMA星座符号的比特序列的方法的流程图。
图12图示基于图11中的方法组合QPSK星座和16-QAM星座的结果。
图13是用于解释根据本发明实施例的叠加的调制符号和用于格雷映射的比特序列的图。
图14是用于解释根据本发明的实施例的NOMA对的QPSK符号的叠加的图。
图15图示根据本发明的实施例的用于改变星座的图案。
图16图示根据本发明的实施例的比特级格雷转换器。
图17是用于解释根据本发明的实施例的比特级格雷转换器的操作的流程图。
图18图示根据本发明实施例的NOMA星座。
图19是用于解释根据本发明的实施例的用于发送或接收信号的方法的图。
图20是图示根据本发明的实施例的发送和接收点设备的配置的框图。
具体实施方式
在下文描述的本发明的实施例是本发明的要素和特征的组合。除非另作说明，否则要素或者特征可以被认为是选择性的。可以实践每个要素或者特征而无需与其他要素或者特征结合。此外，本发明的一个实施例可以通过组合要素和/或特征的部分来构造。在本发明的实施例中描述的操作顺序可以重新排列。任何一个实施例的某些结构或者特征可以被包括在另一个实施例中，并且可以用另一个实施例的相应结构或者特征替换。
在本发明的实施例中，围绕基站(BS)和用户设备(UE)之间的数据发送和接收关系进行描述。BS是网络的终端节点，其与UE直接地通信。在某些情况下，被描述为由BS执行的特定操作可以由BS的上层节点执行。
即，很明显，在由包括BS的多个网络节点组成的网络中，为与UE通信而执行的各种操作可以由BS或者除BS以外的网络节点执行。术语“BS”可以用术语“固定站”、“节点B”、“演进型节点B(e节点B或者eNB)”、“接入点(AP)”等等替换。术语“中继”可以用术语“中继节点(RN)”或者“中继站(RS)”替换。术语“终端”可以用术语“UE”、“移动站(MS)”、“移动用户站(MSS)”、“用户站(SS)”等等替换。
如在此使用的术语“小区”可以被应用于诸如基站(eNB)、扇区、射频拉远头(RRH)和中继的发送和接收点，并且也可以由特定发送/接收点广泛地使用以在分量载波之间进行区分。
提供用于本发明的实施例的特定术语以帮助理解本发明。这些特定术语可以用本发明的范围和精神内的其他术语替换。
在某些情况下，为了防止本发明的概念含混不清，将不包括已知技术的结构和装置，或者将基于每个结构和装置的主要功能以框图的形式示出。此外，只要可能，将贯穿附图和说明书使用相同的附图标记来指代相同的或者类似的部分。
本发明的实施例可以由针对下述至少一个无线接入系统公开的标准文件支持：电气与电子工程师协会(IEEE)802、第三代合作伙伴计划(3GPP)、3GPP长期演进(3GPP LTE)、高级LTE(LTE-A)以及3GPP2。未被描述以阐明本发明的技术特征的步骤或者部分可以由那些文件支持。此外，可以由标准文件解释在此阐述的所有术语。
在此描述的NOMA技术可以在各种的无线接入系统中使用，诸如，码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA))、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)等等。CDMA可以作为诸如通用陆地无线接入(UTRA)或者CDMA2000的无线技术来实施。TDMA可以作为诸如全球移动通信系统(GSM)/通用分组无线服务(GPRS)/增强型数据速率GSM演进(EDGE)的无线技术来实施。OFDMA可以作为诸如IEEE 802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20、演进型UTRA(E-UTRA)等等的无线技术来实施。UTRA是通用移动通信系统(UMTS)的一部分。3GPP LTE是使用E-UTRA的演进的UMTS(E-UMTS)的一部分。3GPP LTE采用OFDMA用于下行链路以及SC-FDMA用于上行链路。LTE-A是3GPP LTE的演进。可以由IEEE802.16e标准(无线城域网(无线MAN)-OFDMA参考系统)和IEEE 802.16m标准(无线MAN-OFDMA高级系统)来描述WiMAX。为了清楚，此应用集中于3GPP LTE和LTE-A系统。然而，本发明的技术特征不受限于此。
LTE/LTE-A资源结构/信道
参考图1，将在下面描述无线电帧的结构。
在蜂窝正交频分复用(OFDM)无线分组通信系统中，在子帧中发送上行链路和/或下行链路数据分组。一个子帧被定义为包括多个OFDM符号的预定时间段。3GPP LTE标准支持可应用于频分双工(FDD)的类型1无线电帧结构，以及可应用于时分双工(TDD)的类型2无线电帧结构。
图1(a)图示类型1无线电帧结构。下行链路无线电帧被分成10个子帧。每个子帧在时域中被进一步分成两个时隙。在其期间发送一个子帧的单位时间被定义为传输时间间隔(TTI)。例如，一个子帧的持续时间可以是1ms，并且一个时隙的持续时间可以是0.5ms。一个时隙在时域中包括多个OFDM符号，并且在频域中包括多个资源块(RB)。因为3GPP LTE系统采用OFDMA用于下行链路，所以OFDM符号表示一个符号时段。OFDM符号可以被称为SC-FDMA符号或者符号时段。RB是在时隙中包括多个连续子载波的资源分配单元。
在一个时隙中的OFDM符号的数目可以根据循环前缀(CP)配置而变化。存在两种类型的CP：扩展CP和常规CP。在常规CP的情况下，一个时隙包括7个OFDM符号。在扩展CP的情况下，一个OFDM符号的长度增加，并且因此，在时隙中OFDM符号的数目小于在常规CP的情况下的时隙中OFDM符号的数目。因此，当使用扩展CP时，例如，可以在一个时隙中包括6个OFDM符号。如果信道状态变差，例如，在UE的快速移动期间，则扩展CP可用于进一步降低符号间干扰(ISI)。
在常规CP的情况下，因为一个时隙包括7个OFDM符号，所以一个子帧包括14个OFDM符号。可以向物理下行链路控制信道(PDCCH)分配每个子帧的前两个或者三个OFDM符号，并且可以向物理下行链路共享信道(PDSCH)分配其他OFDM符号。
图1(b)图示类型2无线电帧结构。类型2无线电帧包括两个半帧，每个半帧具有5个子帧，其中的特殊子帧包括下行链路导频时隙(DwPTS)、保护时段(GP)和上行链路导频时隙(UpPTS)。每个子帧被分成两个时隙。DwPTS用于在UE处的初始小区搜索、同步或者信道估计。UpPTS用于在eNB处的信道估计以及与UE的上行链路传输同步的获取。GP是上行链路和下行链路之间的时段，其消除由下行链路信号的多径延迟引起的上行链路干扰。一个子帧包括两个时隙，不论无线电帧的类型如何。
以上描述的无线电帧结构仅是示例性的，并且因此应当注意，无线电帧中子帧的数目、子帧中时隙的数目或者时隙中符号的数目可以改变。
图2图示在一个下行链路时隙的持续时间内的下行链路资源网格的结构。下行链路时隙在时域中包括7个OFDM符号，并且RB在频域中包括12个子载波，其不限制本发明的范围和精神。例如，在常规CP的情况下，下行链路时隙可以包括7个OFDM符号，而在扩展CP的情况下，下行链路时隙可以包括6个OFDM符号。资源网格的每个元素被称为资源元素(RE)。RB包括12×7个RE。在下行链路时隙中RB的数目NDL取决于下行链路传输带宽。上行链路时隙可以具有与下行链路时隙相同的结构。
图3图示下行链路子帧的结构。在下行链路子帧中的第一时隙的开始的多达三个OFDM符号用于控制信道被分配到的控制区域，并且下行链路子帧的其他OFDM符号用于PDSCH被分配到的数据区域。在3GPP LTE系统中使用的下行链路控制信道包括：物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)以及物理混合自动请求重传(HARQ)指示符信道(PHICH)。PCFICH位于子帧的第一OFDM符号中，携带关于在子帧中用于控制信道传输的OFDM符号的数目的信息。PHICH响应于上行链路传输传递HARQ肯定应答/否定应答(ACK/NACK)信号。在PDCCH上携带的控制信息被称为下行链路控制信息(DCI)。DCI传送上行链路或者下行链路调度信息，或者用于UE组的上行链路发射功率控制命令。PDCCH传递关于下行链路共享信道(DL-SCH)的资源分配和传输格式的信息、关于上行链路共享信道(UL-SCH)的资源分配的信息、寻呼信道(PCH)的寻呼信息、DL-SCH上的系统信息、关于用于诸如在PDSCH上发送的随机接入响应的较高层控制消息的资源分配的信息、用于UE组的UE个体的发射功率控制命令集、发射功率控制信息、互联网协议语音(VoIP)的激活信息等等。可以在控制区域中发送多个PDCCH。UE可以监测多个PDCCH。通过聚合一个或多个连续的控制信道元素(CCE)形成PDCCH。CCE是用于基于无线信道的状态向PDCCH提供编码速率的逻辑分配单元。CCE包括多个RE组。根据CCE的数目与由CCE提供的编码速率之间的相关性来确定PDCCH的格式和可用于PDCCH的比特数。eNB根据发送给UE的DCI确定PDCCH格式，并且将循环冗余校验(CRC)添加到控制信息。根据PDCCH的拥有者或者用途，CRC由称为无线网络临时标识符(RNTI)的标识符(ID)掩蔽。如果PDCCH指向特定UE，则其CRC可以由UE的小区RNTI(C-RNTI)掩蔽。如果PDCCH用于寻呼消息，则可以通过寻呼指示符标识符(P-RNTI)掩蔽PDCCH的CRC。如果PDCCH携带系统信息，特别地，系统信息块(SIB)，则其CRC可以由系统信息ID和系统信息RNTI(SI-RNTI)掩蔽。为了表示PDCCH携带响应于由UE发送的随机接入前导的随机接入响应，其CRC可以由随机接入RNTI(RA-RNTI)掩蔽。
图4图示上行链路子帧的结构。上行链路子帧在频域中被划分成控制区域和数据区域。携带上行链路控制信息的物理上行链路控制信道(PUCCH)被分配给控制区域，并且携带用户数据的物理上行链路共享信道(PUSCH)被分配给数据区域。为了维持单载波的特性，UE不同时发送PUCCH和PUSCH。用于UE的PUCCH被分配给子帧中的RB对。RB对中的RB在两个时隙中占据不同的子载波。因此，这可以说分配给PUCCH的RB对在时隙边界上跳频。
参考信号(RS)
在无线通信系统中，在无线信道上发送分组。鉴于无线信道的性质，分组可能在传输期间失真。为了成功地接收信号，接收器应该使用信道信息来补偿接收的信号的失真。通常，为了使接收器能够获取信道信息，发射器发送对于发射器和接收器两者均已知的信号，并且接收器基于在无线信道上接收的信号的失真获取信道信息的知识。这个信号被称作导频信号或者RS。
在通过多个天线发送和接收数据的情况下，对于成功的信号接收，需要发送(Tx)天线和接收(Rx)天线之间的信道状态的知识。因此，应该通过每个Tx天线发送RS。
RS可以被分成下行链路RS和上行链路RS。在当前的LTE系统中，上行链路RS包括：
i)用于信道估计的解调-参考信号(DM-RS)，该信道估计用于在PUSCH和PUCCH上传递的信息的相干解调；以及
ii)用于eNB或者网络测量在不同的频率中上行链路信道质量的探测参考信号(SRS)。
下行链路RS被分类为：
i)在小区的所有UE之间共享的小区特定参考信号(CRS)；
ii)专用于特定UE的UE特定RS；
iii)当发送PDSCH时，用于PDSCH的相干解调的DM-RS；
iv)当发送下行链路DM-RS时，携带CSI的信道状态信息-参考信号(CSI-RS)；
v)多媒体广播单频网络(MBSFN)RS，其用于在MBSFN模式下发送的信号的相干解调；以及
vi)用于估计关于UE的地理位置信息的定位RS。
RS也可以根据其目的被分成两个类型：用于信道信息获取的RS和用于数据解调的RS。由于其目的在于UE获得下行链路信道信息，所以前者应在宽带中被发送，并且甚至由不在特定子帧中接收下行链路数据的UE接收。这个RS也在如切换的情形下使用。后者是eNB在特定资源中连同下行链路数据一起发送的RS。UE可以通过使用RS测量信道来解调数据。此RS应该在数据传输区域中被发送。
MIMO系统的建模
图5是图示具有多个天线的无线通信系统的配置的图。
如图5(a)所示，如果发送天线的数目增加到NT并且接收天线的数目增加到NR，则理论上的信道传输容量与天线的数目成比例地增加，这与仅在发射器或者接收器中使用多个天线的情况不同。因此，能够提升传送速率并且显著地增加频率效率。随着信道传输容量增加，传送速率在理论上可以增加在利用单个天线时的最大传送速率Ro与速率增长比率Ri的乘积。
[等式1]
Ri＝min(NT，NR)
例如，在使用4个发送天线和4个接收天线的MIMO通信系统中，能够获得比单个天线系统的传输速率高4倍的传输速率。因为在90年代中期已经证明MIMO系统的此理论容量增加，所以正在对各种技术进行许多努力，以充分地提高数据传输速率。另外，这些技术已经被部分采用作为诸如3G移动通信、下一代无线LAN等等的各种无线通信的标准。
如下地解释MIMO相关研究的趋势。首先，对开发和研究与在各种信道配置和多接入环境中的MIMO通信容量计算等等相关的信息理论研究、用于MIMO系统的无线电信道测量和模型推导研究、用于传输可靠性增强和传输速率增加的空时信号处理技术研究等等，在各个方面中正在进行许多努力。
为了详细地解释MIMO系统中的通信方法，数学建模可以被表示如下。假定存在NT个发送天线和NR个接收天线。
关于发送信号，如果存在NT个发送天线，则能够发送的信息的最大数目是NT。因此，能够如等式2所示那样表示传输信息。
[等式2]
Figure BDA0001402374570000135
同时，对于单个传输信息
Figure BDA0001402374570000133
发射功率能够分别被设置为彼此不同。如果发射功率分别被设置为
Figure BDA0001402374570000134
则具有调节的发射功率的传输信息能够表示为等式3。
[等式3]
Figure BDA0001402374570000131
另外，使用发射功率的对角矩阵P，
Figure BDA0001402374570000132
能够表示为等式4。
[等式4]
Figure BDA0001402374570000141
假定通过将权重矩阵W应用于具有调节的发射功率的信息向量
Figure BDA0001402374570000142
来配置实际发送的NT个发送信号
Figure BDA0001402374570000146
的情况，权重矩阵W用于根据传输信道状态将传输信息适当地分布到每个天线。能够如下地使用向量X来示
Figure BDA0001402374570000143
[等式5]
Figure BDA0001402374570000144
在等式5中，wij指代在第i个发送天线和第j个信息之间的权重。W也被称作预编码矩阵。
如果存在NR个接收天线，则能够如下地表达天线的各个接收信号
Figure BDA0001402374570000145
[等式6]
Figure BDA0001402374570000151
如果在MIMO无线通信系统中建模信道，则可以根据发送/接收天线索引区分信道。由hij指代从发送天线j到接收天线i的信道。在hij中，注意，关于索引的顺序，接收天线的索引先于发送天线的索引。
图5(b)是图示从NT个发送天线到接收天线i的信道的图。可以以向量和矩阵的形式组合和表示信道。在图5(b)中，能够如下地表示从NT个发送天线到接收天线i的信道。
[等式7]
Figure BDA0001402374570000152
因此，能够如下地表示从NT个发送天线到NR个接收天线的所有信道。
[等式8]
Figure BDA0001402374570000153
在信道矩阵H之后向实际信道添加AWGN(加性高斯白噪声)。能够如下地表示分别被添加到NR个接收天线的AWGN
Figure BDA0001402374570000154
[等式9]
Figure BDA0001402374570000161
通过上述数学建模，能够如下地表示接收到的信号。
[等式10]
Figure BDA0001402374570000162
同时，由发送和接收天线的数目确定指示信道状态的信道矩阵H的行和列的数目。信道矩阵H的行的数目等于接收天线的数目NR并且其列的数目等于发送天线的数目NT。即，信道矩阵是NR×NT矩阵。
由彼此独立的行的数目和列的数目中的较小的一个定义矩阵的秩。因此，矩阵的秩不大于行或者列的数目。如下地限制信道矩阵H的秩rank(H)。
[等式11]
rank(H)≤min(NT，NR)
另外，当矩阵被特征值分解时，矩阵的秩也能够被定义为非零特征值的数目。类似地，当矩阵被奇异值分解时，矩阵的秩能够被定义为非零奇异值的数目。因此，信道矩阵的秩的物理意义能够是能够通过其发送不同信息段的信道的最大数目。
在此描述中，用于MIMO传输的“秩”指的是能够在特定时间独立地发送信号并且使用特定频率资源的路径的数目，并且“层的数目”指的是通过每个路径发送的信号流的数目。通常，因为发送端发送在数目上与用于信号传输的秩的数目相对应的层，所以秩具有与层的数目相同的意义，除非另有明文规定。
初始接入过程
图6是描述3GPP系统的初始接入过程和信号收发方法的图。
如果UE的电源被接通或者UE新进入小区，则UE执行用于匹配与基站的同步的初始小区搜索等等[S301]。为此，UE从基站接收PSS和SSS，匹配与基站的同步，并且然后获得诸如小区ID等等的信息。随后，UE从基站接收PBCH(物理广播信道)并且能够获得小区内广播信息。同时，UE在初始小区搜索步骤中接收下行链路参考信号(DL RS)并且然后能够检查下行链路信道状态。
已经完成初始小区搜索之后，UE根据在物理下行链路控制信道(PDCCH)上携带的信息接收物理下行链路控制信道(PDCCH)和物理下行链路共享信道(PDSCH)，并且然后能够进一步获得详细的系统信息[S302]。
同时，如果UE初始接入基站或者未能具有用于信号传输的无线电资源，则UE可以对基站执行随机接入过程(RACH)[步骤S303至S306]。为此，UE经由物理随机接入信道(PRACH)发送作为前导的特定序列[S303,S305]，并且然后能够响应于前导经由PDCCH和相应的PDSCH接收响应消息[S304,S306]。在基于竞争的RACH的情况下，竞争解决过程可以被另外执行。
已经执行在上面提及的过程之后，UE可以执行PDCCH/PDSCH接收[S307]和PUSCH/PUCCH(物理上行链路共享信道/物理上行链路控制信道)发送[S308]作为一般的上行链路/下行链路信号传输过程。特别地，UE经由PDCCH接收下行链路控制信息(DCI)。在这样的情况下，DCI包括诸如关于UE的资源分配信息的控制信息并且可以根据其使用的目的在格式上不同。
同时，通过UE发送到基站或者从基站接收的控制信息包括DL/UL ACK/NACK信号、CQI(信道质量指示符)、PMI(预编码矩阵索引)、RI(秩指示符)等等。在3GPP LTE系统的情况下，UE可以经由PUSCH和/或PUCCH发送诸如CQI、PMI、RI等等的在上面提及的控制信息。
●NOMA(非正交多址)
在以下术语当中，术语“NOMA星座”可以被称为组合星座、叠加星座或复合星座。此外，星座能够以星座图或IQ值和比特序列被映射的表(例如，调制映射表)的形式表示。此外，星座点能够被称为调制符号、复符号或IQ值(即，I+jQ)。
图7图示根据本发明实施例的示例性的NOMA环境。
eNB能够配置相同的波束图案被应用到的UE作为NOMA对。尽管在图7中假定UE(UE1和UE2)被配置为单个NOMA对，但是这是为了便于描述，并且当两个或更多个UE被配置为单个NOMA对或NOMA组时能够应用本发明。
基于每个UE个体报告的反馈信息，eNB能够配置NOMA对。例如，如果eNB基于从UE1和UE2中的每一个接收到的CSI报告确定将相同的波束图案(例如，预编码矩阵)应用于UE1和UE2，则eNB能够将UE1和UE2配置为NOMA配对，并且然后执行数据传输。
同时，根据本发明的另一个实施例，能够使用随机波束形成并且能够基于随机波束成形配置NOMA对。此外，本发明的范围能够被扩展到应用不同波束图案的UE之间的NOMA。
eNB可以为每个UE配置不同的发射(Tx)功率并且每个UE可以通过叠加调制符号来执行传输。在图7中，UE1被分配相对较低的Tx功率，并且UE2被分配相对较高的Tx功率。
图8图示示例性的NOMA传输操作。在图8中，假设QPSK调制方案被应用于UE1和UE2两者。
参考图8，eNB对用于UE1和UE2中的每一个的信息序列执行QPSK调制。在为每个UE(b>a)配置Tx功率之后，eNB通过叠加用于两个UE的信号执行传输。
在接收如参考图8所描述的被生成的信号之后，UE2可以通过将UE1的信号认为是噪声来执行接收操作。也就是说，如果在用于UE 1的信号与用于UE2的信号之间的功率差异大，则用于UE1的信号可以被认为是噪声。因此，UE2能够如现有技术那样接收其信号。
可替选地，如果UE2支持NOMA操作，则UE2可以使用干扰消除方案，即，UE2可以使用从eNB接收的信息来消除用于UE1的信号。
同时，从UE1的角度来看，用于UE2(UE2信号)的信号的Tx功率相对较大。在这种情况下，如果UE1像现有技术那样执行接收操作，则解调性能可能显著地降低。因此，应执行UE2信号的消除或者与消除对应的接收算法。
为了消除或清除UE2信号，eNB可以向UE1发送关于UE2信号的信息。关于UE2信号的信息可以包括诸如UE1的接收器类型(例如，ML(最大似然)接收器、SIC(连续干扰消除)接收器等)的内容和UE1的NOMA接收算法。例如，关于被发送到UE1的UE2信号的信息可以包括UEID，功率(或功率偏移)，调制阶数，传输块大小，层数，RS，包括RS、PDSCH等的信号配置，传输模式等。然而，本发明不限于此。
为了更精确的解调，关于用于UE1的信号(UE1信号)的信息能够被发送到UE2。包含在要发送给UE 1的信息中的内容可能与要发送给UE2的信息中包含的内容不同。例如，能够考虑UE的复杂度、信令开销等来确定从eNB发送的信息。
UE1需要通过考虑具有较高功率同时使用相同的资源(例如，时间、频率和空间)的UE2信号来执行解调。为了考虑用于UE2的信号，UE1能够使用以下方案。
1.联合ML(最大似然)接收器
在联合ML接收器中，通过重叠UE个体的星座获得组合星座，计算各个点和接收信号之间的距离，并且然后将最接近的星座点估计为被发送的信号。联合ML接收器能够基于调制符号或基于比特被实现。
在ML接收器的情况下，配置星座使得在相邻调制符号的比特序列之间仅存在一比特差异以便于最小化比特单位误差(以下称为格雷标记星座)，是重要的。
此外，由于在ML接收器中不执行干扰消除，因此具有以下优点：在NOMA操作的情况下，由eNB用信号发送的干扰信息的开销小于连续干扰消除(SIC))接收器的开销。
2.SIC(连续干扰消除)接收器
在SIC接收器中，基于关于干扰的特定信息产生干扰信号，从接收到的信号中减去干扰信号，然后对其自身的信号进行解调。
SIC接收器能够被实现为符号级、码字级等。
在符号级SIC中，通过仅在符号级处理干扰信号来消除干扰信号的调制符号。因此，在符号级SIC中，干扰信号不被解码，而仅其自身的信号被解码。
在码字级SIC中，通过不仅执行解调而且还对干扰信号进行解码获得信息比特序列(例如码字)。其后，再次对信息比特序列进行编码和调制(例如，如在发射机中一样编码和调制码字)。此外，通过将基于调制结果生成的调制符号和估计的信道分量相乘来生成信号，并且然后从接收信号中消除所生成的信号以获得其自身的信号。
当使用SIC接收器时，在干扰消除之后不执行接收操作，并且因此，在接收器处可以不使用组合的星座。然而，由于从eNB发送的用于更准确的干扰消除的干扰信息，与联合ML接收器相比，使用SIC接收器可能会增加开销。
另外，在NOMA操作中，由于属于NOMA对的两个UE能够使用相同的RS执行信道估计，所以根据发送给UE的信号之间的功率差确定SIC接收器的性能。例如，如果在NOMA对中为两个UE分配的功率彼此相似，则信道估计精度可能降低，并且因此与功率差大时相比SIC接收器的性能可能降低。
基于上述讨论，将给出用于NOMA操作的接收操作方法和星座配置方法的描述。
●用于NOMA的接收器类型选择
因为通过如上所述的NOMA对中的UE之间的功率偏移可以确定SIC接收器性能，所以可以基于用于NOMA对中的UE的Tx功率之间的差异确定接收器类型(例如，联合ML对比SIC)。例如，在图7中，如果用于UE1和UE2的Tx功率之间的差异等于或高于X dB(例如，3dB)的阈值，则UE1可以作为SIC接收器操作。另一方面，如果差低于X dB的阈值，则UE1可以作为(联合)ML接收器操作。为了确定UE1的接收器类型，eNB可以向UE1用信号发送从eNB发送的用于UE1和UE2的信号之间的功率差。
本发明的实施例不限于仅由接收器使用从eNB发送的功率偏移。根据本发明的实施例，为了减少发射器(即，eNB)的信令开销，信令内容可以根据接收器类型而被改变。
例如，(码字级)SIC接收器应对干扰信号执行解码、编码和CRC校验，关于干扰信号的大多数DCI需要被发送。因此，信令开销可能会显著地增加或者接收器的复杂度可能被增加以旁听关于干扰信号的DCI。另一方面，ML接收器不需要对干扰信号执行解码和CRC校验，可以用信号发送诸如功率偏移、调制阶数等简单信息。
换句话说，考虑到接收器类型根据NOMA对的功率偏移而被改变并且根据接收器类型改变从eNB发送的信息的开销，能够提高接收器的性能并且减少信令开销。
●NOMA星座
如果执行NOMA操作使得使用在当前3GPP标准中定义的星座并且简单地组合为各个UE分配的功率，则相邻调制符号的比特序列可以具有两个不同的数位。
图9图示当假定图8中的UE1和UE2使用在3GPP标准中定义的QPSK时最终调制符号的位置和被映射到简单组合的星座上的符号中的每一个的比特序列。
在图9的组合星座图中，由“X”表示的相邻星座点可以具有两个不同的数位(比特)。这里，相邻的星座点意指具有相同值I或Q的点，即，排除具有I和Q两者(即，(I，Q))的不同值的点。可替选地，相邻的星座点可以意指离星座上的对应星座点具有短直线距离的星座点。例如，X(1000)和X(0010)从最高有效位起具有不同的第一和第三位，X(1001)和X(0011)从最高有效位起具有不同的第一和第三位，并且X(1001)和X(1100)从最高有效位起具有不同的第二和第四位。
如果不同比特的数目是2并且将相邻的调制符号识别为接收到的信号，则在比特级中(在QPSK的情况下)可能发生50％的误差。
为了解决这个问题，根据本发明的实施例能够在确定要映射到组合星座上的每个星座点的比特序列时考虑属于NOMA对的两个UE的(标准)星座之间的相关性。
实施例1
可以解释为仅当高功率信号的调制阶数为2(即，QPSK)时应用本实施例。例如，假设属于NOMA对的两个UE使用QPSK。另外，组成组合星座上的每个星座点的比特序列被表示为x1x2x3x4(其中x1是最高有效位(MSB))。此外，具有相对高的DL Tx功率的高功率UE(例如，图7中的UE2)的QPSK星座点的比特序列被表示为m1m2，并且具有相对低的DL Tx功率的低功率UE(例如，在图7中的UE1)的QPSK星座点的比特序列被表示为n1n2。
在这种情况下，根据本发明的实施例，组合星座上的每个星座点的比特序列能够被表达为如等式12中所示。
[等式12]
x1＝m1
x2＝m2
x3＝XNOR(m1，n1)
x4＝XNOR(m1，n1)
在等式12中，XNOR(i，j)意指异或“非”运算(异或(XOR)的逻辑补)并且根据XNOR运算，当要比较的两个比特相同时，操作结果变为1。相反，当两个比特不同时，运算结果变为0。然而，上述XNOR运算仅仅是示例性的，其能够被其他运算(例如，XOR)代替。
当根据等式12配置组合星座时，由高功率UE星座的比特序列确定每个星座点的比特序列的最高有效的两个比特。组合星座的象限由最高有效两个比特决定。
可以通过高功率UE的比特和低功率UE的比特之间的逐比特逻辑运算来确定最低有效的两个比特。例如，逐比特逻辑运算可以是XNOR运算。
图10图示根据等式12的NOMA星座。在图10中，假设高功率UE的平均功率为2a2，并且低功率UE的平均功率为2b2，其中a>b(与图8相反)。
例如，通过组合高功率UE的QPSK星座的第二象限的星座点10和低功率UE的QPSK星座的第二象限的星座点10来获得图10中的星座点1011。
如图10中所示，根据本发明的实施例配置的NOMA星座上的相邻调制符号的比特序列之间的差异保持为1比特。
另外，尽管在本实施例中使用XNOR运算，但是能够使用异或(XOR)操作。XNOR和XOR运算能够被用于将相邻调制符号的比特序列之间的差异保持为1位。然而，被映射到相同星座点的比特序列在XNOR和XOR运算两者中是不同的。
此外，在本实施例中，尽管假定相同的调制QPSK方案被应用于UE1和UE2两者，但这仅是为了方便描述并且本发明不限于此。例如，可以使用诸如QPSK、16QAM、64QAM等的各种调制方案的任意组合来实现NOMA星座。也就是说，NOMA星座可以被配置为通过(QPSK，16QAM)的组合具有总共64个星座点，或通过(QPSK，64QAM)的组合具有总共256个星座点。
图11是用于解释根据本发明实施例的生成NOMA星座符号的比特序列的方法的流程图。
图11的实施例对应于前述的示例的概括。在图11中，每个UE的星座点的比特序列不是从每个UE实际发送的比特序列，而是在当前标准中每个调制阶数定义的星座点的比特序列。为了便于描述，假设按照以下顺序排列星座的比特序列：高功率UE->低功率UENOMA，但是本发明不限于此。
如在图11中，假设高功率UE的调制阶数是m并且低功率UE的调制阶数为n。通常，调制阶数分别在QPSK、16QAM和64QAM中分别具有2、4和6的值。
首先，输入高功率UE星座点的比特序列(a1...am)和低功率UE星座点的比特序列(b1...bn)[1100]。
当高功率UE的调制阶数m低于低功率UE的调制阶数n时，最终组合星座符号(x1…xmxm+1…xm+n)的比特序列具有[x1＝a1,....,xm＝am,xm+1＝XNOR(a1,b1),...,x2m＝XNOR(am,bm),x2m+1＝bm+1,...,xm+n＝bn]的值[1110]。
相反，当高功率UE的调制阶数m高于低功率UE的调制阶数n时，最终组合星座符号(x1…xm xm+1…xm+n)的比特序列具有[x1＝a1,....,xm＝am,xm+1＝XNOR(am-n+1,b1),...,xm+n＝XNOR(am,bn)]的值[1115]。
同时，在m＝n的情况下，步骤1110和1115的结果是相同的。
图12图示基于图11中的方法组合QPSK星座(高功率UE)和16-QAM星座(低功率UE)的结果。
当基于如上所述配置的NOMA星座将信号发送到NOMA对时，UE1能够如下操作。
1.在ML接收器的情况下：UE 1能够基于组合星座的信息来估计最接近接收到的符号的符号作为每符号(或每比特)的发送符号。
2.在SIC接收器的情况下：
(1)低功率UE能够通过估计用于高功率UE的信号从接收到的信号中消除用于高功率UE的信号；
(2)低功率UE的星座能够根据在其星座上的高功率UE符号的位置被确定。例如，低功率UE能够通过组合估计的符号(高功率UE)的比特序列和低功率UE所使用的星座(例如，标准星座)的比特序列来创建具有相同调制阶数的新星座，并且然后获得其自身的信号。例如，(i)当如图10中所示的组合星座被创建时，低功率UE能够假设估计的高功率UE的符号位于第一象限中。其后，低功率UE能够通过假设按照以下顺序：11、01以及10(即，组合星座的第一象限中的最低有效的两个比特)从第一至第四象限定义其QPSK星座点的比特序列来对用于其自身的信号执行解调；并且(ii)当低功率UE通过与如上所述相同的方式估计高功率UE信号来识别符号位于第二象限中时，低功率UE能够假设按以下顺序：01，11，10和00从第一至第四象限定义其比特序列。
(3)接收器类型能够被包括在UE类别中。例如，根据UE支持的接收器类型，UE类别能够被划分为仅ML、仅SIC和ML+SIC。当根据如上所述的接收器类型定义UE类别并且然后向eNB报告时，eNB能够基于所报告的UE类别来确定星座类型。例如，(i)如果UE类别是仅ML，则eNB可以通过将用于对应的UE所属于的NOMA对的星座限制为格雷类型星座来生成信号。在这种情况下，UE也可以被配置成仅对格雷类型星座执行接收操作；(ii)在包括与仅SIC相对应的UE的NOMA对的情况下，能够使用如图9中所示的非格雷类型星座降低复杂度；并且(iii)在支持ML和SIC两者的UE的情况下，所提出的根据功率偏移的接收器类型能够与根据功率偏移的星座一起被应用。由于基于SIC的接收操作对低功率UE具有显著的影响，所以可以基于低功率UE所属的UE类别来确定星座类型。
实施例2
当通过分别调制两个独立信息比特序列生成的两个调制符号如上所述被组合时，相邻的调制符号可能具有两个或更多个不同的比特，如图9中所示。在上述实施例中，已经描述了通过在两个比特序列之间的运算(例如，XNOR)对一个比特序列加扰来保持格雷映射的方法以解决该问题。此方法不仅能够被应用于生成星座而且能够通过改变映射到星座的比特序列来保持格雷映射。
图13是用于解释根据本发明实施例的叠加调制符号和用于格雷映射的比特序列的图。
参考图13，能够通过高功率UE的比特序列转换低功率UE的比特序列(例如等式12)。具体地，可以通过对应于每个UE的调制阶数的调制映射器(例如，3GPP标准中定义的调制映射器)对从比特级格雷转换器输出的比特序列执行符号级映射。其后，可以通过添加各个UE的调制符号来生成最终调制符号。
图14是用于解释根据本发明的实施例的NOMA对的QPSK符号的叠加的图。
如图14中所示，通过简单叠加生成的符号被映射到非格雷映射星座(a)，并且通过本实施例中提出的比特级格雷转换器生成的符号被映射到格雷映射星座(b)。
为了让接收器获得每个星座点的比特序列，能够在标准中定义比特级格雷转换器的操作方法。
可替选地，当如图14中所示XNOR运算被应用于QPSK+QPSK组合时，星座点个体的最终16个比特序列分别匹配在标准中定义的16QAM星座点个体的比特序列。因此，能够假定叠加星座的每个星座点的比特序列等于16QAM星座点中的每一个的比特序列。
在本实施例中，可以根据高功率UE的调制阶数和其星座点不同地配置比特级格雷转换器。
当在要叠加的两个信号当中，高功率的信号具有2的调制阶数(即，QPSK)并且低功率的另一个信号具有m的调制阶数时，图14中所示的比特级格雷转换器的输出能够被如下地概括。
假设高功率信号的比特序列为a1a2并且低功率信号的比特序列为b1b2…bm，则从比特级格雷转换器输出的序列c1c2…cm能够被表达为如等式13中所示。
[等式13]
c1＝XNOR(a1,b1)
c2＝XNOR(a2,b2)
c3＝b3
…
cm＝bm
比特级格雷转换器的输出序列c1c2…cm可以与高功率信号比特序列a1a2组合以配置(m+2)长度的比特序列(例如，映射到NOMA星座的比特序列)。例如，(m+2)长度的比特序列能够被配置为a1a2c1c2…cm。尽管在本实施例中，假设比特级格雷转换器的输出序列位于最低有效m个比特处，但是比特序列可以位于最高有效m个比特(例如，c1c2…cm a1a2)处。
作为用于配置格雷映射星座的另一方法，能够根据高功率UE的比特序列改变低功率UE的星座。例如，图15图示当低功率的星座是QPSK时改变低功率UE的星座的图案。
参考图15，图案0是标准中定义的QPSK星座，通过在垂直方向上旋转图案0获得图案1，通过在水平方向上旋转图案0获得图案2，并且通过在垂直和水平两个方向旋转图案0获得图案3。尽管在本实施例中，假设低功率UE具有2的调制阶数，但是能够以相同的方式在高调制阶数的情况下获得图案0至3。
当高功率UE的调制阶数为2时，改变低功率UE的星座的方法可以被解释为意指用于低功率UE信号的调制映射器的图案被改变，替代前述的比特级格雷转换器。然而，从比特级格雷转换器获得的结果与通过改变低功率UE的星座获得的结果相似(图15示出通过在格雷转换器中执行XNOR运算获得的图案，并且当除了XNOR之外的其它运算在格雷转换器中被使用时，这些图案可能会被改变)。
根据高功率UE的比特序列确定低功率UE的图案之后发射器可以生成用于低功率UE的符号。能够确定高功率UE的每个比特序列的低功率UE的图案，如在表1或者表2中所示。
表1示出当高功率UE的调制阶数为2(即，QPSK)时高功率UE的每个比特序列的低功率UE的图案。
[表1]
高功率UE的比特序列 低功率UE的图案
00 图案3
01 图案1
10 图案2
11 图案0
表2示出当高功率UE的调制阶数为4(即16QAM)时高功率UE的每个比特序列的低功率UE的图案。
[表2]
高功率UE的比特序列 低功率UE的图案
0000 图案0
0001 图案1
0010 图案2
0011 图案3
0100 图案1
0101 图案0
0110 图案3
0111 图案2
1000 图案2
1001 图案3
1010 图案0
1011 图案1
1100 图案3
1101 图案2
1110 图案1
1111 图案0
在根据高功率UE的比特序列确定低功率UE的星座图案之后，发射器可以通过生成并且添加每个UE的符号执行传输。在这种情况下，最终的组合星座可以是格雷映射星座的形式。
实施例3
已经描述了生成用于两个重叠的信号的最终星座作为格雷星座的方法。此外，已经提出了当高功率信号的调制阶数为2(即，QPSK)时使用XNOR运算执行比特级格雷转换。
在下文中，将给出通过概括前述的实施例执行比特级格雷转换的方法的描述。
为了便于描述，使用以下符号：
(i)M和N：高功率和低功率信号的调制阶数；
(ii)a1,a2,…,aM：与高功率信号的调制符号对应的比特序列；
(iii)b1,b2,…,bN：与低功率信号的调制符号对应的比特序列；和
(iv)c1,c2,…,cN：对应于从低功率信号转换的信号的调制符号的比特序列(即，从格雷转换器输出的序列)。
另外，映射到NOMA星座点的比特序列可以被表示为“a1,a2,…,aM c1,c2,…,cN”或者“c1,c2,…,cN a1,a2,…,aM”。
根据本实施例中提出的比特级格雷转换器，不仅能够对于每个高功率和低功率信号(通过改变低功率信号的比特序列)重新使用现有的调制映射器，也能够通过叠加信号个体的调制符号将最终组合的星座中的相邻符号之间的比特差异保持为1比特。为此，比特级格雷转换器基于调制符号接收作为输入的高功率和低功率信号中的每一个的比特序列，并且然后改变并且输出低功率信号的比特序列。
图16图示根据本发明的实施例的比特级格雷转换器。
在下文中，将通过假设高功率和低功率信号两者的调制阶数为4(即16QAM)描述比特级格雷转换器的操作。
因为M是4(M＝4)，所以组成高功率信号的每个调制符号的比特序列能够被表示为a1,a2,a3,a4(a1是MSB)。此外，因为N也是4(N＝4)，所以组成低功率信号的每个调制符号的比特序列能够被表示为b1,b2,b3,b4(b1是MSB)。
在将每个信号的比特序列输入到比特级格雷转换器之后，比特级格雷转换器能够按以下顺序操作：
(i)高功率信号的比特序列被划分为奇数索引的比特和偶数索引的比特(假设MSB的索引为1)；
(ii)在奇数索引组中选择具有较低索引的两个比特，并且在两比特之间执行XNOR运算。此后，在XNOR运算结果和奇数索引组中的下一比特之间再次执行XNOR运算。重复XNOR运算直到奇数索引组中的最后比特。在偶数索引组中，以相同的方式重复XNOR运算。例如，在16QAM-16QAM的情况下，分别在奇数索引和偶数索引组中执行XNOR(a1,a3)和XNOR(a2,a4)运算。作为另一示例，如果高功率信号的调制阶数为6(M＝6)，则两组的最终运算结果能够被表达为XNOR{XNOR(a1,a3),a5}和XNOR{XNOR(a2,a4),a6}；
(iii)在用于高功率信号的XNOR运算结果(在奇数索引和偶数索引组两者中)中的每一个和低功率信号的b1和b2中的每一个之间执行XNOR运算。XNOR运算结果被用于配置比特级格雷转换器输出的c1和c2。如果低功率信号的调制阶数N高于2，则无需任何改变，能够使用b3,…,bN来配置c3,…,cN；
(iv)当高功率和低功率信号两者的调制阶数为4(即，16QAM)时，比特级格雷转换器的最终输出c1,c2,c3,c4能够被表达为如等式14中所示；并且
[等式14]
c1＝XNOR(XNOR(a1,a3),b1)
c2＝XNOR(XNOR(a2,a4),b2)
c3＝b3
c4＝b4
(v)通过将常规16QAM调制应用于a1,…,a4获得第一调制符号，并且通过将常规16QAM调制应用于c1,…,c4获得第二调制符号。此外，发射器分别将高功率和低功率应用于第一和第二调制符号。其后，发射器通过叠加第一和第二调制符号来执行发送。在这种情况下，预编码能够被应用于每个符号或叠加符号。
接收如上所述发送的信号的UE能够假设根据与复合调制阶数对应的常规映射方案执行比特符号映射。在此，复合调制阶数可以是高功率信号的调制阶数与低功率信号的调制阶数的乘积。
图17是用于解释根据本发明的实施例的比特级格雷转换器的操作的流程图。图17仅是用于解释在图16中所示的比特级格雷转换器的操作的示例，并且能够以各种方式实现比特级格雷转换器的操作。
首先，比特级格雷转换器将m设置为1并且然后将用于奇数索引组的参数Odd初始化为a3并且将用于偶数索引组的参数Even初始化为a4[1700]。
比特级格雷转换器将Odd参数设置为XNOR(am,Odd)的结果，并将Even参数设置为XNOR(am+1，Even)的结果[1705]。
比特级格雷转换器确定m的当前值是否等于(高功率信号的调制阶数M-1)的值[1710]。
如果m不等于(M-1)，则比特级格雷转换器将m增加2[1705]，并且然后重复XNOR运算。
如果m等于(M-1)，则比特级格雷转换器将c1和c2分别设置为XNOR(Odd，b1)和XNOR(Even，b2)[1720]。其余的比特ci可以被设置为等于bi(其中i是满足2<i<N+1的正整数)。
在消除高功率信号之后，码字级SIC接收器能够对低功率信号执行解码。在这种情况下，如果将格雷映射应用于复合星座，则通过消除高功率信号而获得的低功率信号的星座可以根据高功率信号的比特序列具有不同的排列(或图案)。
在这种情况下，码字级SIC接收器能够通过以下操作掌握在消除高功率信号之后获得的低功率信号的比特符号映射：
(i)当高功率信号的解码成功并且高功率信号的调制符号的比特序列是a1,a2,…,aM时，SIC接收器对偶数索引组和奇数索引组两者重复地执行格雷XNOR运算，类似于前述比特级格雷转换器的运算；以及
(ii)SIC接收器在通过运算(i)获取的2个比特(例如，dodd，deven)与对应于低功率的调制阶数的星座的每个星座点的最高有效2个比特之间执行XNOR运算，并且然后通过将运算结果插入相应的星座的前2个比特获得改变的星座。
图18图示根据本发明实施例的NOMA星座。在图18中，假设高功率和低功率信号的调制方案为16QAM并且使用前述的比特级格雷转换器执行NOMA运算。
UE能够通过执行码字级IC(CWIC)来识别高功率信号的比特序列为0011(图18的区域(a))。UE使用获得的0011的比特序列获得(XNOR(0,1)，XNOR(0,1))＝(0,0)的XNOR运算结果。其后，UE执行(0,0)和参考标准16QAM星座(例如，标准星座)的最高有效2个比特的XNOR运算。通过将XNOR运算结果插入到16QAM星座的最高有效2个比特中，UE能够获得用于低功率信号的改变的16QAM星座1801。
当高功率信号为0101时(在图18的区域(b)中)，UE能够以与上述相同的方式获得用于低功率信号的改变的16QAM星座1802。
如从图18中看到的，根据是否高功率信号的比特序列位于区域(a)或(b)，参考16QAM星座能够被转换成16QAM星座1801或16QAM星座1802。
前述的实施例能够以各种方式实现。例如，可以如下地解释。假设高功率UE的调制阶数为M并且低功率UE的调制阶数为N，则NOMA星座可以具有M*N的调制阶数，其中存在(M*N)2个星座点。特别地，当在配置NOMA配置中使用上述比特级格雷转换器时，相邻的星座点可以具有不同的单个数位比特。
此外，当基于XNOR运算实现比特级格雷转换器时，NOMA星座可以生成与标准中定义的具有调制阶数M*N的星座相同的比特序列映射结果。然而，因为高功率UE的平均功率值与低功率UE的平均功率值不同，所以标准星座点之间的间距可能与NOMA星座点之间的不同。
NOMA星座可以具有M2个星座点组，M2个星座点组中的每一个具有N2个星座点。另外，(M+N)长度的比特序列被映射到每个星座点。在属于相同星座点组的N2星座点的情况下，高M个比特是相同的，并且低N个比特是不同的。
在这种情况下，考虑到高功率UE的平均功率2b2，可以调节M2个星座点组之间的间距(例如，组之间的间距＝d1*b，其中d1是具有M的调制阶数的星座的星座点之间的间距)。另外，考虑到低功率UE的平均功率2a2，可以调节属于同一组的N2个星座点之间的间距(例如，星座点之间的间距＝d2*a，其中d2是具有调制阶数N的星座的星座点之间的间距)。
同时，当用于NOMA星座点的比特序列映射被保持为与标准中定义的调制映射方案相同时(例如，当比特级格雷转换器使用XNOR运算时)，I和Q的值可以从标准中定义的调制映射表获得，并且最后的NOMA调制符号x可以表示为如等式15所示。
[等式15]
x＝I*f1+jQ*f2
在等式15中，f1和f2是由高功率UE的功率相关的参数(或从eNB用信号发送的参数1)和低功率UE的功率相关参数(或从eNB用信号发送的参数2)中的至少一个所确定的值或函数。
同时，从接收器的角度来看，当用于NOMA星座点的比特序列映射与标准中定义的调制映射方案相同时，低功率UE可以被考虑对NOMA星座(或具有调制阶为M*N的星座)执行N2个星座点(或星座组)的采样。例如，可以在(M*N)2个星座点当中的N2个星座点上执行采样。在这种情况下，可以基于用于高功率UE的信号确定要采样的N2个星座点。例如，可以对M2个星座点组当中属于检测到用于高功率UE的信号的组的N2个星座点执行采样。UE能够通过仅使用在采样的N2个星座点的比特序列中的低N个比特(或丢弃高M个比特)来解调和解码用于低功率UE的信号。
图19是用于解释根据本发明实施例的发送或接收信号的方法的图。为了避免冗余描述，在此将不描述前述的特征。在图19中，为了简单起见未图示第二UE。
参考图19，第一UE向eNB发送信道状态信息(CSI)[1905]。虽然在附图中未被图示，但是第二UE也可以向eNB发送CSI。
eNB可以将第一和第二UE配置为NOMA对。在这种情况下，可以基于从第一和第二UE接收到的CSI配置NOMA对。例如，eNB可以通过确定是否将相同的波束成形应用于第一和第二UE来将第一UE和第二UE配置为NOMA对。此外，当第一和第二UE属于相同的NOMA对时，可以应用相同的波束图案，并且第一和第二UE的下行链路发射功率之间的差可以等于或大于预定阈值。
eNB可以通过考虑属于相同NOMA对的第一和第二UE中的每一个的下行链路发射功率和调制阶数来确定NOMA星座。在这种情况下，NOMA星座中的相邻NOMA星座点的比特序列可以被配置为具有不同的单个数位比特。另外，基于用于第一UE的下行链路发射功率和用于第二UE的下行链路发射功率的组合确定NOMA星座点的复坐标(I，Q)。
被映射到每个NOMA星座点的具有(M+N)的长度的比特序列中的低N个比特(c1c2..cN)(例如，通过改变第一UE的比特序列获得的结果)能够如等式16中所示被定义。然而，根据本发明的另一实施例，比特序列c1c2..cN可以被用作(M+N)长度比特序列的高N个比特。
[等式16]
Figure BDA0001402374570000371
Figure BDA0001402374570000372
ci＝bi(3≤i≤N)
在等式16中，
Figure BDA0001402374570000373
和
Figure BDA0001402374570000374
是预定的逐比特运算，“b1b2...bN”是用于第一UE的比特序列，“a1a2...aM”是用于第二UE的比特序列，“M”是第二UE的调制阶数，并且“N”是第一UE的调制阶数。另外，
Figure BDA0001402374570000375
也可以是异或(XOR)或异或非(XNOR)运算，并且
Figure BDA0001402374570000376
可以是异或(XOR)或异或非(XNOR)运算。
Figure BDA0001402374570000377
和
Figure BDA0001402374570000378
可能是相同或不同的逐比特运算。(M+N)长度的比特序列中的剩余M个比特可以被配置为与第二UE的比特序列“a1a2...aM”相同。
NOMA星座包括M2个星座点组，每个具有N2个星座点。在这种情况下，“N”可以是第一UE的调制阶数并且“M”可以是第二UE的调制阶数。可以基于用于第一UE的下行链路发射功率确定属于相同星座点组的N2个星座点之间的间距，并且可以基于第二UE的下行链路发射功率来确定M2个星座点组的中心之间的间距。
eNB对通过使用NOMA星座叠加用于第一和第二UE的信号而获得的NOMA信号进行编码和调制[1915]。
其后，eNB发送NOMA信号[1920]。
同时，eNB可以向第一和第二UE中具有较低下行链路发射功率的UE用信号发送关于具有较高下行链路发射功率的另一个UE的调制阶数和下行链路发射功率的信息。
第一UE解调并且解码NOMA信号[1925]。例如，第一UE使用考虑到用于第二UE的下行链路发射功率和调制阶数而配置的NOMA星座的至少一部分从NOMA信号中执行用于第一UE的信号的解调。
此外，第一UE可以通过构造整个NOMA星座以最大似然(ML)方式执行解调，或者通过重构对应于NOMA星座的一部分的星座点以连续干扰消除(SIC)方式来执行解调。
同时，第一UE可以向eNB发送关于其自身使用的接收器的类型的信息。类似地，可以将关于其自身使用的接收器的类型的信息发送到eNB。接收器类型可以包括最大似然(ML)类型和连续干扰消除(SIC)类型中的至少一种。另外，基于关于从第一UE和/或第二UE(例如，属于相同的NOMA对的对等UE)接收到的接收器类型的信息eNB可以确定要被发送到第一/或第二UE的信息。
第一UE可以使用与用于第二UE的调制阶数对应的第一星座对用于第二UE的信号进行解调。使用通过解调用于第二UE的信号获得的结果，第一UE可以从NOMA信号中消除用于第二UE的信号。其后，第一UE可以使用消除后的剩余信号和对应于用于第一UE的调制阶数的第二星座对用于第一UE的信号进行解调和解码。
第一UE可以在第二UE的比特序列的奇数索引比特之间的XNOR运算的结果与对应于第一UE的调制阶数的参考星座的比特序列的各个第一比特之间执行XNOR运算。此外，第一UE可以在第二UE的比特序列的偶数索引比特之间的XNOR运算结果与参考星座的比特序列的各个第二比特之间执行XNOR运算。第一UE能够通过将对于各个第一比特的XNOR运算的结果和对于各个第二比特的XNOR运算的结果插入参考星座来生成第二星座。
根据本发明的实施例的装置
图20是根据本发明的一个实施例的用户设备和传输点的图。在图20中示出的用户设备和传输点能够执行前述的实施例。
参考图20，传输点10能够包括接收模块11、发送模块12、处理器13、存储器14以及多个天线15。多个天线15对应于支持MIMO发送和接收的传输点。接收模块11能够在UL中从用户设备接收各种信号、数据以及信息。发送模块12能够在DL中向用户设备发送各种信号、数据以及信息。处理器13能够控制传输点装置10的整体操作。
传输点10的处理器13能够处理对于前述的实施例中的每一个所必需的项目。
此外，传输点10的处理器13执行计算和处理由传输点10接收到的信息、要被发送到外部的信息等等的功能。存储器14能够在规定的时间内存储处理的信息并且能够被替换成诸如缓冲器(未被描述)的配置元件。
参考图20，用户设备20能够包括接收模块21、发送模块22、处理器23、存储器24以及多个天线25。多个天线25对应于支持MIMO发送和接收的传输点。接收模块21能够在DL中从基站或者D2D UE接收各种信号、数据以及信息。发送模块22能够在UL中向基站或者D2DUE发送各种信号、数据以及信息。处理器23能够控制用户设备1420的整体操作。
用户设备20的处理器23能够处理对于前述的实施例中的每一个所必需的项目。
此外，用户设备20的处理器23执行计算和处理由用户设备1420接收到的信息、要被发送到外部的信息等等的功能。存储器1424能够在规定的时间内存储处理的信息并且能够被替换成诸如缓冲器(未被描述)的配置元件。
对于用户设备和传输点的具体配置，在本发明的各种实施例中前面所提及的项目能够被独立地应用或者两个或者更多个实施例能够被同时应用。为了清楚起见，省略关于与前述内容重叠的内容的解释。
并且，在解释图20中，如果中继变成从传输点10的下行链路传输实体或者到传输点的上行链路接收实体，或者中继变成从UE的下行链路接收实体或者到UE的上行链路传输实体，则经由本发明的各种实施例本发明的原理也能够被同等地应用于中继。
通过各种手段，例如，硬件、固件、软件或者其组合可以实施本发明的实施例。
在硬件配置中，可以通过一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现根据本发明的示例性实施例的方法。
在固件或者软件配置中，可以以模块、过程、函数等等的形式实现本发明的实施例。软件代码可以被存储在存储器单元中并且通过处理器执行。存储器单元位于处理器的内部或者外部，并且可以经由各种已知的装置将数据发送到处理器和从处理器接收数据。
如在前述的描述中所提及的，本发明的优选实施例的详细描述被提供以由本领域的技术人员来实现。虽然参考其优选实施例在此已经描述和图示了本发明，但是对于本领域的技术人员来说显然的是，在不脱离本发明的精神和范围的情况下能够在本发明中进行各种修改和变化。因此，本发明旨在覆盖落入随附的权利要求和它们的等同物的范围内的本发明的修改和变化。因此，在此公开的实施例不限制本发明并且本发明旨在给出匹配在此公开的原理和新特征的最广的范围。
虽然在此参考其优选实施例已经描述和图示了本发明，但是对于本领域内的技术人员来说显然的是，在不偏离本发明的精神和范围的情况下，能够对本发明进行各种修改和变化。因此，本发明旨在覆盖落入随附的权利要求和它们的等同物的范围内的本发明的修改和变化。并且，显然可理解的是，通过将在随附的权利要求中不具有显式引用关系的权利要求组合在一起来配置实施例或者实施例能够在提交申请之后通过修改被包括作为新的权利要求。
工业实用性
如在前述的描述中所提及的，本发明的实施例可适用于各种移动通信系统。

Claims (11)

1.一种在支持非正交多址(NOMA)的无线通信系统中由第一用户设备(UE)接收信号的方法，所述方法包括：
接收NOMA信号，在所述NOMA信号中用于所述第一UE的信号和用于第二UE的信号被叠加，所述第一UE和所述第二UE属于相同的NOMA对；以及
使用基于所述第二UE的下行链路发射功率和调制阶数而配置的NOMA星座的至少一部分，从所述NOMA信号中解调用于所述第一UE的信号，
其中，在所述NOMA星座中彼此相邻的NOMA星座点的比特序列之间仅不同地配置比特，并且
其中，基于用于所述第一UE的下行链路发射功率和用于所述第二UE的下行链路发射功率的组合确定NOMA星座点的复坐标(I，Q)，以及
其中，根据下述等式定义映射到所述NOMA星座点的每一个的具有(M+N)的长度的比特序列中的高或低N个比特(c1c2..cN)：
[等式]
Figure FDA0002402191340000011
Figure FDA0002402191340000012
ci＝bi(3≤i≤N)，
其中
Figure FDA0002402191340000013
和
Figure FDA0002402191340000014
是相同或不同的预定的逐比特运算，“b1b2...bN”是用于所述第一UE的比特序列，“a1a2...aM”是用于所述第二UE的比特序列，“M”是所述第二UE的调制阶数，并且“N”是所述第一UE的调制阶数，以及
其中，所述(M+N)长度比特序列中的剩余的M个比特被配置为与所述第二UE的比特序列“a1a2...aM”相同，并且
其中，所述预定的逐比特运算包括异或(XOR)运算和异或非(XNOR)运算中的至少一个。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，解调用于所述第一UE的信号包括：通过构造整个NOMA星座以最大似然(ML)方式解调用于所述第一UE的信号，或者通过重构对应于所述NOMA星座的一部分的星座点以连续干扰消除(SIC)方案解调用于所述第一UE的信号。
3.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
使用与用于所述第二UE的调制阶数对应的第一星座，对用于所述第二UE的信号进行解调；
使用通过解调用于所述第二UE的信号获得的结果，从所述NOMA信号中消除用于所述第二UE的信号；以及
使用消除后的剩余信号和对应于用于所述第一UE的调制阶数的第二星座，对用于所述第一UE的信号进行解调和解码。
4.根据权利要求3所述的方法，进一步包括：
在所述第二UE的比特序列的奇数索引比特的XNOR运算的结果和与所述第一UE的调制阶数相对应的参考星座的比特序列的各个第一比特之间执行异或非(XNOR)运算；
在所述第二UE的比特序列的偶数索引比特的XNOR运算的结果和所述参考星座的比特序列的各个第二比特之间执行XNOR运算；以及
通过将对于各个第一比特的XNOR运算的结果和对于各个第二比特的XNOR运算的结果插入到所述参考星座图中生成第二星座。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述NOMA星座包括M2个星座点组，每个具有N2个星座点，其中“N”是所述第一UE的调制阶数，“M”是所述第二UE的调制阶数，并且
其中，基于用于所述第一UE的下行链路发射功率确定属于相同星座点组的N2个星座点之间的间距，并且基于所述第二UE的下行链路发射功率确定在所述M2个星座点组的中心之间的间距。
6.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
将关于所述第一UE的接收器类型的信息发送到基站，
其中，所述接收器类型包括最大似然(ML)类型和连续干扰消除(SIC)类型中的至少一种。
7.一种在支持非正交多址(NOMA)的无线通信系统中接收信号的第一用户设备(UE)，所述第一UE包括：
接收器，所述接收器被配置成接收NOMA信号，在所述NOMA信号中用于所述第一UE的信号和用于第二UE的信号被叠加，所述第一UE和所述第二UE属于相同的NOMA对；和
处理器，所述处理器被配置成使用考虑到用于所述第二UE的下行链路发射功率和调制阶数而配置的NOMA星座的至少一部分从所述NOMA信号中解调用于所述第一UE的信号，
其中，在所述NOMA星座中彼此相邻的NOMA星座点的比特序列之间仅不同地配置对应于一个数位的比特，并且
其中，基于用于所述第一UE的下行链路发射功率和用于所述第二UE的下行链路发射功率的组合确定NOMA星座点的复坐标(I，Q)，以及
其中，根据下述等式定义映射到所述NOMA星座点的每一个的具有(M+N)的长度的比特序列中的高或低N个比特(c1c2..cN)：
[等式]
Figure FDA0002402191340000031
Figure FDA0002402191340000032
ci＝bi(3≤i≤N)，
其中
Figure FDA0002402191340000033
和
Figure FDA0002402191340000034
是相同或不同的预定的逐比特运算，“b1b2...bN”是用于所述第一UE的比特序列，“a1a2...aM”是用于所述第二UE的比特序列，“M”是所述第二UE的调制阶数，并且“N”是所述第一UE的调制阶数，以及
其中，所述(M+N)长度比特序列中的剩余的M个比特被配置为与所述第二UE的比特序列“a1a2...aM”相同，并且
其中，所述预定的逐比特运算包括异或(XOR)运算和异或非(XNOR)运算中的至少一个。
8.一种在支持非正交多址(NOMA)的无线通信系统中由基站(BS)发送信号的方法，所述方法包括：
通过考虑用于属于相同NOMA对的第一用户设备(UE)和第二UE中的每一个的下行链路发射功率和调制阶数来确定NOMA星座；
使用所述NOMA星座调制NOMA信号，在所述NOMA信号中用于所述第一UE的信号和用于所述第二UE的信号被叠加；以及
发送所述NOMA信号，
其中，在所述NOMA星座中彼此相邻的NOMA星座点的比特序列之间仅不同地配置对应于一个数位的比特，并且
其中，基于用于所述第一UE的下行链路发射功率和用于所述第二UE的下行链路发射功率的组合确定NOMA星座点的复坐标(I，Q)，以及
其中，根据下述等式定义映射到所述NOMA星座点的每一个的具有(M+N)的长度的比特序列中的高或低N个比特(c1c2..cN)：
[等式]
Figure FDA0002402191340000041
Figure FDA0002402191340000042
ci＝bi(3≤i≤N)，
其中
Figure FDA0002402191340000043
和
Figure FDA0002402191340000044
是相同或不同的预定的逐比特运算，“b1b2...bN”是用于所述第一UE的比特序列，“a1a2...aM”是用于所述第二UE的比特序列，“M”是所述第二UE的调制阶数，并且“N”是所述第一UE的调制阶数，以及
其中，所述(M+N)长度比特序列中的剩余的M个比特被配置为与所述第二UE的比特序列“a1a2...aM”相同，并且
其中，所述预定的逐比特运算包括异或(XOR)运算和异或非(XNOR)运算中的至少一个。
9.根据权利要求8所述的方法，
其中，所述NOMA星座包括M2个星座点组，每个具有N2个星座点，其中“N”是所述第一UE的调制阶数，“M”是所述第二UE的调制阶数，并且
其中，基于用于所述第一UE的下行链路发射功率确定属于相同星座点组的N2个星座点之间的间距，并且基于所述第二UE的下行链路发射功率确定在所述M2个星座点组的中心之间的间距。
10.根据权利要求8所述的方法，
其中，将相同的波束图案应用于属于相同NOMA对的所述第一UE和所述第二UE，并且
其中，所述第一UE和所述第二UE的下行链路发射功率之间的差等于或大于预定阈值。
11.根据权利要求8所述的方法，进一步包括：
向在所述第一UE和所述第二UE当中具有较低的下行链路发射功率的UE用信号发送关于具有较高下行链路发射功率的另一个UE的调制阶数和下行链路发射功率的信息。
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