KR101443600B1

KR101443600B1 - 상향링크 제어정보 전송방법 및 사용자기기

Info

Publication number: KR101443600B1
Application number: KR1020137005548A
Authority: KR
Inventors: 이문일; 장지웅; 정재훈; 한승희; 고현수
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2010-09-20
Filing date: 2011-09-20
Publication date: 2014-09-23
Also published as: WO2012039571A2; KR20130073935A; US9166758B2; WO2012039571A3; US20130163521A1

Abstract

본 발명의 UE는 3-비트 이상의 상향링크 제어정보를 1-비트 혹은 2-비트씩 변조하여 BS에 전송한다. 이때, 상기 UE는 상기 상향링크 제어정보와 함께 다중화되는 데이터의 변조차수에 관계없이, 1-비트 혹은 2-비트의 각 서브 상향링크 제어정보를 코너 성상 포인트들 중 하나에 맵핑한다. 상기 코너 성상 포인트들은 변조차수에 따른 복수의 성상 포인트들 중 유클리디언 거리가 최대인 포인트들이다.

Description

상향링크 제어정보 전송방법 및 사용자기기{METHOD AND USER EQUIPMENT FOR TRANSMITTING UPLINK CONTROL INFORMATION}

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 상향링크 제어정보를 전송하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

무선 통신 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선통신 시스템은 가용한 시스템 자원(대역폭, 전송 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중 접속(multiple access) 시스템이다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템, FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다.

무선 통신 기술의 발전에 따라, 전송될 수 있는 데이터 양이 증가하고 있으며, 데이터 전송과 연관된 제어정보의 양도 증가하고 있다. 이에 따라, 증가된 제어정보를 효율적으로 전송하기 위한 방안이 요구된다.

본 발명은 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어정보를 전송하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 일정 비트수 이상의 상향링크 제어정보가 효과적으로 사용자기기로부터 기지국으로 전송될 수 있는 방안을 제시한다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하의 발명의 상세한 설명으로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

따라서, 본 발명은 상향링크 제어 정보를 전송하는 방법 및 사용자기기와, 상향링크 제어 정보를 수신하는 방법 및 기지국을 제공한다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 일 양상으로, 무선통신시스템에서 사용자기기가 n-비트(여기서, n은 3이상인 양의 정수)의 상향링크 제어정보를 기지국에 전송함에 있어서, 상기 n-비트의 상향링크 제어정보를 ceiling(n/2)개의 서브그룹으로 분할하는 단계; 상기 서브그룹 각각을 상호 직교하는 4개의 변조심볼 중 하나로 맵핑하되, 상기 4개의 변조심볼은 변조차수(modulation order)에 따른 복수의 변조심볼들 중 유클리디언(Euclidean) 거리가 가장 큰 복조 심볼들인, 단계; 상기 맵핑된 상향링크 제어정보를 상기 기지국에 전송하는 단계를 포함하는, 상향링크 제어정보 전송방법이 제공된다.

본 발명의 다른 양상으로, 무선통신시스템에서 사용자기기가 n-비트(여기서, n은 3이상인 양의 정수)의 상향링크 제어정보를 기지국에 전송함에 있어서, 송신기; 및 상기 송신기와 전기적으로 연결되어 상기 송신기를 제어하도록 구성된 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는, 상기 n-비트의 상향링크 제어정보를 ceiling(n/2)개의 서브그룹으로 분할하고; 상기 서브그룹 각각을 상호 직교하는 4개의 변조심볼 중 하나로 맵핑하되, 상기 4개의 변조심볼은 변조차수(modulation order)에 따른 복수의 변조심볼들 중 유클리디언(Euclidean) 거리가 가장 큰 복조 심볼들이며; 상기 맵핑된 상향링크 제어정보를 상기 기지국에 전송하도록 상기 송신기를 제어하는, 사용자기기가 제공된다.

본 발명의 각 양상에 있어서, 상기 사용자기기는 상향링크 데이터를 상기 상향링크 제어정보와 다중화하되, 상기 상향링크 데이터의 변조차수와 관계없이 상기 서브그룹 각각을 상기 4개의 변조심볼 중 하나로 맵핑할 수 있다.

본 발명의 각 양상에 있어서, 상기 4개의 변조심볼은, 상기 복수의 변조심볼들에 각각 대응하는 신호 성상(constellation) 상의 복수의 포인트들 중에서, 코너(corner)에 위치하는 4개 코너 포인트에 각각 대응할 수 있다.

본 발명의 각 양상에 있어서, 상기 사용자기기는 상기 서브그룹 각각을 상기 상향링크 데이터의 변조차수에 맞춰 채널부호화할 수 있으며, 상기 채널부호화된 서브그룹 각각을 상기 4개의 변조심볼 중 하나로 맵핑할 수 있다.

본 발명의 각 양상에 있어서, 상기 상향링크 데이터의 변조차수는 QPSK, 16QAM, 64QAM 중 하나일 수 있다.

상기 과제 해결방법들은 본 발명의 실시예들 중 일부에 불과하며, 본원 발명의 기술적 특징들이 반영된 다양한 실시예들이 당해 기술분야의 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하 상술할 본 발명의 상세한 설명을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다.

본 발명에 의하면, 큰 비트수를 갖는 상향링크 제어정보의 전송 오류율이 낮아지게 된다.

또한, 본 발명에 의하면, 상향링크 제어정보의 전송 오류가 발생하더라도, 상향링크 제어정보 전부가 손실되는 상황을 방지할 수 있다.

본 발명에 따른 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 효과는 이하의 발명의 상세한 설명으로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 본 발명을 수행하는 사용자기기(UE) 및 기지국(BS)의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
도 2는 사용자기기(UE) 및 기지국(BS) 내 송신기 구조의 일 예를 도시한 것이다.
도 3은 무선 통신 시스템에서 DL/UL 슬롯 구조의 일례를 나타낸 것이다.
도 4는 UL-SCH 데이터와 제어 정보의 처리 과정을 예시한다.
도 5는 코너 성상 포인트들을 예시한 것이다.
도 6은 단위 전력 기반 코너 성상 맵핑 실시예를 나타낸 것이다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.

또한, 이하에서 설명되는 기법(technique) 및 장치, 시스템은 다양한 무선 다중 접속 시스템에 적용될 수 있다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템, FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템, MC-FDMA(multi carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다. CDMA는 UTRA (Universal Terrestrial Radio Access) 또는 CDMA2000과 같은 무선 기술(technology)에서 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communication), GPRS(General Packet Radio Service), EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution) 등과 같은 무선 기술에서 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11(Wi-Fi), IEEE 802.16(WiMAX), IEEE802-20, E-UTRA(evolved-UTRA) 등과 같은 무선 기술에서 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunication System)의 일부이며, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA를 이용하는 E-UMTS의 일부이다. 3GPP LTE는 하향링크에서는 OFDMA를 채택하고, 상향링크에서는 SC-FDMA를 채택하고 있다. LTE-A(LTE-advanced)는 3GPP LTE의 진화된 형태이다. 설명의 편의를 위하여, 이하에서는 본 발명이 3GPP LTE/LTE-A에 적용되는 경우를 가정하여 설명한다. 그러나, 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명이 이동통신 시스템이 3GPP LTE/LTE-A 시스템에 대응하는 이동통신 시스템을 기초로 설명되더라도, 3GPP LTE/LTE-A에 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

본 발명에 있어서, 사용자기기(UE: User Equipment)는 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, 기지국과 통신하여 사용자데이터 및/또는 각종 제어정보를 송수신하는 각종 기기들이 이에 속한다. UE는 단말(Terminal Equipment), MS(Mobile Station), MT(Mobile Terminal), UT(User Terminal), SS(Subscribe Station), 무선기기(wireless device), PDA(Personal Digital Assistant), 무선 모뎀(wireless modem), 휴대기기(handheld device) 등으로 불릴 수 있다. 또한, 본 발명에 있어서, 기지국(Base Station, BS)은 일반적으로 UE 및/또는 다른 BS와 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, UE 및 타 BS과 통신하여 각종 데이터 및 제어정보를 교환한다. BS는 eNB(evolved-NodeB), BTS(Base Transceiver System), 엑세스 포인트(Access Point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.

본 발명에서, 특정 신호가 프레임/서브프레임/슬롯/반송파/부반송파에 할당된다는 것은, 상기 특정 신호가 해당 프레임/서브프레임/슬롯/심볼의 기간/타이밍 동안 해당 반송파/부반송파를 통해 전송되는 것을 의미한다.

본 발명에서 프레임이라 함은 몇몇 물리 레이어(PHY) 표준에 의해 사용되는 고정된 지속시간(duration)을 갖는 구조화된 데이터 시퀀스를 의미한다. 한 개의 프레임은 소정 개수의 서브프레임을 포함할 수 있으며, 한 개의 서브프레임은 하나 이상의 슬롯을 포함할 수 있다. 한 개의 서브프레임/슬롯은 시간 도메인에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 한 개의 서브프레임이 각각 7개의 OFDM 심볼을 포함하는 2개의 슬롯으로 구성될 수 있다. 프레임 당 서브프레임의 개수, 서브프레임 당 슬롯의 개수, 슬롯 당 OFDM 심볼의 개수는 해당 시스템의 물리 표준에 따라 정해지게 된다.

본 발명에서 랭크 혹은 전송랭크라 함은 일 OFDM 심볼 혹은 일 데이터 RE(Resource Element) 상에 다중화된/할당된 레이어의 개수를 의미한다.

본 발명에서 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel)/PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel) 각각 UCI(Uplink Control Information)/상향링크 데이터를 나르는 자원요소의 집합을 의미한다. 본 발명에서 UE가 PUCCH/PUSCH를 전송한다는 표현은, 각각, PUSCH/PUCCH 상에서 상향링크 제어정보/상향링크 데이터 신호를 전송한다는 것과 동일한 의미로 사용된다.

한편, 본 발명에서, 특정 정보를 특정 성상 포인트에 맵핑(mapping)한다는 것은 상기 특정 정보를 특정 복소변조심볼로 맵핑한다는 것과 동일한 의미로 사용된다. 또한, 특정 정보를 특정 복소변조심볼로 맵핑한다는 것은 상기 특정 정보를 상기 특정 복소변조심볼로 변조한다는 것과 동일한 의미로 사용된다.

도 1은 본 발명을 수행하는 사용자기기(UE) 및 기지국(BS)의 구성요소를 나타내는 블록도이다.

UE는 상향링크에서는 송신장치로 동작하고 하향링크에서는 수신장치로 동작한다. 이와 반대로, BS는 상향링크에서는 수신장치로 동작하고, 하향링크에서는 송신장치로 동작할 수 있다.

UE 및 BS는 정보 및/또는 데이터, 신호, 메시지 등을 수신할 수 있는 안테나 (500a, 500b)와, 안테나를 제어하여 메시지를 전송하는 송신기(Transmitter; 100a, 100b), 안테나를 제어하여 메시지를 수신하는 수신기(Receiver; 300a, 300b), 무선통신 시스템 내 통신과 관련된 각종 정보를 저장하는 메모리(200a, 200b)를 포함한다. 또한, UE 및 BS는 UE 또는 BS에 포함된 송신기 및 수신기, 메모리 등의 구성요소와 동작적으로 연결되어, 상기 구성요소를 제어하여 본 발명을 수행하도록 구성된 프로세서(400a, 400b)를 각각 포함한다. 상기 UE 내 송신기(100a), 수신기(300a), 메모리(200a), 프로세서(400a)는 각각 별개의 칩(chip)에 의해 독립된 구성요소로서 구현될 수도 있고, 둘 이상이 하나의 칩(chip)에 의해 구현될 수도 있다. 마찬가지로, 상기 BS 내 송신기(100b), 수신기(300b), 메모리(200b), 프로세서(400b)는 각각 별개의 칩(chip)에 의해 독립된 구성요소로서 구현될 수도 있고, 둘 이상이 하나의 칩(chip)에 의해 구현될 수도 있다. 송신기와 수신기가 통합되어 UE 또는 BS 내에서 한 개의 송수신기(transceiver)로 구현될 수도 있다.

안테나(500a, 500b)는 송신기(100a, 100b)에서 생성된 신호를 외부로 전송하거나, 외부로부터 무선 신호를 수신하여 수신기(300a, 300b)로 전달하는 기능을 수행한다. 안테나(500a, 500b)는 안테나 포트로 불리기도 한다. 각 안테나 포트는 하나의 물리 안테나에 해당하거나 하나보다 많은 물리 안테나 요소(element)의 조합에 의해 구성될 수 있다. 각 안테나 포트로부터 전송된 신호는 UE 내 수신기(300a)에 의해 더 이상 분해될 수 없다. 해당 안테나 포트에 대응하여 전송된 참조신호는 UE의 관점에서 본 안테나 포트를 정의하며, 채널이 일 물리 안테나로부터의 단일(single) 무선 채널인지 혹은 상기 안테나 포트를 포함하는 복수의 물리 안테나 요소(element)들로부터의 합성(composite) 채널인지에 관계없이, 상기 UE로 하여금 상기 안테나 포트에 대한 채널 추정을 가능하게 한다. 즉, 안테나 포트는 상기 안테나 포트 상의 심볼을 전달하는 채널이 상기 동일 안테나 포트 상의 다른 심볼이 전달되는 상기 채널로부터 도출될 수 있도록 정의된다. 다수의 안테나를 이용하여 데이터를 송수신하는 다중 입출력(Multi-Input Multi-Output, MIMO) 기능을 지원하는 송수신기의 경우에는 2개 이상의 안테나와 연결될 수 있다.

프로세서(400a, 400b)는 통상적으로 UE 또는 BS 내 각종 모듈의 전반적인 동작을 제어한다. 특히, 프로세서(400a, 400b)는 본 발명을 수행하기 위한 각종 제어 기능, 서비스 특성 및 전파 환경에 따른 MAC(Medium Access Control) 프레임 가변 제어 기능, 유휴모드 동작을 제어하기 위한 전력절약모드 기능, 핸드오버(Handover) 기능, 인증 및 암호화 기능 등을 수행할 수 있다. 프로세서(400a, 400b)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 불릴 수 있다. 한편, 프로세서(400a, 400b)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명을 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(400a, 400b)에 구비될 수 있다. 한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(400a, 400b) 내에 구비되거나 메모리(200a, 200b)에 저장되어 프로세서(400a, 400b)에 의해 구동될 수 있다.

송신기(100a, 100b)는 프로세서(400a, 400b) 또는 상기 프로세서와 연결된 스케줄러로부터 스케줄링되어 외부로 전송될 신호 및/또는 데이터에 대하여 소정의 부호화(coding) 및 변조(modulation)를 수행한 후 안테나(500a, 500b)에 전달한다. 예를 들어, 송신기(100a, 100b)는 전송하고자 하는 데이터 열을 역다중화 및 채널 부호화, 변조과정 등을 거쳐 K개의 레이어로 변환한다. 상기 K개의 레이어는 송신기 내 송신처리기를 거쳐 송신 안테나(500a, 500b)를 통해 전송된다.

수신기(300a, 300b)의 신호 처리 과정은 송신기의 신호 처리 과정의 역으로 구성된다. 구체적으로, 수신기(300a, 300b)는 외부에서 안테나(500a, 500b)를 통하여 수신된 무선 신호에 대한 복호(decoding) 및 복조(demodulation)를 수행하여 해당 프로세서(400a, 400b)로 전달한다. 상기 수신기(300a, 300b)에 연결된 안테나(500a, 500b)는 N_r개의 수신 안테나를 포함할 수 있으며, 수신 안테나를 통해 수신된 신호 각각은 기저대역 신호로 복원된 후 다중화 및 MIMO 복조화를 거쳐 송신기(100a, 100b)가 본래 전송하고자 했던 데이터열로 복원된다.

UE 및 BS의 송신기(100a, 100b) 및 수신기(300a, 300b)는 송신신호 및 수신신호를 처리하는 과정에 따라 다르게 구성될 수 있다.

메모리(200a, 200b)는 프로세서(400a, 400b)의 처리 및 제어를 위한 프로그램을 저장할 수 있고, 입출력되는 정보를 임시 저장할 수 있다. 메모리(200a, 200b)가 버퍼로서 활용될 수 있다. 메모리는 플래시 메모리 타입(flash memory type), 하드디스크 타입(hard disk type), 멀티미디어 카드 마이크로 타입(multimedia card micro type) 또는 카드 타입의 메모리(예를 들어, SD 또는 XD 메모리 등), 램(Random Access Memory, RAM), SRAM(Static Random Access Memory), 롬(Read-Only Memory, ROM), EEPROM(Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory), PROM(Programmable Read-Only Memory), 자기 메모리, 자기 디스크, 광디스크 등을 이용하여 구현될 수 있다.

도 2를 참조하면, UE 또는 BS 내 송신기(100a, 100b)는 스크램블러(301) 및 변조맵퍼(302), 레이어맵퍼(303), 프리코더(304), 자원요소맵퍼(305), OFDM 신호생성기(306)를 포함할 수 있다.

상기 송신기(100a, 100b)는 하나 이상의 코드워드(codeword)를 송신할 수 있다. 각 코드워드 내 부호화된 비트(coded bits)는 각각 상기 스크램블러(301)에 의해 스크램블링되어 물리채널 상에서 전송된다. 코드워드는 데이터열로 지칭되기도 하며, MAC 계층이 제공하는 데이터 블록과 등가이다. MAC 계층이 제공하는 데이터 블록은 전송 블록으로 지칭되기도 한다.

스크램블된 비트는 상기 변조맵퍼(302)에 의해 복소변조심볼(complex-valued modulation symbols)로 변조된다. 상기 변조맵퍼(302)는 상기 스크램블된 비트를 기결정된 변조 방식에 따라 변조하여 신호 성상(signal constellation) 상의 위치를 표현하는 복소변조심볼로 배치할 수 있다. 변조 방식(modulation scheme)에는 제한이 없으며, m-PSK(m-Phase Shift Keying) 또는 m-QAM(m-Quadrature Amplitude Modulation) 등이 상기 부호화된 데이터의 변조에 이용될 수 있다.

상기 복소변조심볼은 상기 레이어맵퍼(303)에 의해 하나 이상의 전송 레이어로 맵핑된다.

각 레이어 상의 복소변조심볼은 안테나 포트상에서의 전송을 위해 프리코더(304)에 의해 프리코딩된다. 구체적으로, 프리코더(304)는 상기 복소변조심볼을 다중 송신 안테나(500-1,..., 500-N_t)에 따른 MIMO 방식으로 처리하여 안테나 특정 심볼들을 출력하고 상기 안테나 특정 심볼들을 해당 자원요소맵퍼(305)로 분배한다. 즉, 전송 레이어의 안테나 포트로의 매핑은 프리코더(304)에 의해 수행된다. 프리코더(304)는 레이어맵퍼(303)의 출력 x를 N_t×M_t의 프리코딩 행렬 W와 곱해 N_t×M_F의 행렬 z로 출력할 수 있다.

상기 자원요소맵퍼(305)는 각 안테나 포트에 대한 복소변조심볼을 적절한 자원요소(resource elements)에 맵핑/할당한다. 상기 자원요소맵퍼(305)는 상기 각 안테나 포트에 대한 복소변조심볼을 적절한 부반송파에 할당하고, 사용자에 따라 다중화할 수 있다.

OFDM 신호생성기(306)는 상기 각 안테나 포트에 대한 복소변조심볼, 즉, 안테나 특정 심볼을 OFDM 또는 SC-FDM 방식으로 변조하여, 복소시간도메인(complex-valued time domain) OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 신호 또는 SC-FDM(Single Carrier Frequency Division Multiplexing) 심볼 신호를 생성한다. OFDM 신호생성기(306)는 안테나 특정 심볼에 대해 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)을 수행할 수 있으며, IFFT가 수행된 시간 도메인 심볼에는 CP(Cyclic Prefix)가 삽입될 수 있다. OFDM 심볼은 디지털-아날로그(digital-to-analog) 변환, 주파수 상향변환 등을 거쳐, 각 송신 안테나(500-1,...,500-N_t)를 통해 수신장치로 송신된다. OFDM 신호생성기(306)는 IFFT 모듈 및 CP 삽입기, DAC(Digital-to-Analog Converter), 주파수 상향 변환기(frequency uplink converter) 등을 포함할 수 있다.

한편, 상기 송신기(100a, 100b)가 코드워드의 송신에 SC-FDM 접속(SC-FDMA) 방식을 채택하는 경우, 상기 송신기(100a, 100b)는 이산푸리에변환기(Discrete Fourier Transform) 모듈(혹은 고속푸리에변환기(Fast Fourier Transform) 모듈)를 포함할 수 있다. 상기 이산푸리에변환기는 상기 안테나 특정 심볼에 DFT(Discrete Fourier Transform) 혹은 FFT(Fast Fourier Transform)(이하, DFT/FFT)를 수행하고, 상기 DFT/FFT된 심볼을 상기 자원요소맵퍼(305)에 출력한다.

수신기(300a, 300b)는 수신된 신호를 기저대역 신호로 복원하기 위한 신호복원기, 수신 처리된 신호를 결합하여 다중화하는 다중화기, 다중화된 신호열을 해당 코드워드로 복조하는 채널복조기를 포함할 수 있다. 상기 신호복원기 및 다중화기, 채널복조기는 이들의 기능을 수행하는 통합된 하나의 모듈 또는 각각의 독립된 모듈로 구성될 수 있다. 조금 더 구체적으로, 상기 신호복원기는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 ADC(analog-to-digital converter), 상기 디지털 신호로부터 CP를 제거하는 CP 제거기, CP가 제거된 신호에 FFT(fast Fourier transform)를 적용하여 주파수 도메인 심볼을 출력하는 FFT 모듈, 상기 주파수 도메인 심볼을 안테나 특정 심볼로 복원하는 자원요소디맵퍼(resource element demapper)/등화기(equalizer)를 포함할 수 있다. 상기 안테나 특정 심볼은 다중화기에 의해 전송레이어로 복원되며, 상기 전송레이어는 채널복조기에 의해 송신장치가 전송하고자 했던 코드워드로 복원된다.

한편, 상기 수신기(300a, 300b)가 SC-FDMA 방식에 의해 전송된 신호를 수신하는 경우, 상기 수신기는(300a, 300b)는 역이산푸리에변환(Inverse Discrete Fourier Transform, IDFT) 모듈(혹은 IFFT 모듈)을 추가로 포함한다. 상기 IDFT/IFFT 모듈은 자원요소디맵퍼에 의해 복원된 안테나 특정 심볼에 IDFT/IFFT를 수행하여, IDFT/IFFT된 심볼을 다중화기에 출력한다.

참고로, 도 2에서 스크램블러(301) 및 변조맵퍼(302), 레이어맵퍼(303), 프리코더(304), 자원요소맵퍼(305), OFDM 신호생성기(306)가 송신기(100a, 100b)에 포함되는 것으로 설명하였으나, 송신장치의 프로세서(400a, 400b)가 스크램블러(301) 및 변조맵퍼(302), 레이어맵퍼(303), 프리코더(304), 자원요소맵퍼(305), OFDM 신호생성기(306)를 포함하도록 구성되는 것도 가능하다. 마찬가지로, 도 2에서는 신호복원기 및 다중화기, 채널복조기가 수신기(300a, 300b)에 포함되는 것으로 설명하였으나, 수신장치의 프로세서(400a, 400b)가 상기 신호복원기 및 다중화기, 채널복조기를 포함하도록 구성되는 것도 가능하다. 이하에서는 설명의 편의를 위하여, 스크램블러(301) 및 변조맵퍼(302), 레이어맵퍼(303), 프리코더(304), 자원요소맵퍼(305), OFDM 신호생성기(306)가(SC-FDMA방식의 경우는 DFT 모듈을 더 포함), 이들의 동작을 제어하는 프로세서(400a, 400b)와 분리된 송신기(100a, 100b)에 포함되고, 신호복원기 및 다중화기, 채널복조기가 이들의 동작을 제어하는 프로세서(400a, 400b)와는 분리된 수신기(300a, 300b)에 포함된 것으로 설명한다. 그러나, 스크램블러(301) 및 변조맵퍼(302), 레이어맵퍼(303), 프리코더(304), 자원요소맵퍼(305), OFDM 신호생성기(306)가 프로세서(400a, 400b)에 포함된 경우 및 신호복원기 및 다중화기, 채널복조기가(SC-FDMA방식의 경우는 IFFT 모듈을 더 포함), 프로세서(400a, 400b)에 포함된 경우에도 본 발명의 실시예들이 동일하게 적용될 수 있다.

도 3은 무선 통신 시스템에서 DL/UL 슬롯 구조의 일례를 나타낸 것이다. 특히, 도 3은 3GPP LTE/LTE-A 시스템의 자원격자(resource grid)의 구조를 나타낸다.안테나 포트당 1개의 자원격자가 있다.

도 3을 참조하면, 슬롯은 시간 도메인에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 도메인에서 다수의 자원블록(resource block, RB)을 포함한다. OFDM 심볼은 일 심볼 구간을 의미하기도 한다. 자원블록은 주파수 도메인에서 다수의 부반송파를 포함한다. OFDM 심볼은 다중 접속 방식에 따라 OFDM 심볼, SC-FDM 심볼 등으로 불릴 수 있다. 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 채널 대역폭, CP의 길이에 따라 다양하게 변경될 수 있다. 참고로, 하나의 OFDM 심볼과 하나의 부반송파로 구성된 자원을 자원요소(resource element, RE) 혹은 톤(tone)이라고 한다.

도 3을 참조하면, 각 슬롯에서 전송되는 신호는 N^DL ^/ ^UL _RBN^RB _sc개의 부반송파(subcarrier)와 N^DL ^/ ^UL _symb개의 OFDM 혹은 SC-FDM 심볼로 구성되는 자원격자(resource grid)로 표현될 수 있다. 여기서, N^DL _RB은 하향링크 슬롯에서의 자원블록(resource block, RB)의 개수를 나타내고, N^UL _RB은 상향링크 슬롯에서의 RB의 개수를 나타낸다. N^DL _RB와 N^UL _RB은 하향링크 전송 대역폭과 상향링크 전송 대역폭에 각각 의존한다. 각 OFDM 심볼은, 주파수 도메인에서, N^DL ^/ ^UL _RBN^RB _sc개의 부반송파를 포함한다. 일 반송파에 대한 부반송파의 개수는 FFT(Fast Fourier Transform) 크기에 따라 결정된다. 부반송파의 유형은 데이터 전송을 위한 데이터 부반송파, 참조신호의 전송 위한 참조신호 부반송파, 가드 밴드(guard band) 및 DC 성분을 위한 널 부반송파로 나뉠 수 있다. DC 성분을 위한 널 부반송파는 미사용인채 남겨지는 부반송파로서, OFDM 신호 생성과정에서 반송파 주파수(carrier frequency, f₀)로 맵핑된다. 반송파 주파수는 중심 주파수(center frequency)라고도 한다. N^DL _symb은 하향링크 슬롯 내 OFDM 혹은 SC-FDM 심볼의 개수를 나타내며, N^UL _symb은 상향링크 슬롯 내 OFDM 혹은 SC-FDM 심볼의 개수를 나타낸다. N^RB _sc는 하나의 RB를 구성하는 부반송파의 개수를 나타낸다.

다시 말해, 물리자원블록(physical resource block, PRB)는 시간 도메인에서 N^DL/UL _symb개의 연속하는 OFDM 심볼 혹은 SC-FDM 심볼로서 정의되며, 주파수 도메인에서 N^RB _sc개의 연속하는 부반송파에 의해 정의된다. 따라서, 하나의 PRB는 N^DL ^/ ^UL _symb×N^RB _sc개의 자원요소로 구성된다.

자원격자 내 각 자원요소는 일 슬롯 내 인덱스쌍 (k,1)에 의해 고유하게 정의될 수 있다. k는 주파수 도메인에서 0부터 N^DL ^/ ^UL _RBN^RB _sc-1까지 부여되는 인덱스이며, l은 시간 도메인에서 0부터 N^DL ^/ ^UL _symb-1까지 부여되는 인덱스이다.

UE로부터 BS로 전송되는 상향링크 제어정보(uplink control information, UCI)는 상향링크 서브프레임에서 제어채널 혹은 데이터 채널을 통해 전송된다. UCI가 데이터 채널을 통해 전송되는 경우, 상기 UCI는 상기 UE의 데이터와 다중화되어 전송되게 된다. 예를 들어, PUSCH 전송이 할당된 서브프레임에서 CQI(channel quality information), RI(rank informaion), PMI(precoding matrix information) 등과 같은 채널상태정보(channel state information, CSI) 전송 및/또는 ACK/NACK(Acknowledgement/Negative ACK)(이하, HARQ-ACK) 전송이 필요한 경우, UE는 데이터(예를 들어, UL-SCH 데이터)와 상기 CSI 및/또는 상기 HARQ-ACK을 다중화한 뒤 PUSCH를 통해 BS에 함께 전송할 수 있다.

도 4는 UL-SCH 데이터와 제어 정보의 처리 과정을 예시한다. UE는 다음과 같은 처리 과정을 거쳐 UL-SCH 데이터와 UCI를 다중화할 수 있다. 다음의 처리 과정(S100~S190)은 UE 프로세서(400a)에 의해 수행된다. 상기 UE 프로세서(400a)는 다음 각각의 처리 과정(S100~S190)에 대응하는 처리 블록(예를 들어, S120/S150/S160/S170에 대응하는 채널부호화(channel coding) 블록, S180에 대응하는 데이터 및 제어 다중화 블록, S190에 대응하는 채널 인터리버 등)을 포함할 수 있다.

도 4를 참조하면, 에러 검출을 위해 UL-SCH 전송 블록에 CRC(Cyclic Redundacy Check)가 부착된다(S100).

전체 전송 블록이 CRC 패리트 비트를 계산하기 위해 사용된다. 전송 블록의 비트는 a₀,a₁,a₂,a₃,...,a_A _-1이다. 패리티 비트는 p₀,p₁,p₂,p₃,...,p_L _-1이다. 전송 블록의 크기는 A이고, 패리티 비트의 개수는 L이다.

CRC가 부착된 전송 블록에는, 코드 블록 분할과 코드 블록 CRC 부착이 실행된다(S110). 코드 블록 분할에 대한 비트 입력은 b₀,b₁,b₂,b₃,...,b_B _-1이다. B는 전송 블록(CRC 포함)의 비트 수이다. 코드 블록 분할 이후의 비트는 c_r0,c_r1,c_r2,c_r3,...,c_r(Kr-1)이 된다. r은 코드 블록 번호를 나타내고(r=0,1,...,C-1). Kr은 코드블록 r의 비트 수를 나타낸다. C는 코드 블록의 총 개수를 나타낸다.

UL-SCH 데이터에 대한 채널부호화는 코드 블록 분할과 코드 블록 CRC 부착 이후에 실행된다 (S120). 채널부호화 이후의 비트는 d⁽ⁱ⁾ _r0,d⁽ⁱ⁾ _r1,d⁽ⁱ⁾ _r2,d⁽ⁱ⁾ _r3,...,d⁽ⁱ⁾ _r(Dr-1)이 된다. i=0,1,2이고, Dr은 코드 블록 r을 위한 i번째 부호화된 스트림의 비트 수를 나타낸다(즉, Dr = Kr + 4). UL-SCH 데이터의 채널부호화를 위해 터보 코딩이 사용될 수 있다.

UE는 채널부호화된 UL-SCH 데이터에 레이트 매칭을 수행한다(S130). 레이트 매칭 이후의 비트는 e_r0,e_r1,e_r2,e_r3,...,e_r ₍ _Er _-1)이 된다. Er은 r번째 코드 블록이 레이트 매칭된 이후의 비트 수이다.

UE는 레이트 매칭된 코드 블록들에 대해 코드 블록 연결을 수행한다(S140). 코드 블록 연결 이후 비트는 f₀,f₁,f₂,f₃,...,f_G _-1이 된다. G는 전송을 위한 부호화된 비트의 총 개수를 나타낸다. 제어 정보가 UL-SCH 전송과 다중화되는 경우, 제어 정보 전송에 사용되는 비트는 G에 포함되지 않는다. 따라서, f₀,f₁,f₂,f₃,...,f_G _- ₁는 UL-SCH 코드워드에 해당한다.

상향링크 제어정보의 경우, 채널 품질 정보(CQI 및/또는 PMI), RI 및 HARQ-ACK의 채널부호화가 각각 독립적으로 수행된다. UCI의 채널부호화는 각각의 제어정보를 위한 부호화된 심볼의 개수에 기초하여 수행된다. 예를 들어, 부호화된 심볼의 개수는 부호화된 제어 정보의 레이트 매칭에 사용될 수 있다. 부호화된 심볼의 개수는 이후의 과정에서 변조심볼의 개수, RE의 개수 등에 대응된다.

UE는 o₀,o₁,o₂,o₃,...,o_O _-1 입력 비트 시퀀스를 이용하여 CQI 및/또는 PMI의 채널부호화를 수행한다(S150). CQI 및/또는 PMI를 위한 채널부호화의 출력 비트 시퀀스는

가 된다. CQI 및/또는 PMI는 비트 수에 따라 작용되는 채널부호화 방식이 달라진다. 또한, CQI 및/또는 PMI는 비트 수에 따라 적용되는 채널부호화 방식이 달라진다. Q_CQI는 부호화된 비트의 총 개수를 나타낸다. 비트 시퀀스의 길이를 Q_CQI에 맞추기 위해, 부호화된 CQI/PMI는 레이트 매칭될 수 있다. Q_CQI=Q'_CQI×Q_m이고, Q'_CQI은 CQI를 위한 부호화된 심볼의 개수이며, Q_m은 변조차수(order)이다. Q_m은 UL-SCH 데이터의 변조차수와 동일하게 설정된다.

RI의 채널부호화는 입력 비트 시퀀스 [o₀ ^RI] 또는 [o₀ ^RI o₁ ^RI]를 이용하여 수행된다(S160). [o₀ ^RI] 또는 [o₀ ^RI o₁ ^RI]는 각각 1-비트와 2-비트 RI를 의미한다. 1-비트 RI의 경우, 반복(repetition) 코딩이 사용된다. 2-비트 RI의 경우 (3,2) 심플렉스 코드가 사용되고 부호화된 데이터는 순환 반복될 수 있다.

표 1은 1-비트 RI가 채널부호화되어 생성된 부호화된 RI의 예를 나타내고, 표 2는 2-비트 RI가 채널부호화되어 생성된 부호화된 RI의 예를 나타낸다.

Q_m	Encoded RI
2	[o₀ ^RI y]
4	[o₀ ^RI y x x]
6	[o₀ ^RI y x x x x]

Q_m	Encoded RI
2	[o₀ ^RI o₁ ^RI o₂ ^RI o₀ ^RI o₁ ^RI o₂ ^RI]
4	[o₀ ^RI o₁ ^RI x x o₂ ^RI o₀ ^RI x x o₁ ^RI o₂ ^RI x x]
6	[o₀ ^RI o₁ ^RI x x x x o₂ ^RI o₀ ^RI x x x x o₁ ^RI o₂ ^RI x x x x]

표 1 및 표 2에서, Q_m은 변조차수를 나타낸다. o₂ ^RI=(o₀ ^RI+o₁ ^RI)mod2이고, mod는 모듈로(modulo) 연산을 나타낸다. x와 y는 RI 비트를 스크램블 시에 RI 정보를 나르는 변조심볼의 유클리디언(Euclidean) 거리가 최대가 되도록 하기 위한 플레이스홀더(placeholder)이다. x와 y는 각각 0 또는 1의 값을 갖는다. 출력 비트 시퀀스

는 부호화된 RI 블록(들)의 결합에 의해 얻어진다. Q_RI는 부호화된 비트의 총 개수를 나타낸다. 부호화된 RI의 길이를 Q_RI에 맞추기 위해 마지막에 결합되는 부호화된 RI 블록은 일부분일 수 있다(즉, 레이트 매칭). Q_RI=Q'_RI×Q_m이고, Q'_RI은 RI를 위한 부호화된 심볼의 개수이며, Q_m은 변조차수(order)이다. Q_m은 UL-SCH 데이터의 변조차수와 동일하게 설정된다.

HARQ-ACK의 채널부호화는 입력 비트 시퀀스 [o₀ ^ACK], [o₀ ^ACK o₁ ^ACK] 또는 [o₀ ^ACK] 또는

를 이용하여 수행된다(S170). [o₀ ^ACK]와 [o₀ ^ACK o₁ ^ACK]는 각각 1-비트 HARQ-ACK과 2-비트 HARQ-ACK을 의미한다. 또한,

은 3-비트 이상의 정보로 구성된 HARQ-ACK을 의미한다. ACK은 1로 부호화되고, NACK은 0으로 부호화될 수 있다. 1-비트 HARQ-ACK의 겨우, 반복 코딩이 사용된다. 2-비트 HARQ-ACK의 경우 (3,2) 심플렉스 코드가 사용되어 부호화되고, 상기 부호화된 2-비트 HARQ-ACK은 순환 반복될 수 있다.

표 3은 채널부호화된 1-비트 HARQ-ACK의 예를 나타내며, 표 4는 채널부호화된 2-비트 HARQ-ACK의 예를 나타낸다.

Q_m	Encoded HARQ-ACK
2	[o₀ ^ACK y]
4	[o₀ ^ACK y x x]
6	[o₀ ^ACK y x x x x]

Q_m	Encoded HARQ-ACK
2	[o₀ ^ACK o₁ ^ACK o₂ ^ACK o₀ ^ACK o₁ ^ACK o₂ ^ACK]
4	[o₀ ^ACK o₁ ^ACK x x o₂ ^ACK o₀ ^ACK x x o₁ ^ACK o₂ ^ACK x x]
6	[o₀ ^ACK o₁ ^ACK x x x x o₂ ^ACK o₀ ^ACK x x x x o₁ ^ACK o₂ ^ACK x x x x]

표 3 및 표 4에서, Q_m은 변조차수를 나타낸다. 예를 들어, Q_m=2,4,6은 각각 QPSK, 16QAM 및 64QAM에 대응할 수 있다. o₀ ^ACK은 코드워드 0를 위한 HARQ-ACK 비트에 대응하고, o₁ ^ACK은 코드워드 1를 위한 HARQ-ACK 비트에 대응한다. o₂ ^ACK=(o₀ ^ACK+o₁ ^ACK)mod2이고, mod는 모듈로(modulo) 연산을 나타낸다. x와 y는 HARQ-ACK 비트를 스크램블 시에 HARQ-ACK 정보를 나르는 변조심볼의 유클리디언(Euclidean) 거리가 최대가 되도록 하기 위한 플레이스홀더(placeholder)이다. x와 y는 각각 0 또는 1의 값을 갖는다. Q_ACK는 부호화된 비트의 총 개수를 나타내며, 비트 시퀀스

는 부호화된 HARQ-ACK 블록(들)의 결합에 의해 얻어진다. 비트 시퀀스의 길이를 Q_ACK에 맞추기 위해 마지막에 결합되는 부호화된 HARQ-ACK 블록은 일부분일 수 있다(즉, 레이트 매칭). Q_ACK=Q'_ACK×Q_m이고, Q'_ACK은 HARQ-ACK을 위한 부호화된 심볼의 개수이며, Q_m은 변조차수(order)이다. Q_m은 UL-SCH 데이터의 변조차수와 동일하게 설정된다.

UE 내 데이터/제어 다중화 블록은 부호화된 UL-SCH 비트 f₀,f₁,f₂,f₃,...,f_G _- ₁와 부호화된 CQI/PMI 비트를

를 다중화하여 다중화된 비트 g₀,g₁,g₂,g₃,...,g_H'-1를 출력한다(S180). g_i는 길이 Q_m의 열(column) 벡터(i=0,...,H'-1)이다. H' = H/Q_m이며, H = (G + Q_CQI)이다. H는 UL-SCH 데이터와 CQI/PMI를 위해 할당된 부호화된 비트의 총 개수이다.

UE 내 채널 인터리버는 데이터/제어 다중화 블록의 출력인 g₀,g₁,g₂,g₃,...,g_H'-1와, 부화화된 RI인

와, 부호화된 HARQ-ACK인

를 인터리빙하여

를 출력한다(S190). 채널 인터리버는 PUSCH 전송을 위해 UL-SCH 데이터와 UCI를 다중화한다. 구체적으로, 채널 인터리버는 PUSCH 자원에 대응하는 채널 인터리버 행렬에 UL-SCH 데이터와 UCI를 맵핑한다. 채널 인터리빙이 수행되면, 채널 인터리버 행렬로부터 행-바이-행으로 독출된 비트 시퀀스

가 출력된다. 상기 독출된 비트 시퀀스는 도 3의 자원격자 상에 맵핑된다.

앞서 설명한 바와 같이, UE는 1-비트 혹은 2-비트 HARQ-ACK/RI를 부호화하고, 상기 부호화된 HARQ-ACK/RI를 해당 HARQ-ACK/RI를 나르는 변조심볼의 유클리디언 거리가 최대가 되도록 스크램블링한다. 이 경우, UE는 부호화된 1-비트 혹은 2-비트 HARQ-ACK/RI를 데이터에 대한 변조차수(Q_m)에 따른 변조심볼들에 각각 대응하는 신호 성상(constellation) 상의 포인트들 중 코너(corner)에 위치한 포인트에 맵핑하게 된다. 따라서, UCI가 3-비트보다 작으면, UCI 전송에 필요한 RE의 개수가 전송랭크에 관계없이 레이어들에 걸쳐 잘 정렬되므로, UE는 상기 UCI를 데이터와 간단하게 다중화할 수 있다.

통신 기술이 발달하면서, UE가 3-비트 이상의 HARQ-ACI/RI를 전송해야 하는 상황이 발생하게 되었다. 예를 들어, LTE-A 시스템은 보다 넓은 주파수 대역을 사용하기 위하여 복수의 상/하향링크 주파수 블록을 모다 더 큰 상/하향링크 대역폭을 사용하는 반송파 병합(carrier aggregation 또는 bandwidth aggregation) 기술을 사용한다. 목표 대역보다 작은 대역을 가지는 복수의 반송파를 병합할 때, 병합되는 반송파의 대역은 기존 시스템과의 호환(backward compatibility)을 위해 기존 시스템에서 사용하는 대역폭으로 제한될 수 있다. 예를 들어, 기존의 LTE 시스템은 1.4, 3, 5, 10, 15, 20MHz의 대역폭을 지원하며, LTE 시스템으로부터 개선된 LTE-A(LTE-Advanced) 시스템은 LTE에서 지원하는 대역폭들만을 이용하여 20MHz보다 큰 대역폭을 지원할 수 있다. 또는 기존 시스템에서 사용하는 대역폭과 상관없이 새로운 대역폭을 정의하여 반송파 병합을 지원할 수도 있다. 병합되는 각 상향링크 주파수 블록은 상향링크 자원(UL resource) 혹은 UL 컴포넌트 반송파(component carrier, CC)라고 칭하며, 병합되는 각 하향링크 주파수 블록은 하향링크 자원(DL resource) 혹은 DL CC라고 칭한다. LTE-A 표준은 DL 자원과 UL 자원(UL 자원은 선택 요소)의 조합(combination)을 셀(cell)이라고 정의한다. 이하에서는, DL 셀을 컴포넌트 반송파로 보아 본 발명의 실시예들을 설명한다.

전술한 반송파 병합(carrier aggregation, CA)기술을 사용하여 복수 개의 DL 반송파 주파수를 통해 UE가 BS와 통신하는 경우, 상기 UE가 상기 BS에게 전송해야 하는 HARQ-ACK/RI의 크기는 3-비트 이상이 될 수 있다. 3-비트 이상의 HARQ-ACK/RI의 경우, 1-비트 혹은 2-비트 HARQ-ACK/RI와 달리, 블록 코딩(block coding)을 이용하여 상기 3-비트 이상의 HARQ-ACK/RI를 일정 길이의 비트 시퀀스로 부호화된다. 예를 들어, 리드-뮬러(Reed-Muller) 코드, 터보(Turbo) 코드가 3-비트 이상의 HARQ-ACK/RI의 부호화에 사용될 수 있다. UE는 블록 코딩된 상기 3-비트 이상의 HARQ-ACK/RI를 사용자 데이터에 적용하는 변조차수와 동일한 변조차수를 적용하여 변조한다. 예를 들어, 사용자 데이터에 적용되는 변조 방법이 QPSK이면 상기 블록 코딩된 HARQ-ACK/RI도 QPSK에 의해 복소변조심볼로 변조되며, 사용자 데이터에 적용되는 변조 방법이 16QAM이면 상기 블록 코딩된 HARQ-ACK/RI도 16QAM에 의해 복소변조심볼로 변조되고, 사용자 데이터에 적용되는 변조 방법이 64QAM이면 상기 블록 코딩된 HARQ-ACK/RI도 64QAM에 의해 복소변조심볼로 변조된다. 따라서, 3-비트 이상의 HARQ-ACK/RI는, 1-비트 혹은 2-비트 HARQ-ACK/RI와 달리, 신호 성상 상의 코너에 위치하는 복소변조심볼로 맵핑되지 않을 수도 있다. 한편, UCI 비트 수가 2-비트보다 커지고 변조차수가 전송 블록(즉, 코드워드)들 사이에서 달라지면, 레이어에 따라 UCI 전송에 필요한 RE의 개수가 달라질 수 있으며, 이 경우, 데이터 신호와 UCI 신호 사이에 간섭이 발생하게 된다. 블록 코딩되어 전송되는 UCI에 전송 오류가 발생하는 경우, BS는 블록 코딩되어 전송된 상기 UCI가 전부 손실되게 된다.

UCI는 데이터에 비해 신뢰도(reliability)에 대한 요구조건이 높으며, 이에 따라 UCI는 견고성(robustness)이 보장되도록 데이터에 비해 높은 보호가 요구된다. 또한, 전송랭크가 1보다 큰 경우에도 UCI가 데이터와 다중화될 수 있도록, UCI 다중화 방식이 데이터 전송랭크에 따라 적절히 설계(design)될 필요가 있다. 따라서, 본 발명은 3-비트 이상의 UCI 전송, 특히, HARQ-ACK/RI 전송의 견고성을 높일 수 있는 방안을 제시한다.

이하에서는, 각 변조 방법에 따른 신호 성상 포인트들 중 코너에 위치하는 4개의 포인트를 코너 성상 포인트라고 칭하며, 특정 정보를 코너 성상 포인트에 맵핑하는 것을 코너 성상 맵핑이라 칭하여 본 발명의 실시예들을 설명한다.

도 5는 코너 성상 포인트들을 예시한 것이다.

QPSK에 의한 변조 방식은 신호 성상 상의 4개의 포인트에 일대일로 대응하는 4개의 복조변조심볼 중 하나로 특정 정보를 맵핑한다. 상기 4개의 복소변조심볼은 서로 직교하며, 원점에서 동일한 거리에 위치하여, 상호 유클리디언 거리가 최대가 되는 성상 포인트에 각각 대응한다. 도 5(a)를 참조하면, 도 5(a)에서 ×로 표시된 4개의 포인트가 코너 성상 포인트가 된다.

16QAM에 의한 변조 방식은 신호 성상 상의 16개의 포인트에 일대일로 대응하는 16개의 복소변조심볼 중 하나로 특정 정보를 맵핑한다. 도 5(b)를 참조하면, 도 5(b)에서 ×로 표시된 4개의 포인트가 코너 성상 포인트가 된다.

64QAM에 의한 변조 방식은 신호 성상 상의 64개의 포인트에 일대일로 대응하는 64개의 복소변조심볼 중 하나로 특정 정보를 맵핑한다. 도 5(c)를 참조하면, 도 5(c)에서 ×로 표시된 4개의 포인트가 코너 성상 포인트가 된다.

표 1 내지 표 4를 참조하면, 1-비트 혹은 2-비트의 특정 HARQ-ACK/RI는 UL-SCH 데이터에 적용되는 변조차수(Q_m)에 따라 QPSK의 4개 포인트 중 하나, 16QAM의 4개 코너 성상 포인트 중 하나, 또는 64QAM의 4개 코너 성상 포인트 중 하나에 맵핑된다.

지금까지는, 3-비트 이상의 HARQ-ACK/RI는 블록 코딩된 후 사용자 데이터에 적용되는 변조 방법과 동일한 변조 방법에 의해 신호 성상 포인트로 맵핑되었다. 이에 따라, 사용자 데이터에 적용되는 변조 방식이 16QAM, 64QAM과 같이 변조차수가 높은 경우, 3-비트 이상의 HARQ-ACK/RI는 코너 성상 포인트가 아닌 포인트로도 맵핑될 수 있었다. 코너 성상 포인트는 해당 변조 방식에 의한 복소변조심볼들 중에서 원점으로부터의 유클리디언 거리가 최대인 복소변조심볼을 대표한다. 유클리디언 거리의 증가는 전송 오류의 감소를 의미하므로, 3-비트 이상의 HARQ-ACK/RI가 유클리디언 거리를 최대가 아닌 포인트로 맵핑되면, 상기 HARQ-ACK/RI의 전송 오류가 코너 성상 맵핑에 비해 높아지게 될 수 밖에 없다.

따라서, 본 발명은 3-비트 이상의 HARQ-ACK/RI의 경우에도 1-비트 혹은 2-비트의 HARQ-ACK/RI와 마찬가지로 코너 성상 포인트에 맵핑한다. 이를 위해, 본 발명은 3-비트 이상의 HARQ-ACK/RI를 1-비트 혹은 2-비트씩 쪼개고, 쪼개진 1-비트 혹은 2-비트의 각 서브 HARQ-ACK/RI를 코너 성상 포인트에 맵핑한다. 본 발명은 각 서브 HARQ-ACK/RI에 채널부호화(S160/S170)을 적용한 후 부호화된 각 서브 HARQ-ACK/RI를 복소변조심볼로 맵핑하는 실시예를 포함한다. 또한, 본 발명은 채널부호화없이 각 서브 HARQ-ACK/RI를 복소변조심볼로 맵핑하는 실시예를 포함한다.

본 발명의 일 실시예에 따른 UE 프로세서(400a)는 (채널부호화된 혹은 채널부호화되지 않은) HARQ-ACK/RI를 1-비트 혹은 2-비트 단위로 변조하도록 변조맵퍼(302)를 제어한다. 즉, 상기 UE 프로세서(400a)는 (채널부호화된 혹은 채널부호화되지 않은) 1-비트 혹은 2-비트의 서브 HARQ-ACK/RI별로 변조하도록 UE 송신기(100a)를 제어한다. 상기 UE 송신기(100a) 내 변조맵퍼(302)는 상기 UE 프로세서(400a)의 제어 하에 각 서브 HARQ-ACK/RI를 복소변조심볼(들)로 변조한다. 상기 변조맵퍼(302)는 (채널부호화된 혹은 채널부호화되지 않은) 1-비트 혹은 2-비트의 서브 HARQ-ACK/RI를, 본 발명의 일 실시예에 따라, 변조차수에 따른 복수의 성상 포인트들 중 코너 성상 포인트에 맵핑한다. 상기 변조맵퍼(302)에 의해 생성된 복소변조심볼들은 레이어맵퍼(303), 프리코더(304), 자원요소맵퍼(305), OFDM/SC-FDM 신호 생성기(306)을 거쳐 RF 신호로 변환되고, UE 안테나(500a)를 통해 BS로 전송된다. 즉, 상기 UE 송신기(300a)는 서브 HARQ-ACK/RI별로 코너 성상 포인트에 맵핑된 상향링크 제어정보를 상기 BS로 전송한다.

BS 수신기(300b)는 상기 UE로부터 상기 상향링크 제어정보를 수신하고, 상기 상향링크 제어신호를 복소변조심볼들로 복원한다. 상기 BS 수신기(300b)는 상기 복소변조심볼들을 복조(demodulation)하여 1-비트 혹은 2-비트의 서브 HARQ-ACK/RI들을 얻을 수 있다. 상기 복조 과정은 상기 BS의 채널복조기에 의해 수행될 수 있다. UE가 전송한 HARQ-ACK 피드백 혹은 RI 피드백이 1-비트 혹은 2-비트 정보이면 상기 BS는 1개의 서브 HARQ-ACK/RI를 얻게 되고, 3-비트 이상이면 복수의 서브 HARQ-ACK/RI를 얻게 될 것이다.

이하에서는 본 발명의 실시예들에 따른 적용예를 좀 더 구체적으로 설명한다.

<부호화 있는 코너 성상 맵핑>

■ 코너 성상 맵핑을 이용한 HARQ-ACK 다중화

UE가 복수의 DL 셀에 대응하는 HARQ-ACK 비트들을 병합하여 HARQ-ACK 피드백을, 예를 들어, 3≤O^ACK≤11 비트의 HARQ-ACK 비트 시퀀스

의 형태로 구성한 경우, 상기 비트 시퀀스는 복수의 서브그룹으로 분리될 수 있다. 상기 비트 시퀀스의 길이가 짝수이면,

의 형태로 분리된다. 상기 비트 시퀀스의 길이가 홀수이면, 마지막 입력 비트 자체가 마지막 서브그룹이 되어,

의 형태로 분리될 수 있다. 혹은,

로 분리될 수 있다.

에서 x는 마지막 서브그룹에 추가로 포함되어 상기 비트 시퀀스의 길이를 짝수로 만드는 기정의된 비트 0 혹은 1일 수 있다. 또는, 상기 x는, 상기 마지막 서브그룹이

로 정의되도록,

일 수도 있다. 즉, 본 발명의 UE는 길이가 n인 비트 시퀀스를 ceiling(n/2)개의 서브그룹으로 쪼갠다. 여기서, n은 양의 정수이다.

일단 상기 입력 비트 시퀀스가 서브그룹(들)로 분리되면, 2-비트 정보를 포함하는 각 서브그룹은 변조차수(Q_m)에 따라 다음과 같이 부호화될 수 있다.

Q_m	Encoded HARQ-ACK
2	[o_n ^ACK o_n ₊₁ ^ACK o_n ₊₂ ^ACK o_n ^ACK o_n ₊₁ ^ACK o_n ₊₂ ^ACK]
4	[o_n ^ACK o_n ₊₁ ^ACK x x o_n ₊₂ ^ACK o_n ^ACK x x o_n ₊₁ ^ACK o_n ₊₂ ^ACK x x]
6	[o_n ^ACK o_n ₊₁ ^ACK x x x x o_n ₊₂ ^ACK o_n ^ACK x x x x o_n ₊₁ ^ACK o_n ₊₂ ^ACK x x x x]

표 5에서 부호화된 비트 o_n ₊₂ ^ACK는 o_n ₊₂ ^ACK=(o_n ^ACK + o_n ₊₁ ^ACK)mod2로부터 얻어질 수 있다. 표 5에서 알 수 있듯이, 각 서브그룹은 HARQ-ACK 피드백이 2-비트의 정보로 구성된 경우에 사용되는 인코더와 동일한 인코더를 사용하여 부호화된다. 각 레이어의 코너 성상 포인트가 사용되게 되며, 변조차수가 코드워드들 사이에서 다르더라도 UCI 전송에 사용되는 RE의 개수는 레이어들에 걸쳐 잘 정렬되게 된다. 한편, 더 높은 성능을 제공하기 위해, 표 5의 부호화된 비트 시퀀스의 비트 위치(bit position)가 재정렬되어, 표 5와는 다른 부호화된 비트 시퀀스가 구성될 수도 있다. 예를 들어, 표 5는 다음의 표 6으로 대체될 수도 있다.

Q_m	Encoded HARQ-ACK
2	[o_n ^ACK o_n ₊₁ ^ACK o_n ^ACK o_n ₊₁ ^ACK o_n ₊₂ ^ACK o_n ₊₂ ^ACK]
4	[o_n ^ACK o_n ₊₁ ^ACK x x o_n ^ACK o_n ₊₁ ^ACK x x o_n ₊₂ ^ACK o_n ₊₂ ^ACK x x]
6	[o_n ^ACK o_n ₊₁ ^ACK x x x x o_n ^ACK o_n ₊₁ ^ACK x x x x o_n ₊₂ ^ACK o_n ₊₂ ^ACK x x x x]

비트 시퀀스가 2-비트씩 서브그룹화되는 대신에, 1-비트 서브그룹화될 수도 있다. 이 경우, 입력 비트의 개수는 서브그룹의 개수와 동일해진다. 1-비트 정보를 포함하는 각 서브그룹은 변조차수(Q_m)에 따라 다음과 같이 부호화될 수 있다.

Q_m	Encoded HARQ-ACK
2	[o_n ^ACK y]
4	[o_n ^ACK y x x]
6	[o_n ^ACK y x x x x]

표 5 내지 표 7에서 플레이스홀더 비트인 x 또는 y는 마지막 n-비트에 위치하나, 상기 플레이스홀더 비트는 필요에 따라 다른 비트 위치에 위치할 수도 있다.

한편, 본 발명의 코너 성상 맵핑은 블록 코딩과 함께 사용될 수 있다. 3-비트 이상의 길이를 갖는 HARQ-ACK 비트 시퀀스에, 예를 들어, (32,O) 리드-뮬러 코드를 적용하면, 부호화된 비트 시퀀스 [q₀ ^~ ^ACK q₁ ^~ ^ACK ... q₃₁ ^~ ^ACK]가 얻어진다. 상기 부호화된 비트 시퀀스 [q₀ ^~ ^ACK q₁ ^~ ^ACK ... q₃₁ ^~ ^ACK]는 1-비트 혹은 2-비트씩 서브그룹화되고, 표 5 내지 표 7을 사용하여 부호화될 있다.

*■ 코너 성상 맵핑을 이용한 RI 다중화

코너 성상 맵핑을 이용한 HARQ-ACK 다중화와 비슷한 개년이 RI 다중화에도 사용될 수 있다. UE가 복수의 DL 셀에 대응하는 RI 비트들을 병합하여 RI 피드백을, 예를 들어, 3≤O^RI≤11 비트의 RI 비트 시퀀스

의 형태로 분리될 수 있다. 혹은,

로 분리될 수 있다.

로 정의되도록,

Q_m	Encoded RI
2	[o_n ^RI o_n ₊₁ ^RI o_n ₊₂ ^RI o_n ^RI o_n ₊₁ ^RI o_n ₊₂ ^RI]
4	[o_n ^RI o_n ₊₁ ^RI x x o_n ₊₂ ^RI o_n ^RI x x o_n ₊₁ ^RI o_n ₊₂ ^RI x x]
6	[o_n ^RI o_n ₊₁ ^RI x x x x o_n ₊₂ ^RI o_n ^RI x x x x o_n ₊₁ ^RI o_n ₊₂ ^RI x x x x]

표 8에서 부호화된 비트 o_n ₊₂ ^RI는 o_n ₊₂ ^RI=(o_n ^RI + o_n ₊₁ ^RI)mod2로부터 얻어질 수 있다. 표 8에서 알 수 있듯이, 각 서브그룹은 RI 피드백이 2-비트의 정보로 구성된 경우에 사용되는 인코더와 동일한 인코더를 사용하여 부호화된다. 각 레이어의 코너 성상 포인트가 사용되게 되며, 변조차수가 코드워드들 사이에서 다르더라도 UCI 전송에 사용되는 RE의 개수는 레이어들에 걸쳐 잘 정렬되게 된다. 한편, 더 높은 성능을 제공하기 위해, 표 8의 부호화된 비트 시퀀스의 비트 위치(bit position)가 재정렬되어, 표 8과는 다른 부호화된 비트 시퀀스가 구성될 수도 있다. 예를 들어, 표 8은 다음의 표 9로 대체될 수도 있다.

Q_m	Encoded RI
2	[o_n ^RI o_n ₊₁ ^RI o_n ^RI o_n ₊₁ ^RI o_n ₊₂ ^RI o_n ₊₂ ^RI]
4	[o_n ^RI o_n ₊₁ ^RI x x o_n ^RI o_n ₊₁ ^RI x x o_n ₊₂ ^RI o_n ₊₂ ^RI x x]
6	[o_n ^RI o_n ₊₁ ^RI x x x x o_n ^RI o_n ₊₁ ^RI x x x x o_n ₊₂ ^RI o_n ₊₂ ^RI x x x x]

Q_m	Encoded RI
2	[o_n ^RI y]
4	[o_n ^RI y x x]
6	[o_n ^RI y x x x x]

표 8 내지 표 10에서 플레이스홀더 비트인 x 또는 y는 마지막 n-비트에 위치하나, 상기 플레이스홀더 비트는 필요에 따라 다른 비트 위치에 위치할 수도 있다.

HARQ-피드백 혹은 RI 피드백이 3≤O^ACK≤11 비트의 정보로 구성되면, 정보 비트 시퀀스는, 각 서브그룹이 N개 정보 비트를 포함하는, 서브그룹들로 구분된다. 표 5 내지 표 10에서는 N=1 또는 N=2인 경우가 설명되었다. 서브그룹 크기 N이 반드시 1 또는 2로 한정되는 것이 아니며 다른 개수, 예를 들어, N=3, N=4 등이 될 수도 있다.

<부호화없는 코너 성상 맵핑>

본 발명의 코너 성상 맵핑은 표 5 내지 표 10에서 설명된 부호화없이 사용될 수도 있다. 이 경우, 서브그룹의 N-비트는 성상(constellation)으로 직접적으로 맵핑된다. 피드백 정보의 타입과 관계없이, 예를 들어, 다음 표들이 각 서브그룹의 성상으로의 직접 맵핑에 사용될 수 있다.

Q_m	Encoded HARQ-ACK
2	[o_n o_n ₊₁]
4	[o_n o_n ₊₁ x x]
6	[o_n o_n ₊₁ x x x x]

Q_m	Encoded RI
2	[o_n y]
4	[o_n y x x]
6	[o_n y x x x x]

표 11은 서브그룹 크기 N=2일 때 사용될 수 있으며, 표 12는 서브그룹 크기 N=1일때 사용될 수 있다.

<단위 전력 기반 성상 맵핑>

구현의 복잡도를 증가 및/또는 SC-FDMA의 단일 반송파 속성의 훼손을 막기 위하여 어떤 정보가 데이터와 다중화되고, 상기 어떤 정보가 2-비트 정보인 경우, 일반적으로, 상기 데이터의 변조차수에 관계없이, QPSK-유사(QPSK-like) 성상이 상기 2-비트 정보를 나타내기 위해 사용된다. 16QAM 또는 64QAM이 데이터 전송을 위해 사용되면, 도 5의 코너 성상 포인트들이 QPSK-유사 성상을 구현하기 위해 통상(normally) 사용될 수 있다. UCI와 다중화되어 전송되는 데이터의 변조차수가 QPSK이면 도 5(a)의 ×로 표시된 4개의 포인트, 16QAM이면 도 5(b)의 ×로 표시된 4개의 포인트, 64QAM이면 도 5(c)의 ×로 표시된 4개의 포인트들이 QPSK-유사 성상을 지시하는 데 사용될 수 있다.

도 6은 단위 전력 기반 코너 성상 맵핑 실시예를 나타낸 것이다.

다만, 도 6에서 알 수 있듯이, QPSK-유사 성상의 전력은 변조차수에 따라 다르다. 그러므로, 변조차수가 변하면 전송전력레벨도 다를 수 있다. 본 발명은 변조차수에 따른 전력차이를 최소화하기 위하여 단위전력서클(unit power circle)에 근접한 4개 성상 포인트들을 QPSK-유사 성상으로 사용하는 실시예를 포함한다. 예를 들어, 도 6의 검정색 포인트들이 QPSK-유사 성상으로 사용될 수 있다.

전술한 본 발명의 실시예들은 UCI 타입에 따라 다르게 사용될 수 있다. 예를 들어, 2-비트 서브그룹이 HARQ-ACK UCI 타입에 사용되고 1-비트 서브그룹이 RI UCI 타입에 사용될 수 있다.

<랭크 의존적 다중화>

UCI 전송의 성능을 최적화하기 위하여, 전술한 본 발명의 실시예들은 전송랭크 또는 코드워드(전송블록)의 개수에 따라 다르게 사용될 수도 있다.

전술한 본 발명의 실시예들에 의하면, HARQ-ACK/RI가 유클리디언 거리가 최대인 코너 성상 포인트에 맵핑되므로, 블록 코딩 후 데이터 변조 방식에 따라 변조하는 기존의 방식에 비해, UCI 전송 오류를 감소시킬 수 있다.

또한, HARQ-ACK/RI가 복수의 서브그룹, 즉, 복수의 서브 HARQ-ACK/RI로 쪼개져 전송되므로, 일부 서브 HARQ-ACK/RI에 전송오류가 발생하면, 전송오류가 발생된 서브 HARQ-ACK/RI만 손실되고, 전송오류가 없는 HARQ-ACK/RI는 손실되지 않는다 장점이 있다. 예를 들어, 다중 DL 셀에 대한 HARQ-ACK/RI 중 일부 DL 셀에 대한 HARQ-ACK/RI 비트에 대응하는 서브 HARQ-ACK/RI의 신호에 전송오류가 발생하더라도, 나머지 DL 셀에 대한 HARQ-ACK/RI 비트에 대응하는 서브 HARQ-ACK/RI의 신호는 적절히 복원될 수 있다.

또한, 본 발명의 실시예들 중 블록 코딩을 사용하지 않는 실시예들의 경우, HARQ-ACK/RI 피드백이 1-비트 혹은 2-비트 정보로 구성될 때와 동일한 인코더를 사용하여 3-비트 이상의 HARQ-ACK/RI 정보를 부호화할 수 있다는 장점도 있다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

본 발명의 실시예들은 무선 통신 시스템에서, 기지국 또는 사용자기기, 기타 다른 장비에 사용될 수 있다.

Claims

무선통신시스템에서 사용자기기가 n-비트(여기서, n은 3이상인 양의 정수)의 상향링크 제어정보(uplink control information, UCI)를 전송함에 있어서,
상기 n-비트의 UCI를 ceiling(n/2)개의 서브그룹으로 분할;
상기 서브그룹 각각을 다음 표:
[표]

에 따라 부호화하되, 여기서, Q_m=2, 4, 6은 상향링크 데이터의 변조차수 QPSK, 16QAM, 64QAM에 각각 대응하고, o_n+2 ^UCI=(o_n ^UCI + o_n+1 ^UCI)mod2이며, x는 해당 서브그룹을 나르는 변조 심볼들의 유클리디언(Euclidean) 거리가 최대가 되도록 상기 해당 서브그룹의 비트가 스크램블되도록 하는 플레이스홀더(placeholder); 및
상기 부호화된 UCI를 상기 상향링크 데이터를 나르는 물리 상향링크 데이터 채널 상에서 전송하는 것을 포함하는,
상향링크 제어정보 전송방법.
제1항에 있어서,
상기 서브그룹 각각은 상기 변조차수에 따른 성상 포인트들 중에서 QPSK의 단위 전력 서클에 근접하면서 유클리디언 거리가 최대인 4개의 성상 포인트들 중 하나로 맵핑되는,
상향링크 제어정보 전송방법.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 UCI는 ACK/NACK(acknowledgement/negative ACK) 또는 RI(rank information)인,
상향링크 제어정보 전송방법.
제3항에 있어서,
n이 홀수이면 상기 UCI
는
의 서브그룹으로 분할되는,
상향링크 제어정보 전송방법.
제3항에 있어서,
n이 홀수이면 상기 UCI
는
의 서브그룹으로 분할되며, 여기서, y는 기정의된 비트 0, 1 또는
인,
상향링크 제어정보 전송방법.
무선통신시스템에서 사용자기기가 n-비트(여기서, n은 3이상인 양의 정수)의 상향링크 제어정보(uplink control information, UCI)를 전송함에 있어서,
송신기; 및
상기 송신기와 전기적으로 연결되어 상기 송신기를 제어하도록 구성된 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는,
상기 n-비트의 UCI를 ceiling(n/2)개의 서브그룹으로 분할하고; 상기 서브그룹 각각을 다음 표:
[표]

에 따라 부호화하되, 여기서, Q_m=2, 4, 6은 상향링크 데이터의 변조차수 QPSK, 16QAM, 64QAM에 각각 대응하고, o_n+2 ^UCI=(o_n ^UCI + o_n+1 ^UCI)mod2이며, x는 해당 서브그룹을 나르는 변조 심볼들의 유클리디언(Euclidean) 거리가 최대가 되도록 상기 해당 서브그룹의 비트가 스크램블되도록 하는 플레이스홀더(placeholder)이고; 상기 부호화된 UCI를 상기 상향링크 데이터를 나르는 상향링크 데이터 채널 상에서 전송하도록 상기 송신기를 제어하는,
사용자기기.
제6항에 있어서,
상기 서브그룹 각각은 상기 변조차수에 따른 성상 포인트들 중에서 QPSK의 단위 전력 서클에 근접하면서 유클리디언 거리가 최대인 4개의 성상 포인트들 중 하나로 맵핑되는,
사용자기기.
제6항 또는 제7항에 있어서,
상기 UCI는 ACK/NACK(acknowledgement/negative ACK) 또는 RI(rank information)인,
사용자기기.
제8항에 있어서,
n이 홀수이면 상기 UCI
는
의 서브그룹으로 분할되는,
사용자기기.
제8항에 있어서,
n이 홀수이면 상기 UCI
는
의 서브그룹으로 분할되며, 여기서, y는 기정의된 비트 0, 1 또는
인,
사용자기기.