WO2017039413A1 - 무선 통신 시스템에서 비-직교 다중 접속을 이용하여 신호를 송수신하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 비-직교 다중 접속을 이용하여 신호를 송수신하기 위한 방법 및 장치 Download PDF

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WO2017039413A1
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constellation
signal
terminal
base station
precoding vector
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신석민
김기준
김형태
서인권
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엘지전자 주식회사
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    • H04W72/20—Control channels or signalling for resource management
    • H04W72/23—Control channels or signalling for resource management in the downlink direction of a wireless link, i.e. towards a terminal

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method for transmitting and receiving a signal using a non-orthogonal multiple access (NOMA) and an apparatus for supporting the same.
  • NOMA non-orthogonal multiple access
  • Mobile communication system was developed to provide voice service while guaranteeing user's activity.
  • the mobile communication system has expanded not only voice but also data services.
  • the explosive increase in traffic causes resource shortages and users demand higher speed services. This is required.
  • MIMO Massive Multiple Input Multiple Output
  • NOMA Non-Orthogonal Multiple Access
  • Ultra-Wideband Super wideband support
  • An object of the present disclosure is to provide a method for transmitting and receiving signals using a hierarchical modulation (HM) method in a non-orthogonal multiple access (NOMA) system.
  • HM hierarchical modulation
  • NOMA non-orthogonal multiple access
  • an object of the present disclosure is to provide a method for configuring superposed constellation-
  • a method for transmitting and receiving a signal using Non-Orthogonal Multiple Access (NOMA) in a wireless communication system the method performed by the base station, a first for transmitting to the first terminal Setting a first modulation scheme and a first transmit power on the signal; A second for transmitting to the second terminal Setting a second modulation scheme and a second transmission power on the signal; Superimposing the first signal and the second signal; And transmitting the superimposed signal, wherein the superimposing the first signal and the second signal comprises: a first constellation and a second modulation scheme according to the first modulation scheme.
  • NOMA Non-Orthogonal Multiple Access
  • the configured constellation is configured such that a bit value difference with respect to a bit sequence of adjacent points is 1 bit or less.
  • the overlapping constellation is configured when the first precoding vector applied to the first terminal and the second precoding vector applied to the second terminal are different. .
  • the first precoding vector and the second precoding vector are different from each other.
  • the pre-defined overlapping constellation in the present specification is characterized in that configured by rotating at least one of the first constellation or the second constellation by a predetermined value.
  • the present specification is a liver generated by the first signal to the first terminal And further comprising transmitting control information related to the removal of the substation.
  • the control information may include at least one of the rotated constant value or a precoding vector index indicating a precoding vector of the first terminal and the second terminal.
  • the predetermined rule uses a relationship between a bit value constituting a bit sequence corresponding to a modulation symbol of the first signal and a bit value constituting a bit sequence corresponding to a modulation symbol of the second signal. It is characterized by.
  • the first transmission power is set lower than the second transmission power.
  • the distance between the first terminal and the base station in the present specification is closer than the distance between the second terminal and the base station.
  • the first modulation scheme and the second modulation scheme are each one of QPSK, 16QAM, and 64 QAM.
  • the present specification is a base station for transmitting and receiving data using non-orthogonal multiple access (non-orthogonal multiple access) in a wireless communication system
  • the base station RF (Radio) for transmitting and receiving radio signals Frequency) unit
  • a processor operatively coupled to the RF unit, the processor setting a first modulation scheme and a first transmission power to a first signal for transmission to a first terminal; Setting a second modulation scheme and a second transmission power on a second signal for transmission to the second terminal; The first signal and the second signal Overlap; And controlling to transmit the superimposed signal, wherein the processor is configured to superpose constellation using a first constellation according to the first modulation scheme and a second constellation according to the second modulation scheme.
  • the overlap constellations that can be applied even when each UE uses a different precoding vector are predefined or configured according to a predetermined rule, so that bit value differences between adjacent points in the corresponding constellations can be applied.
  • the effect is that you can enjoy 1 beat or less. Therefore, by using the superposition constellation, the NU can increase the decoding performance of the received (nested) signal. Effects obtained in the present invention are not limited to the above-mentioned effects, and other effects not mentioned above may be clearly understood by those skilled in the art from the following description. will be.
  • FIG. 1 shows an example of a network structure of an evolved universal terrestrial radio acces network (E-UTRAN) to which the present invention can be applied.
  • FIG. 2 is a physical channel used in a 3GPP LTE / LTE-A system to which the present invention can be applied. And diagrams for explaining the general signal transmission method using them
  • FIG. 3 shows a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 5 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 6 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 7 shows a conceptual diagram of an interference cancellation method used in a NOMA system to which the method proposed in this specification can be applied.
  • FIG. 8 is a conceptual diagram illustrating an example of a downlink power control method.
  • FIG. 9 is a conceptual diagram illustrating an example of hierarchical modulation.
  • FIG. 10 illustrates a basic concept of codebook based precoding.
  • FIG. 11 shows an example of a gray labeled constellation method when two RFIDs use the same precoding vector.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a pre-determined overlapping constellation proposed in the present specification.
  • FIG. 14 shows another example of a predetermined overlapping constellation proposed in the present specification.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating still another example of a predetermined overlapping constellation proposed in the present specification.
  • FIG. 16 shows another example of a predetermined overlapping constellation proposed in the present specification.
  • 17 is a diagram illustrating still another example of the previously determined overlapping constellation proposed in the present specification.
  • 19 is a diagram illustrating an example of overlapping constellations generated by overlapping constellations of respective terminals without applying a predetermined rule.
  • 20 is a diagram illustrating an example of an overlapping constellation generated by overlapping constellations of respective terminals by applying a predetermined rule proposed in the present specification.
  • 21 and 22 show still another examples of the overlapping constellation configuration proposed in the present specification.
  • 23 and 24 illustrate an example of superposed constellation when the constellations of the UEs proposed in the present specification are rotated by a predetermined angle, respectively. Indicates.
  • 25 is a flowchart illustrating an example of a method of transmitting and receiving a signal in the NOMA system proposed herein.
  • FIG. 26 illustrates a block diagram of a wireless communication device to which the methods proposed in the specification can be applied.
  • a base station has a meaning as a terminal node of a network that directly communicates with a terminal. Certain operations described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases. That is, various operations performed for communication with a terminal in a network composed of a plurality of network nodes including a base station are performed by the base station or other network nodes other than the base station. It is obvious that it can be performed by.
  • a base station (BS) may be replaced by terms such as a fixed station, Node B, evolved-NodeB (eNB), base transceiver system (BTS), and access point (AP). have.
  • a 'terminal' may be fixed or mobile, and may include a user equipment (UE), a mobile station (MS), a user terminal (UT), a mobile subscriber station (MSS), a subscriber station (SS), and an AMS ( It can be replaced with terms such as Advanced Mobile Station (WT), Wireless Terminal (WT), Machine-Type Communication (MTC) device, Machine-to-Machine (M2M) device, and Device-to-Device (D2D) device.
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • UT user terminal
  • MSS mobile subscriber station
  • SS subscriber station
  • AMS AMS
  • WT Advanced Mobile Station
  • WT Wireless Terminal
  • MTC Machine-Type Communication
  • M2M Machine-to-Machine
  • D2D Device-to-Device
  • downlink means communication from a base station to a terminal
  • uplink means communication from a terminal to a base station.
  • the transmitter may be part of the base station, and the receiver may be part of the terminal.
  • the transmitter may be part of the terminal and the receiver may be part of the base station.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • NOMA non-orthogonal multiple access
  • CDMA is UTRA (universal terrestrial It can be implemented by radio technology such as radio access or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with a wireless technology such as global system for mobile communications (GSM) / general packet radio service (GPRS) / enhanced data rates for GSM evolution (EDGE).
  • GSM global system for mobile communications
  • GPRS general packet radio service
  • EDGE enhanced data rates for GSM evolution
  • OFDMA ⁇ IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA (evolved UTRA) can be implemented with a radio technology.
  • UTRA is part of a universal mobile telecommunications system (UMTS).
  • 3rd generation partnership project (3GPP) long term evolution (LTE) is part of E-UMTS (evolved UMTS) for E-UTRA, which employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE—A (advanced) is the evolution of 3GPP LTE.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of IEEE 802, 3GPP, and 3GPP2 authentication, which are wireless access systems. That is, steps or parts which are not described to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in this document can be described by the above standard document.
  • e-UTRAN evolved universal
  • FIG. 1 An example of a network structure of a terrestrial radio access network
  • the E-UTRAN system is an evolution from the existing UTRAN system, and may be, for example, a 3GPP LTE / LTE-A system.
  • E— The UTRAN provides the UE with a control plane and user plane protocol ⁇ ”consists of base stations (eNBs), which are connected via an X2 interface.
  • X2 User Plane Interface (X2) -U) is defined between base stations
  • the X2-U interface provides non-guaranteed delivery of user plane packet data units (PDUs)
  • the X2 control plane interface (X2-CP) X2-CP performs functions such as context transfer between base stations, control of user plane tunnels between source and target base stations, handover related messages, and uplink load management.
  • a base station is connected to a terminal through a wireless interface and is connected to an evolved packet core (EPC) via an S1 interface
  • the S1 user plane interface (S1-U) is a base station and a serving gateway (S-GW: ser).
  • S1 control plane interface (SI—MME) is defined between a base station and a mobility management entity (MME)
  • S1 interface is an evolved packet system (EPS) bearer service management function, Performs NAS (non-access stratum) signaling transport functions, network sharing, MME load balancing, etc.
  • the S1 interface provides a many-to-many relationship between the base station and the MME / S-GW.
  • 2 is a diagram illustrating a physical channel used in a 3GPP LTE / LTE-A system to which the present invention can be applied, and a general signal transmission method using the same. All.
  • the initial cell search operation such as synchronizing with the base station is performed in step S201.
  • the UE transmits a primary synchronization channel (P-SCH) (or primary synchronization signal (PSS)) and secondary synchronization channel (S-SCH) (or secondary synchronization signal) from the base station.
  • P-SCH primary synchronization channel
  • S-SCH secondary synchronization channel
  • Receive secondary synchronization signal (SSS)) to synchronize with the base station and obtain information such as a cell ID (identifier).
  • the terminal may receive a physical broadcast channel (PBCH) signal from the base station to obtain broadcast information in a cell.
  • PBCH physical broadcast channel
  • the UE may check the downlink channel state by receiving a downlink reference signal (DL RS) in the initial cell search step.
  • DL RS downlink reference signal
  • the UE may acquire more specific system information by receiving a PDSCH according to PDCCH and PDCCH information in step S202.
  • the terminal may perform a random access procedure such as steps S203 to S206 to complete the access to the base station.
  • the UE may transmit a preamble through a physical random access channel (PRACH) (S203), and receive a ACK message for the preamble through the PDCCH and the PDSCH corresponding thereto (S204).
  • PRACH physical random access channel
  • the UE transmits an additional PRACH signal.
  • a contention resolution procedure such as reception of a PDCCH signal and a PDSCH signal corresponding thereto (S206).
  • the UE can receive a PDCCH signal and / or a PDSCH signal (S207) and a physical uplink shared channel (PUSCH) signal and / or physical uplink control as a general uplink / downlink signal transmission procedure.
  • Transmission of the channel (PUCCH) signal (S208) may be performed.
  • UCI uplink control information
  • SR scheduling request
  • CQI channel quality indicator
  • PMI precoding matrix indicator
  • RI rank indication information
  • UCI is generally transmitted periodically through the PUCCH, but may be transmitted through the PUSCH when control information and traffic data should be transmitted at the same time.
  • the UCI may be aperiodically transmitted through the PUSCH by the network request / instruction.
  • 3 shows a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 3GPP LTE / LTE-A supports a type 1 radio frame structure applicable to FDD (Frequency Division Duplex) 1 and a type 2 radio frame structure applicable to time division duplex (TDD).
  • 3A illustrates an example of a structure of a type 1 radio frame.
  • a radio frame consists of 10 subframes.
  • One subframe consists of two slots in the time domain.
  • the time taken to transmit one subframe is called a transmission time interval (TTI).
  • TTI transmission time interval
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols in the time domain and a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • RBs resource blocks
  • 3GPP LTE uses the OFDMA in the down-ring "large OFDM symbol is for representing one simbul period (symbol period).
  • the OFDM symbol may be referred to as one SC-FDMA symbol or symbol period.
  • a resource block is a resource allocation unit and includes a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • Type 2 radio frames consist of two half frames, each of which has five subframes, downlink pilot time slot (DwPTS), guard period (GP), and uplink pilot time slot (UpPTS).
  • DwPTS downlink pilot time slot
  • GP guard period
  • UpPTS uplink pilot time slot
  • One subframe consists of two slots.
  • the DwPTS is used for initial cell discovery, synchronization, or channel estimation in the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • the guard interval is used in uplink due to the multipath delay of the downlink signal between uplink and downlink. It is a section to remove the generated interference.
  • the structure of the radio frame is only one example, and the number of subcarriers included in the radio frame or the number of slots included in the subframe and the number of OFDM symbols included in the slot may be variously changed.
  • 4 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied. .
  • one downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain.
  • one downlink slot includes seven OFDM symbols and one resource block includes 12 subcarriers in the frequency domain, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is a resource element, and one resource block (RB: resource block) includes 12 ⁇ 7 resource elements.
  • the number of resource blocks included in the downlink slot ⁇ DL depends on the downlink transmission bandwidth.
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • 5 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • up to three OFDM symbols in the first slot in a subframe are control regions to which control channels are allocated.
  • the merge OFDM symbols are data regions to which the Physical Downlink Shared Channel (PDSCH) is allocated.
  • Examples of the downlink control channel used in 3GPP LTE include a Physical Control Format Indicator Channel (PCFICH), a Physical Downlink Control Channel (PDCCH), and a Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel (PHICH).
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • PDCCH Physical Downlink Control Channel
  • PHICH Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and carries information about the number of OFDM symbols (ie, the size of the control region) used for transmission of control channels within the subframe.
  • PHICH is a male answer channel for the uplink and a PHQ for a hybrid automatic repeat request (HARQ).
  • HARQ hybrid automatic repeat request
  • the downlink control information includes uplink resource allocation information, downlink resource allocation information or an uplink transmission (Tx) power control command for a certain terminal group.
  • PDCCH is a resource allocation and transmission format of DL-SCH (Downlink Shared Channel) (also called DL grant), resource allocation information of UL-SCH (Uplink Shared Channel (UL) upper-layer control, such as paging information on a paging channel (PCH), system information on a DL-SCH, and a random access response transmitted on a PDSCH.
  • Resource allocation for messages set of transmit power control commands for individual terminals in any terminal group, VoIP (Voi Ce) over IP) activation.
  • the plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region, and the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH consists of a set of one or a plurality of consecutive CCEs.
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH with a coding rate according to the state of a radio channel.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits of the PDCCH are determined according to the association between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI to be transmitted to the terminal, and attaches a CRC (Cyclic Redundancy Check) to the control information.
  • the CRC is masked with a unique identifier 1 "(referred to as RNTI (Radio Network Temporary Identifier)) depending on the owner of the PDCCH).
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • the unique identification of the terminal for example C-RNTI (Cell-RNTI) 7 may be masked in the CRC, or if it is a PDCCH for the paging message may be masked in the paging indication identifier, for example, P-RNTI (P-RNTI) 7 ⁇ CRC.
  • a system information identifier and a system information RNTI may be masked to the CRC.
  • SI-RNTI system information RNTI
  • RA-RNTI random access-RNTI
  • an uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) carrying uplink control information is allocated to the control region.
  • a PUSCH (Physical Uplink Shared Channel) carrying ⁇ ⁇ user data is allocated.
  • a PUCCH for one UE is allocated a resource block (RB) pair in a subframe. RBs belonging to the RB pair occupy different subcarriers in each of the two slots. This RB pair allocated to the PUCCH is said to be frequency hopping at the slot boundary (slot boundary).
  • NOMA Non-Orthogonal Multiple Access
  • General Non-Orthogonal Multiple Access (NOMA) is basically a method of allocating resources in the frequency-time domain in an existing OFDMA system under the premise of an interference cancellation receiver. In addition, it is a multiple access scheme that can obtain a large bandwidth efficiency by allocating a plurality of UEs to the same frequency-time resource with a previously considered power ratio and reducing interference between users previously considered through an interference cancellation receiver. .
  • NOMA is a new radio access technology and is considered as an important candidate for future 5G systems.
  • FIG. 7 is a NOMA system to which the method proposed in the present specification can be applied.
  • the conceptual diagram of the interference cancellation method used is shown.
  • the enhancement configuration technology of the NOMA system can be largely divided into (1) a resource allocation method of a base station and (2) an interference cancellation method of a terminal.
  • the interference cancellation method of the terminal is 1) a symbol-level interference cancellation receiver, 2) a maximum likelihood (ML) receiver, 3) a symbol-level interference cancellation (IC) receiver, 4) codeword level interference cancellation (CWIC) receiver, 5 ) L-CWIC (MMSE based Linear CWIC), 6) LC IC, etc.
  • ML maximum likelihood
  • IC symbol-level interference cancellation
  • CWIC codeword level interference cancellation
  • the reception gain of a terminal is different in a given environment.
  • the gain of the receiver and the receiver of the CWIC type are large in proportion to the complexity of the terminal implementation.
  • an energy per resource element which is an energy value for each resource element, is defined for power allocation of downlink resources.
  • the reference value is an EPRE for a cell specific reference signal (CRE), and the CRS EPRE is determined as an upper layer signal so that a downlink system bandwidth and a subframe Have a fixed value.
  • the EPRE for the “ 1 ” circles of the physical data shared channel (PDSCH) in which actual data is transmitted may be expressed as a ratio of the CRS EPRE.
  • the ratio of CRS EPRE to PDSCH EPRE is defined as p A
  • CSR to PDSCH EPRE in OFDM symbol with CRS is defined.
  • EPRE ratio is defined as p B.
  • FIG. 8 is a conceptual diagram illustrating an example of a downlink power control method.
  • the horizontal axis represents the OFDM symbol
  • the vertical axis represents the subcarrier, the power to increase.
  • p A is determined by-power offset S power - offset according to whether the multiple user multiple input multiple output (MIMO) is applied and P A , which is a UE ⁇ specific variable, p A / p B is determined by the number of antenna ports and the cell-specific variable P B.
  • MIMO multiple user multiple input multiple output
  • LTE system ie, Rel-10
  • p A p A differently in two cases.
  • Equation 1 Equation 1 below for PDSCH data transmission using a transmission diversity scheme using four cell common antenna ports.
  • S power — offset is a power offset value for supporting J-MIMO operation. In other PDSCH transmission, it is set as OdB.
  • P A also means a UE specific variable as described above.
  • FIG. 9 is a conceptual diagram illustrating an example of hierarchical modulation.
  • HM hierarchical modulation
  • Hierarchical modulation layered modulation 0 ] 2- may be called or expressed.
  • Hierarchical modulation is one of the techniques for multiplexing and modulating multiple data streams into one symbol stream.
  • base-layer sub-symbols and enhancement-layer sub-symbols are superimposed and synchronized together before transmission.
  • a user or user terminal with good reception and an advanced receiver can demodulate and decode more than one data stream.
  • Hierarchical modulation is treated as a practical implementation in overlapping precoding and has been proposed to achieve the maximum sum rate of a Gaussian broadcast channel with successful interference cancellation at the receiving end (or receiver).
  • a network operator can seamlessly target user terminals with different services or QoS when trade-off modulation is applied.
  • the base-layer throughput loss due to inter-layer interference is the total received signal-to-noise ratio.
  • precoding that appropriately distributes transmission information to each antenna may be applied.
  • a codebook based precoding scheme a set of precoding matrices are determined at a transmitter and a receiver in advance, and a receiver (eg, a terminal) measures channel information from a transmitter (eg, a base station).
  • a receiver eg, a terminal
  • PMI precoding matrix index
  • FIG. 10 illustrates a basic concept of codebook based precoding.
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices predetermined according to a transmission rank, the number of antennas, and the like. That is, when the feedback information is finite, the precoding-based codebook method may be used.
  • Receiving end receives channel status By measuring, based on the above codebook information, a finite number of preferred precoding matrix information (ie, indexes of the corresponding precoding matrix) may be fed back to the transmitter. For example, the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal using a maximum likelihood (ML) or minimum mean square error (MMSE) method.
  • ML maximum likelihood
  • MMSE minimum mean square error
  • the receiving end transmits the precoding matrix information for each codeword to the transmitting end, but is not limited thereto.
  • the transmitter receiving feedback information from the receiver may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter selecting the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals by the transmission rank with the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal to the receiver through the plurality of antennas. .
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the tank value.
  • the precoding matrix may be configured as a 4 X 2 matrix. Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through a precoding matrix.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing of the precoding described above is performed by the Hermit (P) of the precoding matrix P used for the precoding of the transmitter.
  • Hermit may be made by multiplying the received signal by the matrix (PH).
  • PH matrix
  • Table 1 below shows codebooks used for downlink transmission using 2 transmit antennas in 3GPP LTE Release -8/9
  • Table 2 below uses 4 transmit antennas in 3GPP LTE Release -8/9. This indicates a codebook used for downlink transmission.
  • I represents a 4x4 single matrix and u n is the value given in Table 2.
  • the codebook for two transmit antennas has a total of seven precoding vectors / matrices, where a single matrix is for an open-loop system, so a closed-loop There are a total of six precoding vectors / matrixes for the precoding of a (loop) system.
  • the codebook for four transmit antennas has a total of 64 precoding vectors / matrices.
  • the codebook above has a constant modulus (CM) characteristic, yes Nested property, Constrained alphabet.
  • CM characteristic is a characteristic that each element of all precoding matrices in the codebook does not include '0' and is configured to have the same size.
  • the nested characteristic means that the low tank precoding matrix is designed to consist of a subset of specific columns of the high rank precoding matrix.
  • the limited alphabetic characteristic means a characteristic in which the alphabet of each element of every precoding matrix in the codebook is composed of ⁇ 1,1 j, ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ .
  • the gray labeled constellation method refers to a method of configuring a constellation such that a bit sequence constituting an adjacent modulation symbol differs only 1 bit in a superposition constellation in order to minimize bit unit error.
  • a constellation or two UEs of one UE We propose a gray labeled constellation method using rotated constellations.
  • the conventional gray labeled constellation method will be referred to as ⁇ conventionally enhanced gray labeled constellation method.
  • the NOMA system uses a superposition coding scheme to transmit respective information to different UEs NU and FU using the same time and frequency resources.
  • the base station geographic location is good UEl (Near LIE: NU) the modulation value to be applied to a signal (signal) above "in accordance with the number (modulation order) St. ⁇ "
  • Figure (constellation) and, ⁇ 1 Li ⁇ above 17 are UEO: it implements mole constellation (superposed constellation) of the nest (Far UE FU) constellation according to the modulation order to be applied to the signal for.
  • the conventional gray labeled constellation method is guaranteed only when different UEs use the same precoding vector.
  • the conventional gray labeled constellation method is limited.
  • a new gray labeled constellation method i.e., enhanced gray labeled constellation
  • lbit a new gray labeled constellation method
  • the method may be divided into a method (method 2) in which constellations of respective UEs are overlapped based on a predetermined rule to configure overlapping constellations. As we saw earlier, it is free through the antenna port ⁇ 0, 1 ⁇ . Precoding vectors used in precoding and CSI reporting are shown in Table 3 below.
  • Table 3 shows a precoding vector according to the number of layers.
  • the precoding vector of codebook index 2 is used for the closed loop. Use a precoding vector of codebook index 0 for the open loop.
  • the conventional gray labeled constellation method may be used if the number of layers used by NU and FU is the same.
  • the precoding vector used by each UE may be different. Part occurs.
  • NU may use one of the precoding vector FU precoding vector
  • the total number of cases that can have the combination of the above precoding vectors is 8 types, and can be summarized as Table 4 below.
  • Table 4 shows an example of eight combinations that can be obtained according to the above precoding vector.
  • Equation 3 Equation 3
  • Equation 4 case 2 in Table 4 may be expressed as Equation 4 below.
  • case 7 in Table 4 may be expressed as Equation 5 below.
  • case 8 in Table 4 may be expressed as Equation 6 below.
  • Equation 3 is a channel matrix
  • ⁇ 2 denotes a signal transmitted to NU
  • x 3 denotes a signal transmitted to FU.
  • gray labeled constellation may be represented as shown in FIG. 11.
  • FIG. 11 shows an example of a gray labeled constellation method when two UEs use the same precoding vector.
  • FIG. 12 illustrates a bit level gray convertor to which the methods proposed herein may be applied.
  • the superposition constellation as shown in FIG. 11 may be defined in advance, and the gray labeled constellation method may be used, and the superposition constellation using the bit level gray converter as shown in FIG. 12 based on the notation of Table 5 below ( It is also possible to use a gray labeled constellation method that implements superposed constellation.
  • ⁇ , ⁇ represents the modulation order of the high power signal and the low power signal, respectively.
  • Equation 7 when a situation in which a different precoding vector is used for each UE is represented by an equation, it may be expressed as Equation 7 and Equation 8 below.
  • Equation 7 shows the precoding vectors for and NU.
  • Equation 7 may be arranged as Equation 8 below.
  • Equation 9 Equation 9
  • Equation 10 Equation 10
  • Equation 11 case 5 in Table 4 may be expressed as Equation 11 below.
  • the superposed constellation generated by the rotated constellation of a specific UE generated according to the following two methods may be used. (Method 1 and Method 2).
  • Method 1 is determined based on the information fed back to the base station by NU and FU. According to the modulation order and the precoding vector information determined by NU and FU, it can be set to select one of the determined superposed constellation ions.
  • NU is determined to use QPSK
  • FU is determined to use QPSK
  • NU uses two layers
  • FU uses one layer
  • NU and FU use different precoding vectors. If the constel lat ion of the FU is to rotate by ⁇ , the predetermined superposed constellat ion may be defined as shown in Figs. 13 and 14, respectively.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a pre-determined overlapping constellation proposed in the present specification.
  • FIG. 13 shows in advance when the constellation of FU is rotated by + f.
  • each UE uses QPSK and QPSK modulat ion orders, respectively.
  • 14 shows another example of a predetermined overlapping constellation proposed in the present specification.
  • the FU 14 is constel lat ion - in advance of when rotated by ⁇
  • the superposition constellation determined is shown.
  • each UE uses QPSK and QPSK modulation orders, respectively.
  • H " Method 1 it is determined to use NU7 modulation order 16QAM, and to use FU ⁇ modulation order QPSK, NU uses 2 layers and FU uses 1 layer. If NU and FU are determined to use different precoding vectors and the constellation of the FU rotates by ⁇ , then the superposed constellation determined before A may be defined as shown in FIGS. 15 and 16 below. .
  • FIG. 15 is a diagram illustrating still another example of a predetermined overlapping constellation proposed in the present specification.
  • FIG. 15 shows in advance when the constellation of FU is rotated by + f.
  • the superposed constellation is determined.
  • each UE uses 16QAM and QPSK modulation order.
  • 16 shows another example of a predetermined overlapping constellation proposed in the present specification.
  • FIG. 16 shows in advance when the constellation of FU is rotated by - ⁇ .
  • the superposition constellation determined is shown.
  • each UE uses 16QAM and QPSK modulation order.
  • NU is determined to use QPSK
  • EU7 ⁇ 16QAM is used
  • NU uses 2 layers *
  • FU uses 1 la.yer
  • NU and FU are different It is decided to use a precoding vector so that if the constellation of the FU needs to rotate by the pump, the predetermined superposition
  • Superposed constellation ⁇ cr may be represented as shown in FIGS. 17 and 18.
  • 17 is a diagram illustrating still another example of the previously determined overlapping constellation proposed in the present specification.
  • FIG. 17 shows in advance when the constellation of FU is rotated by + ⁇ .
  • each UE uses a QPSK and 16QA modulation order.
  • 18 shows another example of a predetermined overlapping constellation proposed in the present specification.
  • FIG. 18 shows in advance when the constellation of FU is rotated by - ⁇ .
  • the superposition constellation determined is shown.
  • each UE uses a QPSK and a 16QAM modulation order.
  • each ⁇ is previously defined by using constellations defined in the existing 3GPP specification according to modulation order determined according to information NU and FU feedback to base station and precoding vector information determined to be used by NU and FU. Nested constellations according to certain rules
  • NU is determined to use QPSK
  • FU is determined to use QPSK
  • NU uses two layers
  • FU uses one layer
  • NU and FU7 ⁇ use different precoding vectors. If the constellation of the first FU of the decision degree should be rotated by ⁇ -, certain predefined rules for implementing superposed constellations may be defined as shown in Tables 6 and 7 below.
  • Table 6 shows the rule when the rotation needs to be rotated by a cuff.
  • NU UEl bit (ala2)
  • FU FU bit (UEO) bit (blb2)
  • NU ⁇ bit (ala2)
  • FU FU
  • blb2 superposed bit
  • c3 XNOR (al, bl); c4-XNO (a2, b2);
  • the XOR (exclusive OR) operation becomes 0 'if a and b are the same for XOR (a, b) and 1' if a and b are different.
  • XNOR XOR
  • a non-gray superposed constellation 0 ] is created as shown in FIG. 19.
  • This non-gray superposed constellation is a gray feature is broken because the bit value difference between the immediately adjacent constellation is larger than lbit.
  • FIG. 19 illustrates an example of overlapping constellations generated by overlapping constellations of respective UEs without applying a predetermined rule. That is, FIG. 19 shows constellation 2020 of FU (0E 0) by-.
  • NU is indicated as UE 1 in FIG. 19.
  • the gray labeled constellation "Act” to write before the bit sequence of the NU (00 «of FU] H ⁇ 13 ⁇ 4 switch (00) ', 01', and 10 ', and 11') on its rear How to write.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating an example of overlapping constellations generated by constellation ⁇ : overlapping of each UE by applying a predetermined rule proposed in the present specification.
  • the superposed constellation is Calculate (cl, c2, c3, c4) as
  • the generation degree 1 and the superposed constellation becomes (0, 1, ⁇ , ⁇ ) (2030).
  • the FJ After receiving the superposed constellation, the FJ assumes that decoding can be performed in the conventional manner, and that NU knows the precoding vector information previously used by the FU7 (preliminarily provided to the FU by the base station), and then removes the signal of the FU. It can decode its own (NU) signal.
  • the constellation position of the NU depending on the constellation of the existing FU can be found through the predetermined rule of Table 6.
  • NU is determined to use 16QAM
  • FU is determined to use QPSK
  • NU uses 2 layers
  • FU uses 1 layer
  • NU and FU are different precoding vectors If it is determined to use the constellation of the FU to rotate by ⁇ , a certain rule for configuring the superposed constellation can be defined as shown in Table 8 to Table 13 below.
  • Bit of NU (UE1) (ala2a3a4), bit of FU (UE0) (blb2), superposed bit
  • Table 8 shows the rules for implementing superposed constellation when the constellation of the FU rotates by 11 , and uses 16QAM and QPSK for NU and FU, respectively.
  • Table 9 shows the rules for superposed constellation implementation when the constellation of the FU is rotated by. The case of using 16QAM and QPSK for NU and FU respectively.
  • NU is determined to use 64QAM
  • FU is determined to be "high" ⁇
  • ⁇ is 2 layers
  • FU is 1 layer
  • NU and FU are each other. If it is determined to use a different precoding vector and the constellation of the FU needs to rotate by ⁇ , the rules for implementing superposed constellation may be defined as shown in Table 10 and Table 11 below.
  • NCJ (UEl) bit ala2a3a4a5a6), FO (UEO) bit (blb2), superposed bit
  • Table 10 shows the rules for implementing superposed constellation when the constellation of FU rotates by ⁇ , and uses 64QAM and QPSK for NU and FU, respectively.
  • NU UEl bit (ala2a3a4a5a6), FU (UE0) bit (blb2), superposed bit
  • 11 represents a rule for implementing superposed constellation when the constellation of the FU is rotated by--, and uses 64QAM and QPSK for NU and FU, respectively.
  • NU is determined to use QPSK
  • FU is It is determined to use 16QAM for human 1 "
  • NU for 2 layers NU for 1 layer
  • NU and FU are determined to use different precoding vectors, so if the constellation of the FU has to be rotated as much as possible, superposed Rules for implementing constellation may be defined as shown in Table 12 and Table 13 below.
  • Table 12
  • Table 12 shows the rules for implementing superposed constellation when the constellation of FU is rotated, and uses QPSK and 16QAM for NU and FU, respectively.
  • Table 13 shows the rules for superposed constellation implementation when the constellation of the FU is rotated by- ⁇ , where QPSK and 16QAM are used for NU and FU, respectively. Extending using similar methods to the Salping schemes above, it is possible to predefine rules for implementing other superposed constellations (16QAM + 16QAM, QPSK + 64QAM, etc.). In the above-described method 1 and 2, it is assumed that NU uses two layers and FU uses one layer.
  • NU uses one layer and FU uses two layers in a closed-loop feedback environment.
  • NU and constel lat ion may rotate by ⁇ ⁇ .
  • FIGS. 21 and 22 show still another examples of the overlapping constellation configuration proposed in the present specification.
  • FIG. 21 shows the middle of when the constellation of N is rotated by ⁇ .
  • FIG. 22 illustrates a superposed constellation 1 when the constellation of NU is rotated by -4, and QPSK and QPSK are applied to modulation orders of NU and FU, respectively.
  • the specific value to be calculated for the signal of the FU is determined as a function of the precoding vector used by one UE and the other. "As yet another example, if the previous case shown in Table 4 of the case 3, 4, 5, 6 by FU constellation is rotated by a constellation also the same angle of rotation as the NU of the constellation of two UE has not rotated The ways Totated superposed constellation may be implemented using.
  • Equation 8 may be expressed as Equation 13 below.
  • FIGS. 23 and 24 The superposed constellation implemented using this method is illustrated in FIGS. 23 and 24.
  • FIG. 23 illustrates superposed constellation when the constelation of FU and NU rotates by +4, respectively, and the modulation order of each UE is QPSK and QPSK.
  • Figure 24 is a constellation of the FU and NU respectively represent the constellation overlap (superposed constellation) when the rotation ⁇ 4 by, for each UE is a modulation order when the QPSK, QPSK is applied.
  • a method of implementing rotated superposed constellation by applying a specific value to a signal of both NU and FU through a predetermined operation may be performed by a UE using a larger number of layers of two UEs. Write the specific value mentioned above to the preceding vector to be used first by using the predefined operation. (I.e. change the precoding vector value).
  • Equation 14 As such, when the constellation of the NU is returned as much as the FU is rotated, the rotated superposed constellation as shown in FIGS. 23 and 24 may be defined and used in advance, or the previously described NU and FU may be used. Both may apply the conventional gray labeled constellation rules that were established when the constellation did not rotate.
  • the advantage of using the conventional gray labeled constellation rule is that the overhead of signaling transmitted to the base station (eg eNB7) "signal decoding is greater than the signaling overhead when only one of the two UEs rotates the constellation.
  • the XNOR and XOR operations are used within certain rules defined for the superposed constellation configuration proposed in this specification, similar results can be obtained by using the two operations interchanged at each position. .
  • a similar result is that although the bit sequence of the adjacent points of the superposed constellation may be different, the bit difference between the adjacent points on the superposed constellation can be kept as lbit.
  • the predetermined rule but assume that in the bit sequence are arranged in order from NU FU, alternatively may be applied to circles, such as Lee be assumed that the arrangement order of the FU from NU.
  • the NU receives control information related to signal decoding from the eNB through the DCKO or overhears the information of the signal of the FU for blind signal decoding, or blind decoding. This can be found by decoding.
  • the eNB calculates a specific value ( «or /?) Calculated through a function previously scheduled based on a power allocation factor, a modulation order of each UE, a precoding vector index of each UE, and a precoding vector to be used by each UE. You can also set to send to NU.
  • NU is a by implementing mole constellation (rotated superposed constellation) (or a rotated constellation (rotated constellation for FU) for FU ') of the rotation on the basis of the information received from the base station in this manner, desired signal decoding can do.
  • Rotated superposed constellation can be implemented by applying the value calculated through the promised function based on the received information (eg, precoding vector index of each UE) based on the precoding vector and the previously promised operation. If the eNB does not inform the NU of the above information, for example, a precoding vector index or a specific value (computed through a pre-defined function based on the precoding vector), the NU is expressed by the equation through blind decoding. 8 or Equation 13 can be set to find ⁇ and ⁇ (where there are many layers, there may be additional variables.) Alternatively, NU overhears the DCI transmitted for FUl- and precoding for FU to use. You can set that the vector index can be found.
  • the phase may be directly informed by the eNB to the NU, and the magnitude may be set such that the NU can be known through blind detection.
  • the eNB presets some of the values that the specific value may have in a specific set. Then, if the eNB transmits the appropriate set index to the NU, the NU is blind among the values belonging to the set You can also set that detection allows you to determine a particular value.
  • the NU may provide power allocation information for implementing a rotated constellation. You may need to know
  • a UE that needs to implement rotated constellation receives a power allocation factor value from an eNB and a specific value calculated through a pre-defined function based on each precoding vector, and calculates the result through a pre-defined function. It can be set to find the power value to be applied to the rotated constellation.
  • the power allocation factor represents a value for how much NU and FU are allocated based on the total power for each layer, and may be defined as (NU power per layer) / (total power per layer) in this specification. .
  • the constellation of FU is rotated
  • eNB7]-power allocation factor 0 2 is transmitted to each UE, and assuming that the above-mentioned specific value (eg, 2 layer) is used.
  • ⁇ and ⁇ are transmitted to NU, NU can implement rotated constellation of interfered signal.
  • a function eg, (1-power allocation factor) *
  • RS reference signal
  • 2 reference signal
  • IRC BF interference rejection combining beam forming
  • the NU decodes the interfered signal first, and if the decoding succeeds, re-encodes the decoded signal to remove the re-encoded interfered signal from the previous received signal and then decodes the desired signal. I can do it.
  • the NU can decode a desired signal through a method similar to that of the first layer with respect to the second layer.
  • FIG. 25 is a flowchart illustrating an example of a method of transmitting and receiving a signal in the NOMA system proposed herein.
  • the base station sets the first modulation scheme and the first transmission power to the first signal for transmission to the first terminal (S2510), the second modulation scheme and second transmission to the second signal for transmission to the second terminal Set the power (S2520).
  • the first terminal represents the NU (Near UE)
  • the second terminal represents the FU (Far UE).
  • the distance between the first terminal and the base station is closer than the distance between the second terminal and the base station:
  • the first transmission power is set lower than the second transmission power
  • the first signal is transmitted at high power and the second signal is transmitted at low power.
  • the first modulation method and the second modulation method are each QPSK
  • the base station overlaps the first signal and the second signal (S2530).
  • step 52530 the process of the base station overlapping the first signal and the second signal will be described in detail.
  • the base station configures a superposed constellation using a first constellation according to the first modulation scheme and a second constellation according to the second modulation scheme (S2531).
  • the base station After operation 52531, the base station combines the modulation symbol of the first signal and the modulation symbol of the second signal and maps the modulation symbol to the configured superposition constellation (S2532).
  • the overlapping constellation may be predefined or configured by a predetermined rule.
  • the overlap constellation is set such that a bit value difference with respect to a bit sequence of adjacent points is 1 bit or less.
  • the overlapping constellation is configured when the first precoding vector applied to the first terminal and the second precoding vector applied to the second terminal are different.
  • the specific column of the first precoding vector and the second precoding vector When the specific co iumn of the vector is not the same, the first precoding vector and the second precoding vector are different from each other.
  • the predefined overlapping constellation may be configured by rotating at least one of the first constellation and the second constellation by a predetermined value.
  • the base station transmits the overlapped signals to FU and NU (S2540).
  • the base station may transmit control information related to the removal of the interference caused by the first signal to the first terminal.
  • the control information may include at least one of the rotated constant value or a precoding vector index indicating a precoding vector of the first terminal and the second terminal.
  • the predetermined rule is a rule using a relationship between a bit value constituting a bit sequence corresponding to a modulation symbol of the first signal and a bit value constituting a bit sequence corresponding to a modulation symbol of the second signal.
  • 26 is a block diagram of a wireless communication device according to one embodiment of the present invention.
  • a wireless communication system includes a base station 2610 and a plurality of terminals 2620 located in an area of a base station 2610.
  • the terminal 2620 may correspond to the above-described UE, node, device, RRH, relay, TP / RP, RSU, and the like.
  • Base station 2610 includes a processor (2611), a memory (2612) And an RF unit (radio frequency unit) 2613.
  • the processor 2611 implements the functions, processes, and / or methods proposed in FIGS. 1 to 25. Layers of a wireless interface protocol may be implemented by the processor 2611.
  • the memory 2612 is connected to the processor 2611 and stores various information for driving the processor 2611.
  • the RF unit 2613 is connected to the processor 2611 to transmit and / or receive a radio signal.
  • the terminal 2620 includes a processor 2621, a memory 2622, and an RF unit 2623.
  • the processor 2621 implements the functions, processes, and / or methods proposed in FIGS. 1 to 25. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 2621.
  • the memory 2622 is connected to the processor 2621 and stores various information for driving the processor 2621.
  • the RF unit 2623 is connected to the processor 2621 to transmit and / or receive a radio signal.
  • the memories 2612 and 2622 may be internal or external to the processors 2611 and 2621 and may be connected to the processors 2611 and 2621 by various well-known means. Also, the base station 2610 and / or the terminal 2620 may have a single antenna or multiple antennas.
  • Embodiments according to the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software or combinations thereof.
  • an embodiment of the invention may include one or more application specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), programmable logic devices (PLDs), and FPGAs. (field programmable gate arrays), processor, controller,. It can be implemented by a microcontroller, a microprocessor, or the like.
  • an embodiment of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, functions, etc. that perform the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in memory and driven by the processor.
  • the memory may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 명세서는 무선 통신 시스템에서 비-직교 다중 접속(Non-Orthogonal Multiple Access:NOMA)을 이용하여 신호를 송수신하기 위한 기지국의 동작 방법은, 제 1 단말로 전송하기 위한 제 1 신호에 제 1 변조 방식과 제 1 전송 파워를 설정하는 단계; 제 2 단말로 전송하기 위한 제 2 신호에 제 2 변조 방식과 제 2 전송 파워를 설정하는 단계; 상기 제 1 신호 및 상기 제 2 신호를 중첩하는 단계; 및 상기 중첩된 신호를 전송하는 단계를 포함하되, 상기 중첩된 신호의 전송은 사전에 미리 정의되거나 또는 일정 규칙에 의해 구성되는 중첩 성상도를 이용하는 것을 특징으로 한다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭]
무선 통신 시스템에서 비 -직교 다중 접속을 이용하여 신호를 송수신하기 위한 방법 및 장치
【기술분야】
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서 , 보다 상세하게 비 -직교 다 중 접속 (Non-Orthogonal Multiple Access： NOMA)를 이용하여 신호를 송수 신하기 위한 방법 및 이를 지원하는 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하 기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까 지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부 족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로, 보다 발 전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.
차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연 (End-to-End Latency) , 고에너지 효율을 지원 할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성 (Dual Connectivity) , 대규모 다중 입줄력 (Massive MIMO: Massive Multiple Input Multiple Output) , 전이중 (In— band Full Duplex) , 비직교 다중접속 (NOMA: Non- Orthogonal Multiple Access) , 초광대역 (Super wideband) 지원, 단말 네트워킹 (Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다.
【발명의 내용】
【기술적 과제】
본 명세서는 비 -직교 다중 접속 (NOMA) 시스템에서 계층 변조 (Hierarchical Modulation： HM) 방법을 사용하여 신호를 송수신하기 위한 방법을 제공함에 목적이 있다.
또한, 본 명세서는 NOMA 시스템에서 NU(Near UE) 및 FU(Far UE)의 중 첩신호 전송과 관련된 중첩 성상도 (superposed constellation) -|- 구성하는 방법을 제공함에 목적이 있다.
또한, 본 명세서는 NOMA 시스템에서 NU가 수신된 (중첩) 신호에서 자신 의 신호를 디코딩하기 위해 중첩 성상도 구성과 관련된 정보를 송수신하는 방법 을 제공함에 목적이 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제 들로 제한되지 않으며 , 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부 터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방안】
본 명세서는 무선 통신 시스템에서 비 -직교 다중 접속 (Non-Orthogonal Multiple Acess:NOMA)를 이용하여 신호를 송수신하기 위한 방법에 있어서, 기지국에 의해 수행되는 방법은, 제 1 단말로 전송하기 위한 제 1 신호에 제 1 변조 방식과 제 1 전송 파워를 설정하는 단계; 제 2 단말로 전송하기 위한 제 2 신호에 제 2 변조 방식과 제 2 전송 파워를 설정하는 단계; 상기 제 1 신호 및 상기 제 2 신호를 중첩하는 단계; 및 상기 중첩된 신호를 전송하는 단계를 포함 하되, 상기 제 1 신호 및 상기 제 2 신호를 중첩하는 단계는, 상기 제 1 변조 방식에 따른 제 1 성상도 ( constellat ion )와 제 2 변조 방식에 따른 제 2 성 상도를 이용하여 중첩 성상도 ( superposed constel lation )를 구성하는 단계 ; 및 상기 제 1 신호의 변조 심볼과 상기 제 2 신호의 변조 심볼을 결합하여 상기 구성된 중첩 성상도에 매핑하는 단계를 포함하되, 상기 중첩 성상도는 사전에 미 리 정의되거나 또는 일정 규칙에 의해 구성되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 구성된 중첩 성상도는 인접 포인트 ( point )들 의 비트 시퀀스 ( bit sequence )에 대한 비트 값 차이가 1 비트 이하가 되도록 설정되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 중첩 성상도는 상기 제 1 단말에 적용되는 제 1 프리코딩 백터 ( precoding vect or )와 상기 제 2 단말에 적용되는 제 2 프리 코딩 백터가 다른 경우, 구성되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서는 상기 제 1 프리코딩 백터의 특정 column과 상기 제 2 프리코딩 백터의 특정 column이 동일하지 않은 경우, 상기 제 1 프리코딩 백터 와 상기 제 2 프리코딩 벡터는 서로 다른 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 사전에 미리 정의되는 중첩 성상도는 상기 제 1 성상도 또는 상기 제 2 성상도 중 적어도 하나를 일정 값만큼 회전하여 구성 되는 것을 특징으로 한다. .
또한, 본 명세서는 상기 제 1 단말로 상기 제 1 신호에 의해 발생되는 간 섭의 제거와 관련된 제어 정보를 전송하는 단계를 더 포함하는 ¾을 특징으로 한 다.
또한, 본 명세서에서 상기 제어 정보는 상기 회전되는 일정 값 또는 상기 제 1 단말 및 상기 제 2 단말의 프리코딩 백터를 나타내는 프리코딩 백터 인덱 스 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 일정 규칙은 상기 제 1 신호의 변조 심볼에 해 당하는 비트 시퀀스를 구성하는 비트 값과 상기 제 2 신호의 변조 심볼에 해당하 는 비트 시퀀스를 구성하는 비트 값과의 관계를 이용하는 것을 특징으로 한다. 또한, 본 명세서에서 상기 제 1 전송 파워는 상기 제 2 전송 파워보다 낮 게 설정되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 제 1 단말과 상기 기지국과의 거리는 상기 제 2 단말과 상기 기지국과의 거리보다 가까운 것을 특징으로 한다 .
또한, 본 명세서에서 상기 제 1 변조 방식 및 상기 제 2 변조 방식은 각각 QPSK , 16QAM 또는 64 QAM 중 어느 하나인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서는 무선 통신 시스템에서 비ᅳ직교 다중 접속 ( Non- Orthogonal Mul t ipl e Acess )을 이용하여 데이테 · 송수신하기 위한 기지국 에 있어서, 상기 기지국은, 무선 신호를 송수신하기 위한 RF ( Radio Frequency ) 유닛; 및 상기 RF 유닛과 기능적으로 연결되어 있는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 제 1 단말로 전송하기 위한 제 1 신호에 제 1 변조 방식과 제 1 전송 파워를 설정하고; 제 2 단말로 전송하기 위한 제 2 신호에 제 2 변조 방식과 제 2 전송 파워를 설정하고; 상기 제 1 신호 및 상기 제 2 신호 를 중첩하고; 및 상기 중첩된 신호를 전송하도록 제어하되, 상기 프로세서는, 상기 제 1 변조 방식에 따른 제 1 성상도 ( constellation )와 제 2 변조 방식 에 따른 게 2 성상도를 이용하여 중첩 성상도 ( superposed constel lation ) 를 구성하고; 및 상기 제 1 신호의 변조 심볼과 상기 제 2 신호의 변조 심볼을 결합하여 상기 구성된 중첩 성상도에 매핑하도록 제어함으로써, 상기 제 1 신호 및 상기 제 2 신호를 중첩하도록 제어하며 , 상기 중첩 성상도는 사전에 미리 정 의되거나 또는 일정 규칙에 의해 구성되는 것을 특징으로 한다. 【유리한 효과】
본 명세서는 각 UE가 서로 다른 프리코딩 백터를 사용하는 경우에도 적용 할 수 있는 중첩 성상도를 사전에 미리 정의하거나 또는 일정 규칙에 따라 구성 함으호써, 해당 증첩 성상도에서 인접 포인트들 간의 비트 값 차이를 1 비트 이 하로 즐일 수 있는 효과가 있다. 따라서 , 상기 중첩 성상도를 이용함으로써 , NU는 수신 (중첩 ) 신호에 대 한 디코딩 성능을 높일 수 있게 된다. 본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으 며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다. 【도면의 간단한 설명】 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술 적 특징을 설명한다. 도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 E-UTRAN ( evolved universal terrestrial radio acces s network )의 네트워크 구조의 일 예를 나타낸다 도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 3GPP LTE/LTE-A 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이 다 ·
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구 조를 나타낸다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 ( resource grid )를 예시한 도면이다.
도 5는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프 레임의 구조를 나타낸다.
도 6은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프 레임의 구조를 나타낸다.
도 7은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 NOMA 시스템에서 사용되는 간섭 제거 방법의 개념도를 나타낸다.
도 8은 하향링크 전력 제어 방법의 일례를 나타낸 개념도이다.
도 9는 계층 변조의 일례를 나타낸 개념도이다.
도 10은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다. 도 11은 두 ϋΕ들이 동일한 프리코딩 백터를 사용하는 경우, gray labeled constel lation 방법의 일례를 나타낸다.
도 12는 본 명세서에서 제안하는 방법들이 적용될 수 있는 비트 레벨 gray convertor를 나타낸다.
도 13은 본 명세서에서 제안하는 사전에 결정되는 중첩 성상도의 일례를 나타낸 도이다.
도 14는 본 명세서에서 제안하는 사전에 결정되는 중첩 성상도의 또 다른 일례를 나타낸다. . 도 15는 본 명세서에서 제안하는 사전에 결정되는 중첩 성상도의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
도 16은 본 명세서에서 제안하는 사전에 결정되는 중첩 성상도의 또 다른 일례를 나타낸다.
도 17은 본 명세서에서 제안하는 사전에 결정되는 중첩 성상도의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
도 18은 본 명세서에서 제안하는 사전에 결정되는 중첩 성상도의 또 다른 일례를 나타낸다.
도 19는 일정 규칙을 적용하지 않고 각 단말의 성상도를 중첩하여 생성한 중첩 성상도의 일례를 나타낸 도이다.
도 20은 본 명세서에서 제안하는 일정 규칙을 적용하여 각 단말의 성상도 를 중첩하여 생성한 중첩 성상도의 일례를 나타낸 도이다.
도 21 및 도 22는 본 명세서에서 제안하는 중첩 성상도 구성의 또 다른 일례들을 나타낸다.
도 23 및 도 24는 본 명세서에서 제안하는 각 UE의 성상도가 각각 일정 각도만큼 회전했을 때의 중첩 성상도 ( superposed constellation )의 일례를 나타낸다.
도 25는 본 명세서에서 제안하는 NOMA 시스템에서 신호를 송수신하는 방 법의 일례를 나타낸 순서도이다.
도 26은 본 명세서에서 제안하는 방법들이 적용될 수 있는 무선 통신 장 치의 블록 구성도를 예시한다.
【발명의 실시를 위한 형태】
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세 하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예 시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전 한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식 으로 도시될 수 있다.
본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 ( terminal node )로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 ( upper node )에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트 워크 노드들 ( network nodes )로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위 해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들 에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station) '은 고정국 (fixed station) , Node B, eNB ( evolved-NodeB) , BTS (base transceiver system) , 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의 해 대체될 수 있다. 또한, '단말 (Terminal) '은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며 , UE (User Equipment) , MS (Mobile Station) , UT (user terminal) , MSS (Mobile Subscriber Station) , SS (Subscriber Station) , AMS (Advanced Mobile Station) , WT (Wireless terminal) , MTC (Machine-Type Communication) 장치, M2M (Machine-to-Machine ) 장 치 , D2D ( Device— to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다 .
이하에서, 하향링크 (DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미 하며 , 상향링크 (UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향 링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향 링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다.
이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA (code division multiple access) ,
FDMA (frequency division multiple access) , TDMA (time division multiple access) , OFDMA (orthogonal frequency division multiple access ) , SC-FDMA (single carrier frequency division multiple access) , NOMA (non-orthogonal multiple access ) 등과 같은 다양한 무 선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA (universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현 될 수 있다. TDMA는 GSM (global system for mobile communications) /GPRS (general packet radio service) /EDGE (enhanced data rates for GSM evolution) 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA^ IEEE 802.11 (Wi-Fi) , IEEE 802.16 (WiMAX) , IEEE 802-20, E-UTRA ( evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS (universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP (3rd generation partnership project) LTE (long term evolution)은 E-UTRA를 人!"용하는 E— UMTS ( evolved UMTS) 의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한 다. LTE— A (advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 증 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계 들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개 시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE/LTE-A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 시스템 일반
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 E-UTRAN (evolved universal terrestrial radio access network)의 네트워크 구조의 일 예를 나타낸다,
E-UTRAN 시스템은 기존 UTRAN 시스템에서 진화한 시스템으로, 예를 들 어, 3GPP LTE/LTE-A 시스템일 수 있다. E— UTRAN은 단말에게 제어 평면 (control plane)과 入용 평면 (user plane) 프로토콜을 제공 ^"는 기지국 (eNB)들로 구성되고, 기지국들은 X2 인터페이스를 통해 연결된다. X2 사용자 평면 인터페이스 (X2-U)는 기지국들 사이에 정의된다. X2-U 인터페이스는 사용 자 평면 PDU (packet data unit)의 보장되지 않은 전달 (non guaranteed delivery)을 제공한다. X2 제어 평면 인터페이스 (X2-CP)는 두 개의 이웃 기 지국 사이에 정의된다. X2-CP는 기지국 간의 컨텍스트 (context) 전달, 소스 기지국과 타겟 기지국 사이의 사용자 평면 터널의 제어, 핸드오버 관련 메시지의 전달, 상향링크 부하 관리 등의 기능을 수행한다. 기지국은 무선인터페이스를 통해 단말과 연결되고 S1 인터페이스를 통해 EPC (evolved packet core)에 연결된다. S1 사용자 평면 인터페이스 (S1-U)는 기지국과 서빙 게이트웨이 (S- GW: serving gateway) 사이에 정의된다. S1 제어 평면 인터페이스 (SI— MME) 는 기지국과 이동성 관리 개체 (MME: mobility management entity) 사이에 정의된다. S1 인터페이스는 EPS (evolved packet system) 베어러 서비스 관 리 기능, NAS (non-access stratum) 시그널링 트랜스포트 기능, 네트워크 쉐 어링, MME 부하 밸런싱 기능 등을 수행한다. S1 인터페이스는 기지국과 MME/S-GW 간에 다수 -대—다수 관계 (many一 to— many— relation)를 지원한다. 도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 3GPP LTE/LTE-A 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이 다.
전원이 꺼진 상태에서 다시 전원이 켜지거나, 새로이 셀에 진입한 단말은 S201 단계에서 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색 (initial cell search) 작업을 수행한다. 이를 위해 단말은 기지국으로부터 주 동기 채널 (P- SCH： primary synchronization channel ) (또는 주 동기 신호 (PSS: primary synchronization signal) ) 및 부 동기 채널 (S-SCH: secondary synchronization channel ) (또는 부 동기 신호 (SSS: secondary synchronization signal) )을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고, 셀 ID (identifier) 등의 정보를 획득한다.
그 후, 단말은 기지국으로부터 물리 방송 채널 (PBCH: physical broadcast channel) 신호를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다. 한 편, 단말은 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호 (DL RS: downlink reference signal)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.
초기 셀 탐색을 마친 단말은 S202 단계에서 PDCCH 및 PDCCH 정보에 따 른 PDSCH 을 수신하여 조금 더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다.
이후, 단말은 기지국에 접속을 완료하기 위해 이후 단계 S203 내지 단계 S206과 같은 랜덤 액세스 절차 (random access procedure)을 수행할 수 있 다. 이를 위해 단말은 물리 랜덤 액세스 채널 (PRACH: physical random access channel)을 통해 프리앰블 (preamble)을 전송하고 (S203) , PDCCH 및 이에 대웅하는 PDSCH을 통해 프리앰블에 대한 웅답 메시지를 수신할 수 있다 (S204) . 경쟁 기반 랜덤 액세스의 경우, 단말은 추가적인 PRACH 신호의 전송 (S205) 및 PDCCH 신호 및 이에 대웅하는 PDSCH 신호의 수신 (S206)과 같은 중돌 해결 절차 (contention resolution procedure)를 수행할 수 있다. 상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상 /하향링크 신호 전송 절차로서 PDCCH 신호 및 /또는 PDSCH 신호의 수신 (S207) 및 물리 상향링 크 공유 채널 (PUSCH) 신호 및 /또는 물리 상향링크 제어 채널 (PUCCH) 신호의 전송 (S208)을 수행할 수 있다.
단말이 기지국으로 전송하는 제어정보를 통칭하여 상향링크 제어정보 (UCI: uplink control information )라고 지칭한다. UCI는 HARQ-ACK/NACK, 스 케줄링 요청 (SR: scheduling request) , 채널 품질 지시자 (CQI) , 프리코딩 행렬 1Al l"(PMI: precoding matrix indicator) , 크 Λ] ^j- (RI： rank indication) 정보 등을 포함한다.
LTE/LTE-A 시스템에서 UCI는 일반적으로 PUCCH를 통해 주기적으로 전 송되지만, 제어정보와 트래픽 데이터가 동시에 전송되어야 할 경우 PUSCH를 통 해 전송될 수 있다. 또한, 네트워크의 요청 /지시에 의해 PUSCH를 통해 UCI를 비주기적으로 전송할 수 있다 . 도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구 조를 나타낸다.
3GPP LTE/LTE-A에서는 FDD ( Frequency Division Duplex)어 1 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD (Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다. 도 3의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 '예시한다. 무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 ( subf rame )으로 구성된다. 하나의 서브 프레임은 시간 영역 (time domain)에서 2개의 슬롯 (slot)으로 구성된다. 하나 의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI (transmission time interval)이라 한다. 예를 들어 , 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나 의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.
하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블 록 (RB: Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링'크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심불 구간 (symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록 (resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파 (subcarrier)를 포함한다.
도 3의 (b)는 타입 2 프레임 구조 (frame structure type 2)를 나타 낸다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 하프 프레임 (half frame)으로 구성되며, 각 하프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot) , 보호구간 (GP: Guard Period) , UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성 되며 , 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서 의 초기 샐 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향 링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.
무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다. 도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다. .
도 4를 참조하면 , 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심 볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적 으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.
자원 그리드 상에서 각 요소 (element)를 자원 요소 (resource element) 하고, 하나의 자원 블톡 (RB: resource block)은 12 X 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 ^DL은 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 종속한다.
상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다. 도 5는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프 레임의 구조를 나타낸다.
도 5를 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역 (control region)이고, 나 머지 OFDM 심볼들은 PDSCH (Physical Downlink Shared Channel)이 할당 되는 데이터 영역 (data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel) , PDCCH (Physical Downlink Control Channel) , PHICH ( Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.
PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수 (즉, 제어 영역의 크기 )에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향 링크에 대한 웅답 채널이고, HARQ (Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한
ACK (Acknowledgement) /NACK (Not-Acknowledgement ) 신호를 '나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보 (DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 (Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.
PDCCH는 DL-SCH (Downlink Shared Channel)의 자원 할당 및 전송 포 맷 (이를 하향링크 그랜트 (DL grant)라고도 한다. ) , UL-SCH (Uplink Shared Channel)의 자원 할당 정보 (이를 상향링크 그랜트 (UL grant)라고도 한다. ) , PCH (Paging Channel)에서의 페이징 (paging) 정보, DL—SCH에서의 시스템 정보, PDSCH에서 전송되는 랜덤 액세스 웅답 (random access response)과 같은 상위 레이어 (upper-layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 명령들의 집합, VoIP(VoiCe over IP)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH들은 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며 , 단말은 복수의 PDCCH들을 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하 나 또는 복수의 연속적인 CCE (control channel elements)의 집합으로 구성 된다. CCE는 무선 채널의 상태에 따른 부호화율 (coding rate)을 PDCCH에 제 공하기 위하여 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹 (resource element group)들에 대응된다. PDCCH의 포맷 및 사용 가능한 PDCCH의 비트 수는 CCE들의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율 간의 연관 관계에 따라 결정된다.
기지국은 단말에게 전송하려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고 , 제어 정보에 CRC (Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH의 소유 (owner) ^ 용도에 따라 고유한 식별 1" (이를 RNTI (Radio Network Temporary Identifier)라고 한다.)가 마스킹된다. 특정의 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유한 식별 , 예를 들어 C-RNTI ( Cell-RNTI ) 7 CRC에 스킹될 수 있다. 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI (Paging-RNTI) 7} CRC에 스킹될 수 있다. 시스템 정보, 더욱 구체적으로 入)스템 정보 블록 (SIB: system information block)를 위 한 PDCCH라면 시스템 정보 식별자, SI-RNTI (system information RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 웅답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위하여 , RA-RNTI (random access-RNTI )가 CRC에 마스킹될 수 있다. 도 6은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프 레임의 구조를 나타낸다.
도 6을 참조하면 , 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH (Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 데이터 영역은 λ\ 용자 더】이터를 나르는 PUSCH (Physical Uplink Shared Channel)이 할당된 다.
하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록 (RB: Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각 각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다 . 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계 (slot boundary)에서 주파수 도약 (frequency hopping)된다고 한다. 비 -직교 다중 접속 (Non-Orthogonal Multiple Access： NOMA.) 일반 비 -직교 다중 접속 (NOMA)란, 기본적으로 간섭 제거 수신기의 전제하에 기존 OFDMA 시스템에서 주파수 -시간 영역에서 자원할당 하던 방식에 비하여 , 추가적으로 사전에 고려된 전력비를 가지고 동일 주파수 -시간 자원에 복수의 UE 를 할당하고, 간섭 제거 수신기를 통하여 사전에 고려된 유저간 간섭을 경감함으 로써, 큰 대역폭 효율을 얻을 수 있는 다중 접속 기법을 말한다.
NOMA는 새로운 무선 접속 기술로서 , 향후 5G 시스템의 중요 후보 기술로 거론되고 있다.
도 7은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 NOMA 시스템에서 사용되는 간섭 제거 방법의 개념도를 나타낸다.
도 7에 도시된 바와 같이, NOMA 시스템의 증요 구성 기술은 크게 (1) 기 지국의 자원 할당 방법과 (2) 단말의 간섭 제거 방법으로 구분할 수 있다.
여기서 , 단말의 간섭 제거 방법은 1) Symbol-level 간섭 제거 수신기 , 2) ML (Maximum likelihood) 수신기, 3) Symbol-level IC (Interference Cancellation) 수신기 , 4 ) CWIC (Codeword level interference Cancellation) 수신기, 5) L-CWIC (MMSE based Linear CWIC) , 6) L-C IC 등 다양한 형태가 있올 수 있다. 각각의 간섭 제거 기법에 따라서 주어진 환경에서 단말의 수신 이득은 달 라지게 되며 , 일반적으로 단말 구현 복잡도와 비례하여 ML 기법이 적용된 경우 와 CWIC 형태의 수신기의 이득이 크게 나타나게 된다. 하향링크ᅵ전력 게어 (Downlilnk power control)
3GPP LTE(-A) 등의 무선통신 시스템에서는 하향링크 자원의 전력할당을 위해서 자원요소 별 에너지 값인 EPRE (energy per resource element)를 정의한다.
이때, 기준이 되는 값은 셀一특정 참조신호 (cellᅳ specific reference signal, CRE)에 대한 EPRE이며 , 상기 CRS EPRE는 상위계층 신호로 결정되어 하향링크 시스템 대역 (system bandwidth) 및 부 프레임 ( subf rame ) 내어】서 고정된 값을 가진다. LTE(-A) 시스템에서 실제 데이터가 전송되는 물리 데이터 공유 채널 (physical data shared channel, PDSCH)의 只 1"원들에 대한 EPRE는 상기 CRS EPRE의 일정 비율로써 표현될 수 있다.
예를 들어, CRS가 존재하지 않는 직교 주파수 분할 방식 (orthogonal frequency division modulation, OFDM) 심볼 (symbol)에서 PDSCH EPRE 대비 CRS EPRE 비율은 pA로 정의되며, CRS가 존재하는 OFDM 심볼에서 PDSCH EPRE 대비 CSR EPRE 비율은 pB로 정의된다.
도 8은 하향링크 전력 제어 방법의 일례를 나타낸 개념도이다.
도 8에서, 가로 축은 OFDM 심볼을, 세로 축은 부 반송파를, 높이는 전력 을 나타낸다.
도 8에서, pA는 다중 사용자 다중 입력 다중 출력 기법 (multiple input multiple output, MIMO)의 적용 여부에 따른 - 전력 오프셋 Spower-offset과 UEᅳ특정 변수인 PA에 의해서 결정되며, pA/pB는 안테나 포트 수 와 셀 -특정 변수 PB에 의해서 결정된다.
현재 LTE 시스템 (i.e., Rel— 10)에서는 크게 2가지 경우에 대해 pA을 다르게 정의하고 있다.
먼저, 4개의 셀 공통 안테나 포트를 활용하여 송신 diversity 기법을 적용한 PDSCH 데이터 전송 시 pA는 아래 수학식 1에 의해 결정된다.
【수학식 1】
Figure imgf000022_0001
여기서 , Spower— offset는 J-MIMO 동작을 지원하기 위한 전력 오프셋 값을 나타내며, 그 외의 PDSCH 전송 시에는 OdB로 설정된다.
또한, PA는 앞서 기술된 바와 같이 UE 특정 변수를 의미한다 .
상기 언급된 송신 diversity 기반 PDSCH 전송을 제외한 그 밖의 경우에 pA는 아래 수학식 2와 같이 정의된다.
【수학식 2】
offset + PA[dB] 계충 변조 (Hierarchical Modulation)
도 9는 계층 변조의 일례를 나타낸 개념도이다.
도 9를 참조하여 계층 변조 (Hierarchical Modulation： HM)에 대해 간 략히 살펴보기로 한다 .
계증 변조 (Hierarchical modulation) layered modulation0] 2- 호칭 또는 표현될 수 있다.
계층 변조는 다수의 데이터 스트림들을 하나의 심볼 스트림으로 멀티플렉 싱 및 변조하기 위한 기술들 중 하나이다.
여기서 , base-layer 서브 심볼들 및 enhancement-layer 서브 심볼들 은 전송 전에 함께 동기화되어 중첩되게 된다 (superimposed) .
계층 변조가 적용될 때, 좋은 수신과 진보된 (enhanced) 수신기를 가지는 사용자 또는 사용자 단말기는 하나의 데이터 스트림 이상을 복조 (demodulate) 및 디코딩 (decode)할 수 있다ᅳ
기존의 수신기 또는 좋지 않은 수신을 가지는 사용자 단말기의 경우, low layer (e.g. the base layer)에서 전송되는 데이터 스트림만 복조 및 다코딩 할 수 있게 된다.
정보 -이론 관점에서, 계층 변조는 중첩 프리코딩에서 하나의 실제적인 구 현으로서 다루어지며 , 수신단 (또는 수신기 )에서 성공적인 간섭 제거를 가지는 가우시안 브로드캐스트 채널의 maximum sum rate를 달성하기 위해 제안되었었 다.
네트워크 동작 관점에서 , 네트워크 오퍼레이터는, 계충 변조가 적용될 때 서로 다른 서비스들 또는 QoS를 가지는 사용자 단말기들을 끊김없이 타겟할 수 있다.
그러나, 기존 계층 변조는 inter-layer interference (ILI)로 인해 low-layer data streams (e.g. the base layer data stream)에 의해 달성할 수 있는 비율이 상위 계층 신호 (들) (high layer signal ( s ) )로부터의 간섭에 의해 즐어든다.
예를 들어, 16QAM base layer 및 QPSK enhancement layer를 포함 하는 계층적으로 변조된 two-layer 심볼들에 대해 , inter-layer interference로 인한 base-layer throughput 손실은, 전체 수신 SNR (signal-to-noise ratio)이 약 23 dB일 때 , 약 1.5 bits/symbol까 지 증가할 수 있다.
이는 23dB SNR에서 baseᅳ layer의 achievable throughput의 손실이 약 37.5% (1.5/4)임을 의미한다.
반면에, base-layer 및 enhancement -layer symbols 중 어느 하나 의 demodulation error rate 역시 증가하게 된다. 코드북 기반프리코딩 기법
다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 (precoding)을 적용할 수 있다. 코드북 (Codebook) 기반의 프리코딩 기법은, 송신단과 수신단에서 프리코 딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고, 수신단 (예를 들어 , 단말)이 송신단 (예를 들어 , 기지국)으로부터의 채널 정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지 (즉, 프리코딩 행렬 인덱스 (Precoding Matrix Index;PMI)를 송신 단에게 피드백하여 주고, 송신단은 PMI에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전 송에 적용하는 기법을 말한다.
미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로, 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만, 실제 채널 정보 에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로 (explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다. 도 10은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다. 코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코 드북 정보를 공유하게 된다. 즉, 피드백 정보가 유한한 (finite) 경우에 프리코 딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여 , 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행 렬 정보 (즉, 해당 프리코딩 행렬의 인텍스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어 , 수신단에서는 ML (Maximum Likelihood) 또는 MMSE (Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택 할 수 있다. 도 10에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드 별 로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.
수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은,전송 랭크에 대웅하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 수신단으로 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 (row)의 개수 는 안테나의 개수와 동일하며 , 열 (column)의 개수는 탱크 값과 동일하다.
랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열 (column)의 개수는 레이어 개 수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4 X2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다. 송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루 어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프 리코딩 행렬은 U*UH= I와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는 바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르미트 (Hermit) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다. 예를 들어, 아래 표 1은 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 2 전송 안테나를 사 용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고, 아래 표 2는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드 북을 나타내는 것이다.
【표 1】
Figure imgf000027_0001
【표 2】
Figure imgf000028_0001
상기 표 2에서, 는 ' =/-2"""^ 와 같이 표현되는 수식으로부터 구성되는 세트 {s}로 얻어진다.
이 때, I 는 4X4 단일행렬을 나타내고 un는 표 2에서 주어지는 값이다. 상기 표 1에서 나타난 바와 같이, 2 개의 송신 안테나에 대한 코드북의 경우 총 7개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서, 단일 행렬은 개-루 프 (open-loop) 시스템을 위한 것이므로, 폐 -루프 (loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다.
또한, 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64개의 프리코딩 백터 / 행렬을 가지고 있다.
위와 같은 코드북은 상수 모들러스 (Constant modulus; CM) 특성 , 네 스티드 특성 (Nested property) , 게한된 알파벳 (Constrained . alphabet ) 둥의 공통적인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각 각의 요소 (element)는 '0'을 포함하지 않으며, 같은 크기를 가지도록 구성되 는 특성이다.
네스티드 특성은, 낮은 탱크의 프리코딩 행렬이 높은 랭크의 프리코딩 행 렬의 특정 열의 서브셋 (subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한 된 알파벳 특성은, 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)의 알파벳이 {±1,土 j,±^,±^}으로 구성되는 특성을 의미한다. 이하, 본 명세서에서 제안하는 NOMA 시스템에서 NU(Near UE)와 FU(Far UE)가 서로 다른 개수의 레이어 (layer)를 사용하는 경우, 각 UE의 modulation combining을 수행하는 경우, 중첩되는 성상도 ( superposed constellation)에서 인접 포인트 (point)들 간 비트 값 차이가 lbit만 다르 게 설정하는 방법에 대해 살펴보기로 한다.
이하에서는, 중첩 성상도 (superposed constellation)에서 인접 point들 간의 비트 값 차이가 lbit만 다르게 설정하는 방법을 'gray labeled constellation 방법 '이라 호칭 또는 표현하기로 한다.
즉, gray labeled constellation 방법은 bit 단위 error를 최소화 하기 위해 중첩 성상도에서 인접 modulation symbol을 구성하는 bit sequence가 1 bit만 차이나도록 constellation을 구성하는 방법을 말한다. 특히, 본 명세서에서는 어느 하나의 UE의 constellation 또는 두 UE들 의 constellation들의 회전 (rotated)을 이용한 gray labeled constellation 방법을 제안한다。
기존의 gray labeled constellation 방법과 본 명세서에서 제안하는 gray labeled constellation 방법을 구별하기 위해, 기존의 gray labeled constellation 방법을 λ종래 enhancedᅳ gray labeled constellation 방법'이라 표현하기로 한다.
먼저, NOMA 시스템은 동일한 시간과 주파수 자원을 사용하여 서로 다른 UE(NU, FU)에게 각각의 정보를 전송하기 위해서 중첩 코딩 기법 ( superposition coding scheme)을 사용한다.
즉, 기지국은 지리상 위치 (geometry)가 좋은 UEl (Near LIE: NU)를 위 한 신호 (signal)에 적용될 변조 치"수 (modulation order)에 따른 성^"도 (constellation)과, 只 1리 Λ 위 17 않은 UEO (Far UE: FU)를 위한 signal에 적용될 modulation order에 따른 constellation을 중첩하여 중 첩 성상도 (superposed constellation)을 구현한다.
이 때, 기존 3GPP specif ication에 정의된 constellation에 전력 할당요소 (power allocation factor)만 조정하여 각 UE의 constellation 을 중첩하는 경우, 중첩 성상도 (superposed constellation)에서 인접 point들 (또는 인접 신호들) 간의 비트 값 차이는 2 bits 이상 발생하게 된다. 이처럼 , 중첩 성상도 (superposed constellation)에서 인접 point들 간비트 값 차이가 2 bits 이상 발생하는 경우, 특정 receiver (e.g. , ML receiver)를 사용하는데 있어서 상당한 성능 저하를 초래할 수 있다. 이러한 성능 저하의 문제는 기존 3GPP specification에 정의되는 constellation들을 중첩할 때 간단한 논리 회로를 사용하여 superposed constellation의 인접 point들 간 비트 값 차이를 lbit 만 다르거 1설정하는 종래 gray labeled constellation 방법을 통해 해결할 수 있다.
다만, 상기 종래 gray labeled constellation 방법은 서로 다른 UE 들이 같은 프리코딩 백터 (precoding vector)를 사용하는 경우에만 그 성능이 보장된다.
즉, 각 UE들이 사용하는 precoding vector가 서로 다른 경우 상기 종 래 gray labeled constellation 방법만으로는 한계가 있다.
따라서, 본 명세서에서는 서로 다른 UE들이 사용할 precoding vector 가 서로 다른 경우, 중첩 성상도 (superposed constellation )에서 인접 point들간의 비트 값 차이가 lbit만 다르게 설정하기 위한 새로운 gray labeled constellation 방법 즉, enhanced gray labeled constellation 법에 대해 계안한다.
본 명세서에서 제안하는 새로운 gray labeled constellation 방법은
(1) 어느 하나의 UE의 constellation을 회전하여 다른 UE의 constellation과 중첩하여 중첩 constellation을 구성하는 방법 (방법 1)과,
(2) 각 UE의 constellation을 일정 규칙에 기초하여 중첩하여 중첩 constellation을 구성하는 방법 (방법 2)로 구분할 수 있다. 앞서 살핀 바와 같이 , 안테나 포트 (Antenna port) {0, 1}을 통해 프리 코딩 (precoding)과 CSI reporting에 |·용되는 프리코딩 백터 (precoding vector)는 아래 표 3과 같다.
표 3은 layer의 개수에 따른 프리코딩 백터를 나타낸 표이다.
^핀 표 1과 동일하다.
【표 3】
Figure imgf000032_0001
표 3을 참고하면, layer의 개수가 1개이면, 코드북 인텍스 (codebook index) 0부터 3까지 4개의 precoding vector를 사용한다.
그리고, layer의 개수가 2개이면, closed loop를 위해서 codebook index 2의 precoding vector를 ! "용하며, open loop를 위해서 codebook index 0의 precoding vector를 사용한다 .
기본적으로, NOMA system에서의 NU와 FU는 동일한 precoding vector를 사용한다고 가정하기 때문에, NU와 FU가 사용하는 layer의 개수가 같으면 종래 gray labeled constellation 방법을 사용할 수 있다.
하지만, NU와 FU가 사용하는 layer의 개수가 달라지면 각 UE가 사용하 는 precoding vector가 달라질 수도 있기 때문에 추가적으로 고려해야 하는 부분이 발생한다 .
예를 들어, closed- loop feedback'환경에서 NU는 2개의 layer를 人 1" 용한다고 가정하고, FU는 1개의 layer를 사용한다고 가정한다 . 이 때, NU는 precoding vector 중 하나를 사용 할 수 있고, FU는 precoding vector
Figure imgf000033_0001
v! l-i 1 중 하나 를 사용할 수 있다.
위의 precoding vector들의 조합으로 가질 수 있는 총 경우의 수는 8 가지이며 , 아래의 표 4와 같이 정리할 수 있다.
즉, 표 4는 위의 Precoding vector에 따라 가질 수 있는 8가지 조합의 일례를 나타낸다.
【표 4】
Figure imgf000033_0002
표 4에서, case 1, 2, 7, 8은 동일한 프리코딩 백터 (same precoding vector)를 사용하는 경우와 같게 되는데, 그 이유는 아래 수학식 3 내지 6을 보면 알 수 있게 된다.
먼저, 표 4에서 case 1은 아래 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 3】
Figure imgf000034_0001
다음, 표 4에서 case 2는 아래 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 4】
Figure imgf000034_0002
다음, 표 4에서 case 7은아래 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 5]
Figure imgf000034_0004
Figure imgf000034_0003
다음, 표 4에서 case 8은 아래 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 6]
'hi 2 1 1 「 i rii
h3 X, I =
h4. ) +:
l2 )
J. Xl +2 X2 + vf (
-i. h3 hj 2 (x2 + 2 3 위의 수학식 3 내지 6에서, f 1 는 채널 매트릭스 (channel matrix)
Lti3 n4j
를 나타내며, 과 χ2는 NU에게 전송되는 신호를 나타내며, x3는 FU에게 전송되 는 신호를 나타낸다.
상기 4가지의 case (case 1, 2, 7, 8)들에서, NU에게 전송되는 두 개 의 layer 중 하나의 layer에는 NU의 signa 1만 전송되고, 다른 layer에는 FU 의 signal이 NU의 signal과 중첩되어 전송된다.
이때 사용되는 중첩 성상도 (superposed constellation)의 일례로, NU 및■ FU 모두 modulation order가 QPSK인 경우, gray labeled constellation은 도 11과 같이 나타낼 수 있다.
도 11은 두 UE들이 동일한 프리코딩 백터를 사용하는 경우, gray labeled constellation 방법의 일례를 나타낸다.
도 12는 본 명세서에서 제안하는 방법들이 적용될 수 있는 비트 레벨 gray convertor를 나타낸다 .
도 11과 같은 중첩 성상도를 사전에 정의해 놓고, gray labeled constellation 방법을 이용할 수 있고, 아래 표 5의 규칙 (notation)을 기초 로 한 도 12와 같은 비트 레벨 gray converter를 사용하여 중첩 성상도 ( superposed constellation)을 구현하는 gray labeled constellation 방법을 이용할 수도 있다
【표 5】 규칙
- Μ,Ν " 각각 높은 전력 신호 및 낮은 전력 신호의 변조 차수를 나타낸다.
- 높은 전력 ( O) 신호의 변조된 심볼에 해당하는 비트 시뭔스 " al,a2,...,aM
- 낮은 전력 (NU) 신호의 변조된 심볼에 해당하는 비트 시퀀스 ^ bl,b2,...,Bn
ᅳ 낮은 전력 신호로부터 변환된 신호의 변조된 심볼에 해당하는 비트 시퀀스 ^ cl,c2,..., cN Notation
M, N Modulation order of high power signal and low power signal ,
respectively
Bi sequence corresponding a modulated symbol of high power ( far UE) signal
Bit sequence corresponding a modulated symbol of low power (near UE) signal bl,b2,...,bN
Bit sequence corresponding a modulated symbol of converted signal from low power signal cl , c2 , cN 다음으로, 표 4의 case 3, 4, 5, 6은 각 UE가 다른 프리코딩;:： 터 (differ nt precoding vector)를 人 1"용하는 경우에 해당한다.
이와 같이, 각 UE를 위해 서로 다른 precoding vector가 사용되도록 설정된 상황을 수학식으로 표현하면 아래 수학식 7 및 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 7】
수학식 7에서 과 NU를 위한 precoding vector들을 나타
FU를 위한 precoding vector를 나타낸다.
Figure imgf000036_0001
이때, 수학식 7은 아래 수학식 8과 같이 정리될 수 있다.
【수학식 8】
(Xl + αχ3) + Γ ;Ί (x2 + βχ3)
Figure imgf000036_0002
표 4의 case 3, 4, 5 및 6에 대한 수학식들을 통하여 위의 수학식 서 정의된 £E와 가 결정될 수 있다.
먼저 , 표 4에서 case 3은 아래 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 9】
Figure imgf000036_0003
다음, 표 4에서 case 4는 아래 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다。 【수학식 10】
Figure imgf000037_0001
다음, 표 4에서 case 5는 아래 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
Figure imgf000037_0002
다음, 표 4에서 case 6은 아래 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다ᅳ 【수학식 12】
Figure imgf000037_0003
위에서 살핀 수학식 9 내지 수학식 12까지의 결과를 종합해보면, 와 β 가 될 수 있는 값은 = e±j 이다.
이는, FU의 constellation이 case 3과 case 6의 경우에는 +- 만큼
4 회전하고, case 4와 case 5의 경우에는 -프 만큼 희전한다는 것과 같다.
4
따라서, NU와 FU가 서로 다른 precoding vector를 사용하는 경우, 그 에 따라 발생하는 특정 UE의 회전된 성상도 (rotated constellation)에 의해 만들어지는 중첩 성상도 (superposed constellation)은 다음과 같은 2가지 방법들 (방법 1 및 방법 2)를 통해 결정될 수 있다.
(방법 1) : constellation 회전을 이용한 gray labeled constellation 방법
방법 1은 NU와 FU가 기지국으로 feedback한 정보에 따라 결정된 modulation order와, NU와 FU가 사용하도톡 결정된 precoding vector 정 보에 따라서 사전어】 결정된 superposed constel lat ion 중 하나를 선택하도 록 설정할 수 있다.
방법 1에 대한 일례로, NU가 QPSK를 사용하도록 결정되고, FU가 QPSK 를 사용하도록 결정되고, NU는 2개의 layer를, FU는 1개의 layer를 사용하며 NU와 FU가 서로 다른 precoding vector를 사용하도록 결정되어, FU의 constel lat ion이 土 만큼 회전해야 하는 경우, 사전에 결정된 superposed constellat ion은 도 13 및 도 14와 같이 각각 정의될 수 있다ᅳ
도 13은 본 명세서에서 제안하는 사전에 결정되는 중첩 성상도의 일례를 나타낸 도이다. ᅵ
즉, 도 13은 FU의 constellation이 +프 만큼 회전했을 경우의 사전에
4
결정되는 중첩 성상도 ( superposed conste l lat ion )를 나타낸다.
도 13의 경우, 각 UE는 각각 QPSK, QPSK modulat ion order를 사용 하는 경우이다. 도 14는 본 명세서에서 제안하는 사전에 결정되는 중첩 성상도의 또 다른 일례를 나타낸다.
즉, 도 14는 FU의 constel lat ion이 - Ξ 만큼 회전했을 경우의 사전에
4
결정되는 중첩 성상도를 나타낸다.
도 14의 경우, 각 UE는 각각 QPSK, QPSK modulation order를 사용 하는 경우이다。 H "법 1의 또 다른 예로, NU7 modulation order 16QAM을 }·용^"도록 결정되고, FU } modulation order QPSK를 人용하도록 결정되며, NU는 2기 의 layer를, FU는 1개의 layer를 사용하며, NU와 FU가 서로 다른 precoding vector를 사용하도록 결정되어 FU의 constellation이 土 만큼 회전해 o> 하는 경우, A 전에 결정된 중첩 성 도( superposed constellation 은 아래 도 15 및 도 16과 같이 정의될 수 있다.
도 15는 본 명세서에서 제안하는 사전에 결정되는 중첩 성상도의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
즉, 도 15는 FU의 constellation이 +프 만큼 회전했을 경우의 사전에
4
결정되는 중첩 성상도 (superposed constellation)를 나타낸다.
도 15의 경우, 각 UE는 각각 16QAM, QPSK modulation order를 人>용 하는 경우이다. 도 16은 본 명세서에서 제안하는 사전에 결정되는 중첩 성상도의 또 다른 일례를 나타낸다.
즉, 도 16은 FU의 constellation이 -Ξ 만큼 회전했을 경우의 사전에
4
결정되는 중첩 성상도를 나타낸다.
도 16의 경우, 각 UE는 각각 16QAM, QPSK modulation order를 사용 하는 경우이다. 방법 1의 또 다른 예로, NU가 QPSK를 사용하도록 결정되고, EU7} 16QAM을 사용하도록 결정되고, NU는 2개의 layer*, FU는 1개의 la.yer를 사 용하며, NU와 FU가 서로 다른 precoding vector를 사용하도록 결정되어, FU 의 constellation이 土프 만큼 회전해야 하는 경우, 사전에 결정된 중첩 성상
― 4
도 (superposed constellation) ^cr 도 17 및 도 18과 같이 나타낼 수 있다. 도 17은 본 명세서에서 제안하는 사전에 결정되는 중첩 성상도의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
즉, 도 17은 FU의 constellation이 +Ξ 만큼 회전했을 경우의 사전에
4
결정되는 중첩 성상도 (superposed constellation) - 나타낸다.
도 17의 경우 각 UE는 각각 QPSK, 16QA modulation order를 사용 하는 경우이다. 도 18은 본 명세서에서 제안하는 사전에 결정되는 중첩 성상도의 또 다른 일례를 나타낸다.
즉, 도 18은 FU의 constellation이 -Ξ 만큼 회전했을 경우의 사전에
4
결정되는 중첩 성상도를 나타낸다.
도 18의 경우, 각 UE는 각각 QPSK, 16QAM modulation order를 사용 하는 경우이다.
이러한 방식과 비슷한 방법을 사용하여 확장하면 다른 superposed constellation (64QAM+QPSK, 16QAM+16QAM, QPSK+64QAM 등) 또한 人！"전에 정의해 놓을 수 있다. (방법 2)： 일정 규칙에 따른 gray labeled constellation 방법 다음으로, 방법 2에 대해 살펴본다.
방법 2는, NU와 FU가 기지국으로 feedback한 정보에 따라 결정된 modulation order와 NU와 FU가 사용하도록 결정된 precoding vector 정보 에 따라 기존 3GPP specification에 정의되어 있는 constellation을 각 ^가 각각 사용하여 사전에 정의된 일정한 규칙에 따라 중첩 성상도
( superposed constellation)을 구현하는 gray labeled constellation 방법이다.
방법 2에 대한 일례로, NU가 QPSK를 사용하도록 결정되고, FU가 QPSK 를 사용하도록 결정되고, NU는 2개의 layer를, FU는 1개의 layer를 사용하며 NU와 FU7} 서로 다른 precoding vector를 용하도록 결정도 1어 FU의 constellation이 土- 만큼 회전해야 하는 경우, 중첩 성상도 ( superposed constellation)을 구현하기 위한 사전에 정의된 일정한 규칙은 아래 표 6 및 표 7과 같이 정의될 수 있다.
아래 표 6은 +프 만큼 회전해야 하는 경우의 규칙을 나타내며 , 아래 표 7
4 은 ᅳ프 만큼 희전해야 하는 경우의 규칙을 나타낸다.
【표 6】
NU(UEl)의 bit를 (ala2) , FU(UEO)의 bit를 (blb2) , superposed 된 bit를
(clc2c3c4)라 하면,
cl=bl; c2=b2;
if bl==b2
c3 = XNOR(al,bl)； c4 = XNOR(a2,b2)；
else
if al==a2 c3 = XNOR(al,bl)； c4 = XOR(a2,b2)；
else II
c3 II - XOR(al,bl)； c4 = XNOR(a2,b2)；
end if
end i f
【표 7】
NU (ϋεΐ)의 bit를 (ala2) , FU (UEO)의 bit를 (blb2) , superposed 된 bit를
(clc2c3c4)라 하면,
cl^fol； c2=b2 /
c3 = XNOR(al,bl)； c4 - XNO (a2,b2)；
else
if al==a2
c3 = XOR(al,bl)； c4 = XNOR(a2,b2)；
else
c3 = XNOR(al,bl)； c4 = XOR(a2,b2)；
end if
end if 이때, XOR (exclusive OR) 연산은 XOR(a, b) 의 경우 a와 b가 같으면 、0' , a와 b가 다르면 、1 '이 된다.
또한, XNOR( complement of XOR) 연산은 XNOR (a, b) 의 경우 a와 b 가 같으면 、1' , a와 b가 다르면 、0 '이 된다.
상기 표 6 및 표 7의 일정한 규칙을 적용하지 않고 바로 각 UE의 constellation을 중첩하면 ( - 만큼 FU의 constellation이 희전한 경우)
4 도 19와 같이 non-gray superposed constellation0] 만들어지게 된다. 이와 같은 non-gray superposed constellation은 바로 인접한 constellation 간 비트 값 차이가 lbit 보다 크기 때문에, gray 특성이 깨 진다고 할 수 있다.
도 19는 일정 규칙을 적용하지 않고 각 UE의 constellation을 중첩하 여 생성한 중첩 constellation의 일례를 나타낸 도이다. 즉, 도 19는 - 만큼 FU (0E 0)의 constellation (2020)
4 °1 회전했을 때 상기 표 6 및 표 7의 규칙을 적용하지 않고 각 UE의 constellation (1910, 1920) 중첩한 중첩 성상도 ( superposed constellation, 1930)를 나타내며 , gray 특성이 깨졌기 때문에 non_gray superposed constellation이라 표현한다 .
NU는 도 19에서 UE 1으로 표시되었다.
도 19에 도시된 바와 같이 , UE 1 (NU)의 constellation의 특정 포인트 (또는 특정 비트 시퀀스)들 、00' , λ01' , 、10' 및 、11' (1911)과, UE 0 (FU) 의 constellation의 특정 포인트 (또는 특정 비트 시퀀스) 、00' (1921)을 종 래 gray labeled constellation 방법을 통해 중첩하면 , 중첩 성상도의 、0000' , 、0001' , 、0010' 및 、0011' (1931)에 각각 매큉되는 것을 볼 수 있 다.
여기서, gray labeled constellation "법은 FU의 «]H 人 1¾스 (、00' )을 앞에 쓰고, NU의 비트 시퀀스 (、00' , 、01' , 、10' , 、11' )을 그 뒤 에 쓰는 방법이다.
이 경우, 도 19에 도시된 바와 같이 , 중첩 성상도의 、0001'은 인접 포인 트 、0110'과 비트 값 차이가 1 bit 이상 발생하게 되는 것을 볼 수 있다. 도 19와 달리, 상기 표 6 및 표 7의 일정 규칙에 따라서 superposed constellation을 구성하는 경우 ( - 만큼 FU의 constellation이 회전한 경
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우) , 도 20과 같이 본 명세서에서 제안하는 gray superposed constellatic (또는 gray labeled constellation)이 만들어지는 것을 볼 수 있다.
즉, 도 20은 본 명세서에서 제안하는 일정 규칙을 적용하여 각 UE의 constellation^: 중첩하여 생성한 중첩 constellation의 일례를 나타낸 도 이다.
구체적으로 살펴보면, NU (UEl)의 bit가 (1, 0) (2010)이고, FU (UE2) 의 bit가 (0, 1) (2020)일 때, 표 6의 일정 규칙에 따라서 , superposed constellation인 (cl , c2 , c3 , c4 )을 계산하면 다음과 같다 .
가장 먼저, cl=bl; c2=b2; 이므로 cl=0 그리고 c2 = l이 된다.
다음으로, bl과 b2가 같지 않고, al과 a2도 같지 않으므로, c3 = XOR (al,bl) = XOR (1, 0) ; c4 = XNOR (a2, b2) = XNOR (0, 1) ; 7 되어 겨 )산 하면, c3 = 1, c4 = 0이 된다.
따라서, 해당 일정 규칙에 따라 생성도 1는 superposed constellation 은 (0, 1, Ι, Ό) (2030)이 된다.
상기 superposed constellation을 수신한 F J는 기존 방식대로 decoding이 .7]·능하게 되고, NU는 FU7 人 용한 precoding vector 정보를 미 리 알고 있다고 가정하고 (기지국에서 FU로 미리 제공) , FU의 신호를 제거한 후 자신의 (NU) 신호를 decoding할 수 있다.
이때, NU 1- FU의 신호를 제거할 때, 기 FU의 constellation에 따라 서 달라지는 NU의 constellation 위치는 상기 표 6의 일정 규칙을 통해 알아 낼 수 있다. 방법 2의 또 다른 예로, NU가 16QAM을 사용하도록 결정되고, FU가 QPSK를 사용하도록 결정되고, NU는 2개의 layer를, FU는 1개의 layer를 사 용하며, NU와 FU가 서로 다른 precoding vector를 사용하도록 결정되어 FU 의 constellation이 土 만큼 회전해야 하는 경우, superposed constellation을 구성하기 위한 일정 규칙은 아래 표 8 내지 표 13과 같이 정 의될 수 있다.
【표 8】
NU (UE1)의 bit를 (ala2a3a4 ) , FU (UE0)의 bit를 (blb2) , superposed 된 bit를
(Clc2c3c4c5c6)라 하면,
cl=bl； c2=b2；
if bl == b2
c3 = XNOR(al,bl) ; c4 = XNOR(a2,b2) ; c5=a3; c6=a4；
else
if al == a2
c3 = XNOR(al,bl)； c4 = XOR(a2,b2) ;
else
c3 = XOR(al,bl) ; c4 = XNOR(a2,b2) ;
end if
if a3 ― a4
c5=a3 ; c6=a4；
else
c5=~a3 ; c6=~a4；
end if
end if 표 8은 11 만큼 FU의 constellation이 회전했을 때 superposed constellation 구현을 위한 규칙을 나타내며, NU 및 FU 각각 16QAM, QPSK 를 사용하는 경우이다.
【표 9】
NU(UEl)의 bit를 (ala2a3a4) , FCI(UEO)의 bit를 (blb2) , superposed
(Clc2c3c4c5c6)라 하면,
cl=bl; c2=b2;
if bl == b2
c3 = XNOR(al,bl)； c4 = XNOR(a2,b2)； c5=a3; c6=a4; else
if al == a2
c3 = XOR(al,bl)； c4 = XNOR(a2,b2)；
else
c3 = XNOR{al,bl) ； c4 = XOR(a2,b2)；
end if
if a3 == a4
c5=a3 ; c6=a4；
else
c5=~a3； c6=~a4；
end if
end if 표 9는 — 만큼 FU의 constellation이 회전했을 때 superposed constellation 구현을 위한 규칙을 나타내며, NU 및 FU 각각 16QAM, QPSK 를 사용하는 경우이다.
표 8 및 표 9에서, ~a 연산은 a가 1이면 ~a 는 0, a가 0이면 ~a 는 1 이 된다.
방법 2의 또 다른 예로, NU가 64QAM을 사용하도록 결정되고, FU가 QPSK를 人 "히"도^" 결정 되고, Νϋ는 2 layer, FU는 1 layer를 脊^"며, NU와 FU가 서로 다른 precoding vector를 사용하도록 결정되어 FU의 constellation이 土 만큼 회전해야 하는 경우, superposed constellation을 구현하기 위한 규칙은 아래 표 10 및 표 11과 같이 정의될 수 있다.
【표 10】
NCJ(UEl)의 bit를 (ala2a3a4a5a6) , FO(UEO)의 bit를 (blb2) , superposed 된 bit를
(Clc2c3c4c5c6c7c8)라 하면,
cl=bl; c2=b2;
if bl == b2
c3 = XNOR(al,bl)； c4 = XNOR (a2,b2)； c5 =a3； c6=a4； c =a5； c8=a6;
else
if al == a2
' c3 = XNOR(al,bl)； c4 = XOR(a2,b2)
else
c3 = XOR (al, bl)； c4 = XNOR(a2, b2) end if
= a4
II. c5 =a3; c6=a4；
else II
II
c5: =~a3; c6=-a4；
end if
if a5 - - a6
cl =a5； c8=a6;
else
cl' =~a5; c8=~a6 ;
end if
end if
표 10은 ^ 만큼 FU의 constellation이 회전했을 때 superposed constellation 구현을 위한 규칙을 나타내며, NU 및 FU 각각 64QAM, QPSK 를 사용하는 경우이다.
【표 11】
NU(UEl)의 bit를 (ala2a3a4a5a6) , FU (UE0)의 bit를 (blb2) , superposed 된 bit를
(Clc2c3c4c5c6c7c8)라 하면,
cl^bl； c2=b2；
c3 = XNOR(al,bl) ; c4 = XNOR(a2,b2)； c5=a3; c6-a4; c7 =a5; c8=a6;
else
if al == a2
c3 = XOR(al,bl) ; c4 = XNOR(a2,b2) ;
else
c3 - XNOR(al,bl)； c4 - XNOR ( a2, b2 ) ;
end i f
if a3 == a4
c5=a3； c6=a4；
else
c5 a3; c6=~a4;
end if
if a5 == a 6
c7=a5; c8^a6 ;
else
c7=~a5； c8=~a6 ;
end if
end if
11은 - - 만큼 FU의 constellation이 회전했을 때 superposed constellation 구현을 위한 규칙을 나타내며, NU 및 FU 각각 64QAM, QPSK 를 사용하는 경우이다.
예로, NU가 QPSK을 사용하도록 결정되고, FU가 16QAM를 人 1"용하도록 결정 되고, NU는 2 layer, FU는 1 layer를 人]"용하며, NU와 FU가 서로 다른 precoding vector를 사용하도록 결정되어 FU의 constellation이 士 만큼 회전 해야 한다면, superposed constellation 을 구현하기 위한 규칙은 아래 표 12 및 표 13과 같이 정의될 수 있다. 【표 12】
NU (UEl)의 bit를 (ala2) , FU(UEO)의 bit를 (blb2b3b4 ) , superposed 된 bit를 (Clc2c3c4c5c6)라 하면,
cl=bl; c2=b2 ； c3: =a3; c4=a4；
if al == a2
if bl = = b3
c5 =al; c6=a2；
else
c5: =~al ； c6=~a2；
end if
else
if b2 = b4
c5- =al; c6=a2；
else
c5: =~al ； c6=~a2；
end if
end if
표 12는 만큼 FU의 constellation이 회전했을 때 superposed constellation 구현을 위한 규칙을 나타내며, NU 및 FU 각각 QPSK, 16QAM 를 사용하는 경우이다， 【표 13】
NU (UE1)의 bit를 (ala2) , J (UEO)의 bit를 {blb2b3b4 ) , superposed 된 bit를 (Clc2c3c4c5c6)라 하면,
cl=bl; c2-b2; c3=a3; c4=
if al == a 2
if b2 == b4
c5=al ; c6=a2；
else
c5=-al ; c6=~a2；
end if
else
if bl == b3
c5=al; c6=a2；
else
cS^-al ; c6=~a2;
end if
end if 표 13은 ― ^ 만큼 FU의 constellation이 회전했을 때 superposed constellation 구현을 위한 규칙을 나타내며, NU 및 FU 각각 QPSK, 16QAM 를 사용하는 경우이다. 위에서 살핀 방식들과 비슷한 방법을 사용하여 확장하면 다른 superposed constel lat ion ( 16QAM+ 16QAM, QPSK+ 64QAM 등)을 구현하기 위한 규칙 또한 사전에 정의해 놓을 수 있게 된다. 앞서 살핀 방법 1 및 방법 2에서는 NU가 2개의 layer를 사용하고, FU가 1개의 layer를 사용한다고 가정하였다.
이하에서는, 위의 방법들과는 다른 방법으로서, closed-loop feedback 환경에서 NU가 1개의 layer를 사용한다고 가정하고, FU는 2개의 layer를 사용한다고 가정한다 .
NU가 1개의 layer를 사용하고, FU가 2개의 layer를 사용하는 경우에도 NU와 constel lat ion 이 ±프만큼 회전하는 경우가 발생될 수도 있다.
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도 21 및 도 22를 통해서 알 수 있듯이, 이 경우에도 본 명세서에서 제안 하는 gray labeled constel lat ion 방법과 유사한 방법을 사용할 수 있다. 도 21 및 도 22는 본 명세서에서 제안하는 중첩 성상도 구성의 또 다른 일례들을 나타낸다.
구체적으로, 도 21은 Νϋ의 constellation이 Ξ 만큼 회전했을 때의 중
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첩 성상도 구성의 일례를 나타내며, NU 및 FU의 modulation order가 각각 QPSK, QPSK가 적용된다.
또한, 도 22는 NU의 constellation이 -프 4 만큼 회전했을 때의 중첩 성 상도 (superposed constellation)의 일려1를 나타내며 , NU 및 FU의 modulation order가 각각 QPSK, QPSK가 적용된다.
즉, 도 21과 같이, NU의 constellation이 +-만큼 회전한 경우에는 FU
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의 constellation이 -프만큼 회전했을 때 사용한 방식을 적용하고, 도 22와
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같이, NU의 constellation이 —-만큼 회전한 경우에는 FU의 constellation
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이 +프 4만큼 회전했을 때 사용한 방식을 적용할 수 있다. 즉, 위의 실시 예들에서 —살 것처럼, 서로 다른 개수의 layer를 사용하 는 NU와 FU가 서로 다른 프리코딩 백터 (different precoding vector)를 사용할 경우, FU (혹은 MJ)의 signal에 특정 값을 미리 약속된 연산을 통해 적 용해서 회전된 중첩 성상도 (rotated superposed constellation) 구성할 수 있다.
이때, FU의 signal에 계산될 특정 값은 하나의 UE가 사용하는 precoding vector와 다른.하나의 UE가 사용하는 precoding vector의 함수 로 결—정된다. ' 또 다른 실시 예로서, 앞의 표 4의 case 3, 4, 5, 6의 경우 FU의 constellation이 회전한 만큼 NU의 constellation 또한 같은 각도만큼 회 전 시켜서 , 두 UE의 constellation이 회전하지 않았을 경우 사용했던 방법들 을 이용하여 회전된 중첩 성상도 (totated superposed constellation)을 구현할 수도 있다.
즉, 이와 같은 회전된 중첩 성상도를 구현 (또는 구성 )하기 위해 상기 수 학식 8을 아래 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 13】
Figure imgf000051_0001
상기 수학식 13에서, «와 ^가 될 수 있는 값은 ^ = ^^1 가 된다.
이와 같은 방법을 사용하여 구현된 superposed constellation을 그림 으로 표현하면 도 23 및 도 24와 같다.
도 23은 FU와 NU의 constelation이 각각 +프 4 만큼 회전했을 때의 중 첩 성상도 (superposed constellation)를 나타내며 , 각 UE의 modulation order는 QPSK, QPSK가 적용된 경우이다 .
또한, 도 24는 FU와 NU의 constellation이 각각 — Ξ 4 만큼 회전했을 때 의 중첩 성상도 (superposed constellation)를 나타내며 , 각 UE의 modulation order는 QPSK, QPSK가 적용된 경우이다. 추가적으로, NU와 FU의 signal 모두에게 특정 값을 미리 약속된 연산을 통해 적용해서 rotated superposed constellation을 구현하는 방법 (도 23 및 도 24)는, 두 UE들 중 더 많은 개수의 layer를 사용하는 UE가 사용하게 될 preceding vector에 상기 언급한 특정 값을 미리 약속된 연산을 통해 먼저 적 용한다 (즉, precoding vector 값에 변화를 줌) .
이후, 전력 할당 요소 (power allocation factor)와 상기 언급한 특정 값의 절대치 7} 반영되어 구현된 superposed constellation에 앞서 변화된 precoding vector를 적용하여 회전하는 방법과 같다고 할 수 있다 .
이는 수학식 13으로부터 정리 ¾ 아래 수학식 14를 통해 확인할 수 있다. 【수학식 14]
Figure imgf000052_0001
이와 같이, NU의 constellation을 FU가 회전한 만큼 같이 돌려 주는 경우, 도 23 및 도 24와 같은 회전된 중첩 성상도 (rotated superposed constellation)을 사전에 정의해 두고 사용할 수도 있고, 또는 앞서 설명한 NU와 FU 둘 다 constellation이 회전하지 않았을 때 성립했던 종래 gray labeled constellation 규칙을 적용할 수도 있다.
종래 gray labeled constellation 규칙을 사용하는 방식의 장점은 기 지국 (예 : eNB)7]" signal decoding을 위해 UE에게 전송하는 signaling의 overhead가 두 UE 중 하나의 UE만 constellation을 회전했을 때의 signaling overhead 보다 감소하게 된다는 점이다. 추가적으로, 본 명세서에서 제안하는 superposed constellation 구성 을 위해 정의된 일정 규칙 내에서 XNOR연산과 XOR연산을 이용했으나, 두 연산 을 각각의 위치에 서로 바꿔서 이용해도 유사한 결과를 얻을 수 있다. 여기서 , 유사한 결과는 superposed constellation이 갖는 인접 point들의 실게 bit sequence는 다를 수 있을 지라도 superposed constellation 상의 인접 point들 간의 비트 차이 값은 lbit로 유지할 수 있다는 것이다.
또한, '상기 일정 규칙 내에서 bit sequence가 FU부터 NU순으로 배열된 다고 가정했으나, 이와 다르게 NU부터 FU순으로 배열 된다고 가정해도 같은 원 리가 적용될 수 있다. 추가적으로, NOMA 시스템에서 NU는 바람직한 신호 디코딩 (desired signal decoding)을 위해서 eNB로부터 신호 디코딩과 관련된 제어 정보를 DC工를 통해 전송 받거나 또는 FU의 신호에 대한 정보를 엿듣거나 (overhearing) , 블라인드 디코딩 (blind decoding)을 통해 알아낼 수 있다. 이 때, eNB는 power allocation factor, 각 UE들의 modulation order, 각 UE들의 precoding vector index, 각 UE가 사용하게 될 precoding vector를 바탕으로 미리 약속된 함수를 통해 계산된 특정 값 ( « 또 는 /?)을 NU로 전송한다고 설정할 수도 있다.
따라서, NU는 이와 같이 기지국으로부터 수신된 정보를 기초로 회전된 중 첩 성상도 (rotated superposed constellation) (또는 FU를 '위한 회전된 성상도 (rotated constellation for FU) )을 구현함으로써 , desired signal을 decoding 할 수 있다.
여기서 , NU는 미리 구현된 superposed constellation에 eNB로부터 받은 정보 (e.g., 각 UE들의 precoding vector index)를 이용하여 人 1"전어) 약속된 함수를 통해 계산된 값을 precoding vector와 사전에 약속된 연산을 바탕으로 적용하여 rotated superposed constellation을 구현할 수 있다. 만일, eNB에서 위와 같은 정보들 중, 예를 들어, precoding vector index나 특정 값 (precoding vector를 바탕으로 미리 약속된 함수를 통해 계 산)을 NU로 알려주지 않는 경우, NU는 blind decoding을 통해 수학식 8 또 는 수학식 13의 α와 ^(이때, layer 수가 많으면 추가 변수가 있을 수 있다.) 를 알아낼 수 있다고 설정할 수 있다. . 또는, NU가 FUl- 위해 전송된 DCI를 overhearing하여 FU가 사용할 precoding vector index를 알아낼 수 있다고 설정할 수 있다.
또한, 특정 값 (각 precoding vector를 바탕으로 미리 약속된 함수를 통해 겨 R})을 magnitude와 phase로 분리하여, magnitude는 eNB가 직접 알 려주고 phase는 blind detection을 통해 NU가 알 수 있다고 설정할 수도 있 다.
이와 반대로, phase는 eNB가 직접 NU로 알려주고, magnitude에 대해 서는 NU가 blind detection을 통해 알 수 있다고 설정할 수도 있다. 추가적으로, eNB가 NU로 알려줘야 할 특정 값의 종류가 많아지거나 또는, 하나의 특정 값이 가질 수 있는 값들이 많아지는 경우, eNB는 특정 값이 가질 수 있는 값들 중 몇 개를 특정 set으로 사전에 설정하고, 이후 eNB가 적절한 set index를 NU로 전송하면, 상기 NU는 해당 set에 속한 값들 중 blind detection을 통해 특정 값을 알아낼 수 있다고 설정할 수도 있다. 또한, 기지국의 시그널링 오버헤드 (signaling overhead)를 줄일 수 있 는 방법 중 하나로, 본 명세서에서 게안하는 gray labeled (superposed) constellation 방법들과 더불어 layer의 개수, modulation order 등에 따 라 가질 수 있는 모든 superposed constellation^- table 형태로 미리 정 의해 놓을 수도 있다ᅳ
이 때, 人!"용하게 될 superposed constellation에 해당하는 constellation index와 power allocation factor를 eNB7} UE에게 signaling 해준다고 설정할 수도 있다. 추가적으로, NU는 회전된 성상도 (rotated constellation) 구현을 위 한 power allocation 정보를 알아야 할 필요가 있을 수 있다.
한가지 방법으로서, rotated constellation을 구현해야 하는 UE는 eNB로부터 power allocation factor 값과, 각 precoding vector를 바탕 으로 사전에 약속된 함수를 통해 계산된 특정 값을 전송 받아 사전에 약속된 함 수를 통해 계산하여 rotated constellation에 적용될 power 값을 알아 낸다 고 설정할 수 있다.
이때, power allocation factor는 각 layer 별로 NU와 FU가 전체 power 기준으로 얼마 만큼씩 할당 받는지에 대한 값을 나타내며, 본 명세서에서 는 (NU power per layer) / (total power per layer)로 정의될 수 있다. 이와 같은 방식의 일례로, FU의 constellation이 rotated된다고 가정 했을 때, eNB7]- power allocation factor 0 2을 각 UE에게 전송해주고 , 상기 언급한 특정 값 (e.g. , 2 layer를 사용 한다고 가정하면 상기 예시의 Ω와 β )을 NU에게 전송해주면, NU는 interfered signal이 갖는 rotated constellation을 구현할 수 있다.
즉, 상기 NU의 경우, 첫 번째 layer에서는 0.8 (1-power allocation factor)과 상기 언급한 특정 값 (e.g. , α )을 기반으로 사전에 정의된 함수 (e.g. , (1-power allocation factor) * |α|2 )를 통해 RS ( reference signal ) power 대비' 감소되는 allocation factor를 구해 rotated constellation을 구현할 수 있다.
그리고, 두 번째 layer에서는 0.8과 상기 언급한 특정 값 (e.g. , ^ )을 기반으로 I"전에 정의된 함수 (e.g. , (1-power allocation factor) * |β|2 ) 를 통해 RS ( reference signal ) power 대비 감소되는 allocation factor 를 구해 rotated constellation을 구현할 수 있다. 이와 같이, NU가 eNB로부터 desired signal decoding 어 1 필요한 정 보들을 수신하는 경우, NU는 IRC BF (interference rejection combining beam forming)을 통해 두 번째 layer의 간섭을 suppression하 고, 첫 번째 layer에 대해 앞서 수신받은 정보를 기반으로 알아낸 특정 값을 적 용하여, ML receiver의 경우에는 desired signal과 interfered signal 을 같이 고려하여 desired signal을 decoding 해낼 수 있다. 만약 C IC receiver를 사용하는 경우, NU는 interfered signal을 먼저 decoding하고, 해당 decoding에 성공했다면, 디코딩된 signal을 re- encoding 하여 앞선 received signal에서 re-encoding된 interfered signal을 제거한 뒤, desired signal을 decoding 해낼 수 있다.
이후, NU는 두 번째 layer에 대해 첫 번째 layer의 방법과 마찬가지의 방법을 통해 desired signal을 decoding할 수 있다.
이와 같은 동작은 NOMA pairing이 진행된 경우에 적용할 수 있으며, NOMA pairing이 진행되지 않은 경우에는 superposed cons tellation의 구 현이 필요하지 않기 때문에, 기존 LTE 환경에서 동작하는 것과 같은 방식으로 동작하게 된다. 도 25는 본 명세서에서 제안하는 NOMA 시스템에서 신호를 송수신하는 방 법의 일례를 나타낸 순서도이다.
먼저, 기지국은 제 1 단말로 전송하기 위한 제 1 신호에 제 1 변조 방식 과 제 1 전송 파워를 설정하고 (S2510) , 제 2 단말로 전송하기 위한 제 2 신호 에 제 2 변조 방식과 제 2 전송 파워를 설정한다 (S2520) .
여기서 , 게 1 단말은 NU(Near UE)를 나타내며 , 제 2 단말은 FU(Far UE)를 나타낸다.
상기 제 1 단말과 상기 기지국과의 거리는 상기 제 2 단말과 상기 기지국 과의 거리보다 가깝다:
또한, 상기 제 1 전송 파워는 상기 제 2 전송 파워보다 낮게 설정되는 것 으로, 상기 제 1 신호는 높은 파워로 전송되며, 상기 제 2 신호는 낮은 파워로 전송된다.
또한, 상기 제 1 변조 방식 및 상기 제 2 변조 방식은 각각 QPSK,
16QAM 또는 64QAM 중 어느 하나를 가질 수 있다.
이후, 상기 기지국은 상기 제 1 신호 및 상기 제 2 신호를 중첩한다 (S2530) .
52530 단계 즉, 상기 기지국이 상기 제 1 신호 및 상기 제 2 신호를 중 첩하는 과정에 대해 구체적으로 살펴본다 .
먼저 , 상기 기지국은 상기 제 1 변조 방식에 따른 제 1 성상도 (constellation)와 제 2 변조 방식에 따른 제 2 성상도를 이용하여 중첩 성 상도 (superposed constellation)를 구성한다 (S2531) .
52531 단계 이후, 상기 기지국은 상기 제 1 신호의 변조 심볼과 상기 제 2 신호의 변조 심볼을 결합하여 상기 구성된 중첩 성상도에 매핑한다 (S2532) . 여기서 , 상기 중첩 성상도는 사전에 미리 정의되거나 또는 일정 규칙에 의 해 구성될 수 있다.
상기 중첩 성상도는 인접 포인트 (point)들의 비트 시퀀스 (bit sequence)에 대한 비트 값 차이가 1 비트 이하가 되도록 설정된다.
또한, 상기 중첩 성상도는 상기 제 1 단말에 적용되는 제 1 프리코딩 백 터 (precoding vector)와 상기 제 2 단말에 적용되는 제 2 프리코딩 백터가 다른 경우, 구성된다.
여기서 , 상기 제 1 프리코딩 백터의 특정 column과 상기 게 2 프리코딩 백터의 특정 coiumn이 동일하지 않은 경우, 상기 제 1 프리코딩 백터와 상기 제 2 프리코딩 백터는 서로 다르게 된다.
또한, 상기 사전에 미리 정의되는 중첩 성상도는 상기 제 1 성상도 또는 상기 제 2 성상도 중 적어도 하나를 일정 값만큼 회전하여 구성될 수 있다.
이후, 상기 기지국은 상기 중첩된 신호를 FU 및 NU로 전송한다 (S2540) . 추가적으로, 상기 기지국은 상기 제 1 단말로 상기 제 1 신호에 의해 발 생되는 간섭의 제거와 관련된 제어 정보를 전송할 수 있다.
상기 제어 정보는 상기 회전되는 일정 값 또는 상기 제 1 단말 및 상기 제 2 단말의 프리코딩 백터를 나타내는 프리코딩 백터 인덱스 중 적어도 하나를 포 함할 수 있
상기 일정 규칙은 상기 제 1 신호의 변조 심볼에 해당하는 비트 시퀀스를 구성하는 비트 값과 상기 제 2 신호의 변조 심볼에 해당하는 비트 시퀀스를 구성 하는 비트 값과의 관계를 이용하는 규칙이다. 본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예 시한다 .
도 26을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국 (2610)과 기지국 (2610) 영역 내에 위치한 다수의 단말 (2620)을 포함한다. 여기서 , 단말 (2620)은 앞서 설명한 UE, 노드, 장치, RRH, relay, TP/RP, RSU 등이 해당될 수 있다. 기지국 (2610)은 프로세서 (processor, 2611) , 메모리 (memory, 2612) 및 RF부 (radio frequency unit, 2613)을 포함한다. 프로세서 (2611)는 앞 서 도 1 내지 도 25에서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인 터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (2611)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (2612)는 프로세서 (2611)와 연결되어 , 프로세서 (2611)를 구동하기 위한 다양 한 정보를 저장한다. RF부 (2613)는 프로세서 (2611)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.
단말 (2620)은 프로세서 (2621) , 메모리 (2622) 및 RF부 (2623)을 포함 한다. 프로세서 (2621)는 앞서 도 1 내지 도 25에서 제안된 기능, 과정 및 /또 는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (2621)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (2622)는 프로세서 (2621)와 연결되어, 프로세서 (2621)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (2623)는 프로세서 (2621)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.
메모리 (2612, 2622)는 프로세서 (2611, 2621) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서 (2611, 2621)와 연결될 수 있다. 또한, 기지국 (2610) 및 /또는 단말 (2620)은 한 개의 안테나 (single antenna) 또는 다중 안테나 (multiple antenna)를 가질 수 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태 로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선 택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징 과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징 들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들 에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구 항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다 .
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어 (firmware) , 소프트웨어 또는 그것들와 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드 웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs (application specific integrated circuits ) , DSPs ( digital signal processors ) , DSPDs (digital signal processing devices ) , PLDs (programmable logic devices ) , FPGAs (field programmable gate arrays) , 프로세서 , 콘트를러,. 마이크로 콘트를러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에 서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여 , 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명 은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청쑤항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다。
【산업상 이용가능성】
본 발명의 무선 통신 시스템에서 데이터를 송수신하기 위한 방안은 3GPP LTE/LTE-A 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE /LTE-A 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다 .

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
무선 통신 시스템에서 비 -직교 다중 접속 (Non-Orthogonal Multiple Acess:NOMA)를 이용하여 신호를 송수신하기 위한 방법에 있어서, 기지국에 의 해 수행되는 방법은,
제 1 단말로 전송하기 위한 제 1 신호에 제 1 변조 방식과 제 1 전송 파 워를 설정하는단계;
제 2 단말로 전송하기 위한 제 2 신호에 게 2 변조 방식과 제 2 전송 파 워를 설정하는 단계;
상기 제 1 신호 및 상기 제 2 신호를 중첩하는 단계; 및
상기 중첩된 신호를 전송하는 단계를 포함하되,
상기 제 1 신호 및 상기 제 2 신호를 중첩하는 단계는,
상기 제 1 변조 방식쎄 따른 제 1 성상도 (constellation)와 제 2 변조 방식에 따른 제 2 . 성상도를 이용하여 중첩 성상도 (superposed constellation)를 구성하는 단계 ; 및
상기 제 1 신호의 변조 심볼과 상기 제 2 신호의 변조 심볼을 결합하여 상기 구성된 중첩 성상도에 매핑하는 단계를 포함하되,
상기 중첩 성상도는 사전에 미리 정의되거나 또는 일정 규칙에 의해 구성 되는 것을 특징으로 하는 방법.
【청구항 2]
제 1항에 있어서, 상기 구성된 중첩 성상 H는 인접 포인 B ( point )들의 비트 시퀀스 ( bit sequence )에 대한 비트 값 차이가 1 비트 이하가 되도록 설정되는 것을 특징으 로 하는 방법 .
【청구항 3】
제 1항에 있어서,
상기 중첩 성상도는 상기 제 1 단말에 적용되는 제 1 프리코딩 백터 ( precoding vector )와 상기 제 2 단말에 적용되는 제 2 프리코딩 백터가 다 른 경우, 구성되는 것을 특징으로 하는 방법.
[청구항 4】
제 3항에 있어서,
상기 제 1 프리코딩 백터의 특정 column과 상기 제 2 프리코딩 백터의 특정 column이 동일하지 않은 경우, 상기 제 1 프리코딩 벡터와 상기 제 2 프 리코딩 백터는 서로 다른 것을 특징으로 하는 방법.
【청구항 5】
제 1항에 있어서,
상기 사전에 미리 정의되는 중첩 성상도는 상기 제 1 성상도 또는 상기 제 2 성상도 중 적어도 하나를 일정 값만큼 회전하여 구성되는 것을 특징으로 하는 방법 ,
【청구항 6】
제 5항에 있어서,
상기 제 1 단말로 상기 제 1 신호에 의해 발생되는 간섭의 제거와 관련된 제어 정보를 전송하는 단계를 더 ^함하는 것을 특징으로 하는 방법.
【청구항 7】
제 6항에 있어서,
상기 제어 정보는 상기 회전되는 일정 값 또는 상기 제 1 단말 및 상기 제 2 단말의 프리코딩 백터를 나타내는 프리코딩 백터 인덱스 중 적어도 하나를 포 함하는 것을 특징으로 하는 방법 .
【청구항 8】
제 1항에 있어서,
상기 일정 규칙은 상기 제 1 신호의 변조 심볼에 해당하는 비트 시퀀스를 구성하는 비트 값과 상기 제 2 신호의 변조 심볼에 해당하는 비트 시퀀스를 구성 하는 비트 값과의 관계를 이용하는 것을 특징으로 하는 방법.
[청구항 9】
제 1항에 있어서,
상기 제 1 전송 파워는 상기 제 2 전송 파워보다 낮게 설정되는 것을 특 징으로 하는 방법 .
【청구항 10】
제 1항에 있어서,
상기 제 1 단말과 상기 기지국과의 거리는 상기 제 2 단말과 상기 기지국 과의 거리보다 가까운 것을 특징으로 하는 방법.
【청구항 11】
제 1항에 있어서, 상기 제 1 변조 방식 및 상기 제 2 변조 방식은 각각 QPSK, 16QAM 또는 64QAM 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 방법.
【청구항 12】
무선 통신 시스템에서 비 -직교 다중 접속 (Non一 Orthogonal Multiple Aces s )을 이용하여 데이터를 송수신하기 위한 기지국에 있어서, 상기 기지국은 무선 신호를 송수신하기 위한 RF ( Radio Frequency ) 유닛 ; 및
상기 RF 유닛과 기능적으로 연결되어 있는 프로세서를 포함하고, 상기 프 로세서는,
제 1 단말로 전송하기 위한 제 1 신호에 제 1 변조 방식과 제 1 전송 파 워를 설정하고;
제 2 단말로 전송하기 위한 제 2 신호에 게 2 변조 방식과 제 2 전송 파 워를 설정하고;
상기 제 1 신호 및 상기 제 2 신호를 중첩하고; 및
상기 중첩된 신호를 전송하도록 제어하되,
상기 프로세서는,
상기 게 1 변조 방식에 따른 제 1 성상도 ( constel lat ion )와 제 2 변조 방식에 따른 제 2 성상도를 이용하여 중첩 성상도 ( superposed constellation )를 구성하고; 및
상기 제 1 신호의 변조 심볼과 상기 제 2 신호의 변조 심볼을 결합하여 상기 구성된 중첩 성상도에 매핑하도록 제어함으로써, 상기 계 1 신호 및 상기 제 2 신호를 중첩하도록 제어하며 , 상기 중첩 성상도는 사전에 미리 정의되거나 또는 일정 규칙에 의해 구성 을 특징으로 하는 기지국.
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