CN107430173B - 一种变频器的输出电流直流零偏的检测方法及系统 - Google Patents
一种变频器的输出电流直流零偏的检测方法及系统 Download PDFInfo
- Publication number
- CN107430173B CN107430173B CN201680004816.9A CN201680004816A CN107430173B CN 107430173 B CN107430173 B CN 107430173B CN 201680004816 A CN201680004816 A CN 201680004816A CN 107430173 B CN107430173 B CN 107430173B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- value
- harmonic component
- current
- component amplitude
- frequency converter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01H—MEASUREMENT OF MECHANICAL VIBRATIONS OR ULTRASONIC, SONIC OR INFRASONIC WAVES
- G01H1/00—Measuring characteristics of vibrations in solids by using direct conduction to the detector
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
- G01R33/02—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Motor And Converter Starters (AREA)
Abstract
一种变频器的输出电流直流偏零的检测方法及系统，在变频器的负载电机处于空载稳速状态时，以变频器的电流采样电路的零点漂移为起点，根据预设的初始步长逐渐改变闭环调节电流，并提取负载电机的转速信号中与变频器的输出频率一致的谐波分量幅值，确定用于搜索直流零偏的搜索步长(S101)；在负载电机处于空载稳速状态时，以零点漂移为起点，根据搜索步长逐步改变闭环调节电流，并检测负载电机的转速信号中与变频器的输出频率一致的最小谐波分量幅值，确定直流零偏(S102)。该方法和系统考虑了电流传感器和采样电路的频率特性，也考虑了由于逆变桥的非线性特性和PWM调制所引入的谐波中的直流分量，检测得到的直流零偏比较准确。
Description
技术领域
本发明涉及检测技术领域，尤其涉及一种变频器的输出电流直流零偏的检测方法及系统。
背景技术
变频器一般被用于控制电机等电气设备，通过把50Hz或60Hz的工频交流电源变换成各种频率的交流电源来改变电机定子绕组的供电频率，以调节电机的转速。在变频器调节电机转速过程中，需要调节变频器的输出电流，而要调节输出电流就需要对输出电流进行精确的检测。
在对变频器的输出电流进行检测时，通常是使用电流传感器检测变频器的输出端的电流，并经过采样电路处理后得到输出电流。但是，由于变频器在PWM调制时会在输出端引入丰富的谐波，而谐波中存在直流分量，再加上电流传感器本身、采样电路中的模拟低通滤波器、模数转换器以及采样信号参考地的偏移，都会在输出电流中引入直流零偏。在输出电流被用于反馈和闭环调节后，输出电流中存在的直流零偏将导致电机的输出转矩中含有与输出频率相同的谐波分量，该谐波分量会引起电机的转矩脉动，进而降低对于电机的转速调节性能。因此，在得到输出电流之后，在将输出电流引入反馈和闭环调节之前，需要确定并消除闭环调节电流中的直流零偏，才能得到精确的用于反馈和闭环调节的闭环调节电流。
目前，确定输出电流中的直流零偏的方法，一般是在上电时刻，将逆变桥全部封锁，使包含电流传感器在内的整个采样电路都没有电流通过，然后对包含电流传感器在内的整个采样电路的零点漂移进行采样，将采样的零点漂移作为输出电流中的直流零偏。
但是，由于电流传感器和采样电路都具有一定的频率特性，有交流电流通过时的直流零偏和无电流通过时的零点漂移并不完全一致，而且这种零点漂移并未考虑由于逆变桥的非线性特性和PWM调制所引入的谐波中的直流分量。因此，现有技术中采样的零点漂移并不能完全代表逆变桥正常工作时在变频器的输出端检测到的输出电流中的直流零偏。
发明内容
本发明提供一种变频器的输出电流直流零偏的检测方法及系统，以准确检测变频器的输出电流中的直流零偏。
为解决上述技术问题，本申请提供以下技术方案：
一种变频器的输出电流直流零偏的检测方法，用于检测所述变频器的输出电流中的直流零偏，包括：
在所述变频器的负载电机处于空载稳速状态时，以所述变频器的电流采样电路的零点漂移为起点，根据预设的初始步长逐步改变闭环调节电流，并提取所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的谐波分量幅值，确定用于搜索所述直流零偏的搜索步长；
在所述负载电机处于空载稳速状态时，以所述零点漂移为起点，根据所述搜索步长逐步改变所述闭环调节电流，并检测所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的最小谐波分量幅值，确定所述直流零偏。
优选地，所述在所述变频器的负载电机处于空载稳速状态时，以所述变频器的电流采样电路的零点漂移为起点，根据预设的初始步长逐步改变闭环调节电流，包括：
在上电时刻检测所述电流采样电路的所述零点漂移Idc0，并设置所述初始步长为ΔIdc0；
在所述负载电机处于空载稳速状态时，通过所述电流采样电路获取所述变频器的输出端的实时输出电流IAD，并设置所述闭环调节电流I1＝IAD-Idc1，其中所述Idc1＝Idc0±k×ΔIdc0，所述k为整数；
令所述k的值从0开始增大，以所述零点漂移Idc0为起点，逐步改变所述闭环调节电流I1。
优选地，所述提取所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的谐波分量幅值，确定用于搜索所述直流零偏的搜索步长，包括：
在所述k的值为0时，以所述零点漂移Idc0为起点，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的初始谐波分量幅值A(0)和B(0)；所述A(0)为在所述Idc1＝Idc0+k×ΔIdc0时的所述初始谐波分量幅值，所述B(0)为在所述Idc1＝Idc0-k×ΔIdc0时的所述初始谐波分量幅值；
在令所述k的值从1开始逐步增大，每次改变所述闭环调节电流I1后，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的当前谐波分量幅值A(k)和B(k)；所述A(k)为在所述Idc1＝Idc0+k×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值，所述B(k)为在所述Idc1＝Idc0-k×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值；
分别判断所述当前谐波分量幅值A(k)和所述初始谐波分量幅值A(0)的差值，所述当前谐波分量幅值B(k)和所述初始谐波分量幅值B(0)的差值，如果|A(k)-A(0)|≤Δ且|B(k)-B(0)|≤Δ，则继续增大所述k的值，直到|A(k)-A(0)|>Δ或者|B(k)-B(0)|>Δ时，停止增大所述k的值，根据|A(k)-A(0)|>Δ或者|B(k)-B(0)|>Δ时的所述k的值k＝N确定所述搜索步长为N×ΔIdc0；所述Δ是预先为所述谐波分量幅值设定的变化阈值。
优选地，所述在所述负载电机处于空载稳速状态时，以所述零点漂移为起点，根据所述搜索步长逐步改变所述闭环调节电流，包括：
在所述负载电机处于空载稳速状态时，通过所述电流采样电路获取所述变频器的输出端的实时输出电流IAD，并设置所述闭环调节电流I2＝IAD-Idc2，其中所述Idc2＝Idc0±m×N×ΔIdc0，所述m为整数；
令所述m的值从0开始增大，以所述零点漂移Idc0为起点，逐步改变所述闭环调节电流I2。
优选地，所述检测所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的最小谐波分量幅值，确定所述直流零偏，包括：
在令所述m的值从0开始逐步增大，每次改变所述闭环调节电流I2后，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的当前谐波分量幅值C(m)和D(m)；所述C(m)为在所述Idc2＝Idc0+m×N×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值，所述D(m)为在所述Idc2＝Idc0-m×N×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值；
判断所述当前谐波分量幅值C(m)与上一次采样得到的谐波分量幅值C(m-1)的差值，如果[C(m)-C(m-1)]≤0，则继续增大所述m的值，直到[C(m)-C(m-1)]>0时，记录[C(m)-C(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0+(m-1)×N×ΔIdc0的值以及C(m-1)的值；
判断所述当前谐波分量幅值D(m)与上一次采样得到的谐波分量幅值D(m-1)的差值，如果[D(m)-D(m-1)]≤0，则继续增大所述m的值，直到[D(m)-D(m-1)]>0时，记录[D(m)-D(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0-(m-1)×N×ΔIdc0的值以及D(m-1)的值；
如果[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值大于[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值，将[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值作为所述最小谐波分量幅值，并将[D(m)-D(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0-(m-1)×N×ΔIdc0的值作为所述直流零偏；
如果[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值小于[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值，将[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值作为所述最小谐波分量幅值，并将[C(m)-C(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0+(m-1)×N×ΔIdc0的值作为所述直流零偏。
一种变频器的输出电流直流零偏的检测系统，用于检测所述变频器的输出电流中的直流零偏，包括：
搜索步长确定模块，用于在所述变频器的负载电机处于空载稳速状态时，以所述变频器的电流采样电路的零点漂移为起点，根据预设的初始步长逐步改变闭环调节电流，并提取所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的谐波分量幅值，确定用于搜索所述直流零偏的搜索步长；
直流零偏确定模块，用于在所述负载电机处于空载稳速状态时，以所述零点漂移为起点，根据所述搜索步长逐步改变所述闭环调节电流，并检测所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的最小谐波分量幅值，确定所述直流零偏。
优选地，所述搜索步长确定模块，包括：
检测单元，用于在上电时刻检测所述电流采样电路的所述零点漂移Idc0，并设置所述初始步长为ΔIdc0；
第一获取单元，用于在所述负载电机处于空载稳速状态时，通过所述电流采样电路获取所述变频器的输出端的实时输出电流IAD，并设置所述闭环调节电流I1＝IAD-Idc1，其中所述Idc1＝Idc0±k×ΔIdc0，所述k为整数；
第一改变单元，用于令所述k的值从0开始增大，以所述零点漂移Idc0为起点，逐步改变所述闭环调节电流I1。
优选地，所述搜索步长确定模块，还包括：
第一采样单元，用于在所述k的值为0时，以所述零点漂移Idc0为起点，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的初始谐波分量幅值A(0)和B(0)；所述A(0)为在所述Idc1＝Idc0+k×ΔIdc0时的所述初始谐波分量幅值，所述B(0)为在所述Idc1＝Idc0-k×ΔIdc0时的所述初始谐波分量幅值；
第二采样单元，用于在令所述k的值从1开始逐步增大，每次改变所述闭环调节电流I1后，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的当前谐波分量幅值A(k)和B(k)；所述A(k)为在所述Idc1＝Idc0+k×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值，所述B(k)为在所述Idc1＝Idc0-k×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值；
第一确定单元，用于分别判断所述当前谐波分量幅值A(k)和所述初始谐波分量幅值A(0)的差值，所述当前谐波分量幅值B(k)和所述初始谐波分量幅值B(0)的差值，如果|A(k)-A(0)|≤Δ且|B(k)-B(0)|≤Δ，则继续增大所述k的值，直到|A(k)-A(0)|>Δ或者|B(k)-B(0)|>Δ时，停止增大所述k的值，根据|A(k)-A(0)|>Δ或者|B(k)-B(0)|>Δ时的所述k的值k＝N确定所述搜索步长为N×ΔIdc0；所述Δ是预先为所述谐波分量幅值设定的变化阈值。
优选地，所述直流零偏确定模块，包括：
第二获取单元，用于在所述负载电机处于空载稳速状态时，通过所述电流采样电路获取所述变频器的输出端的实时输出电流IAD，并设置所述闭环调节电流I2＝IAD-Idc2，其中所述Idc2＝Idc0±m×N×ΔIdc0，所述m为整数；
第二改变单元，用于令所述m的值从0开始增大，以所述零点漂移Idc0为起点，逐步改变所述闭环调节电流I2。
优选地，所述直流零偏确定模块，还包括：
第三采样单元，用于在令所述m的值从0开始逐步增大，每次改变所述闭环调节电流I2后，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的当前谐波分量幅值C(m)和D(m)；所述C(m)为在所述Idc2＝Idc0+m×N×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值，所述D(m)为在所述Idc2＝Idc0-m×N×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值；
第一记录单元，用于判断所述当前谐波分量幅值C(m)与上一次采样得到的谐波分量幅值C(m-1)的差值，如果[C(m)-C(m-1)]≤0，则继续增大所述m的值，直到[C(m)-C(m-1)]>0时，记录[C(m)-C(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0+(m-1)×N×ΔIdc0的值以及C(m-1)的值；
第二记录单元，用于判断所述当前谐波分量幅值D(m)与上一次采样得到的谐波分量幅值D(m-1)的差值，如果[D(m)-D(m-1)]≤0，则继续增大所述m的值，直到[D(m)-D(m-1)]>0时，记录[D(m)-D(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0-(m-1)×N×ΔIdc0的值以及D(m-1)的值；
第二确定单元，用于如果[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值大于[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值，将[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值作为所述最小谐波分量幅值，并将[D(m)-D(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0-(m-1)×N×ΔIdc0的值作为所述直流零偏；如果[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值小于[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值，将[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值作为所述最小谐波分量幅值，并将[C(m)-C(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0+(m-1)×N×ΔIdc0的值作为所述直流零偏。
由上可见，本申请提供的一种变频器的输出电流直流零偏的检测方法及系统，在所述变频器的负载电机处于空载稳速状态时，以所述变频器的电流采样电路的零点漂移为起点，根据预设的初始步长逐步改变闭环调节电流，并提取所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的谐波分量幅值，确定用于搜索所述直流零偏的搜索步长；在所述负载电机处于空载稳速状态时，以所述零点漂移为起点，根据所述搜索步长逐步改变所述闭环调节电流，并检测所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的最小谐波分量幅值，确定所述直流零偏。可见，本申请提供的方案，检测的是负载电机处于空载稳速运行状态时变频器的输出电流中的直流零偏，相对于现有技术中以上电时的零点漂移作为直流零偏的方法，本申请提供的方案考虑了电流传感器和采样电路的频率特性，也考虑了由于逆变桥的非线性特性和PWM调制所引入的谐波中的直流分量，检测得到的直流零偏比较准确。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明提供的一种变频器的输出电流直流零偏的检测方法的一个实施例的流程示意图；
图2为本发明提供的一种变频器的输出电流直流零偏的检测系统的一个实施例的结构示意图。
具体实施方式
为使得本发明的发明目的、特征、优点能够更加的明显和易懂，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而非全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
下面结合附图对本申请的技术方案进行详细说明。
图1为本发明提供的一种变频器的输出电流直流零偏的检测方法的一个实施例的流程示意图。
参照图1所示，本申请实施例提供的变频器的输出电流直流零偏的检测方法，应用于变频器的输出电流直流零偏的检测系统中，用于检测所述变频器的输出电流中的直流零偏，包括如下步骤：
S101：在所述变频器的负载电机处于空载稳速状态时，以所述变频器的电流采样电路的零点漂移为起点，根据预设的初始步长逐步改变闭环调节电流，并提取所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的谐波分量幅值，确定用于搜索所述直流零偏的搜索步长；
在本申请实施例中，变频器的负载电机处于空载稳速状态，是指负载电机处于非加载负载、非加减速的稳定运行状态。
理想情况下，空载稳速运行状态时，负载电机的转速信号的基波应该是一个确定的直流量，比如：1转/分、100转/分、1000转/分等。不过，实际的转速信号会含有丰富的谐波成分，因为转速不可能不波动，这些波动可视为各类谐波的综合作用。而其中与变频器的输出频率一致的谐波分量(比如输出频率10Hz，就提取转速信号中脉动频率为10Hz的谐波分量)则主要受输出电流中的直流零偏的影响，即：变频器的输出电流中的直流零偏会导致负载电机的转速信号中出现与变频器的输出频率相一致的谐波分量，且直流零偏越大，该谐波分量的幅值就越大，反之越小。
因此，本申请实施例可以根据负载电机中的谐波分量幅值来检测直流零偏。
本申请实施例中，在上电时刻，会将逆变桥全部封锁，使包含电流传感器在内的整个采样电路都没有电流通过，然后对包含电流传感器在内的整个采样电路的零点漂移进行采样，然后在检测出零点漂移的基础上，还会在负载电机处于空载稳速运行的工作状态时，根据预设的初始步长逐步改变闭环调节电流，并提取所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的谐波分量幅值，然后根据每次改变闭环调节电流时提取的谐波分量幅值来确定用于搜索所述直流零偏的搜索步长。
在对变频器进行闭环调节时，使用的闭环调节电流为在变频器的输出端检测到的输出电流与检测到的直流零偏的差值，而本申请实施例是要通过改变闭环调节电流来检测输出电流中的直流零偏，因此需要在闭环调节电流中搜索合适的直流零偏，将搜索出来的合适的直流零偏作为检测到的直流零偏，而要在闭环调节电流中搜索合适的直流零偏就需要确定合适的搜索步长，搜索步长越小，检测到的直流零偏的精度就越高，同时搜索量就越大。步骤S101即为根据预设的初始步长确定合适的搜索步长的步骤，以保证合适的搜索量和搜索精度。
闭环调节电流中除了采用的直流零偏之外，还有频率、幅值和相位等。本申请实施例中所指的改变闭环调节电流，是指改变闭环调节电流中采用的直流零偏。
S102：在所述负载电机处于空载稳速状态时，以所述零点漂移为起点，根据所述搜索步长逐步改变所述闭环调节电流，并检测所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的最小谐波分量幅值，确定所述直流零偏。
在对变频器进行闭环调节时，使用的闭环调节电流为在变频器的输出端检测到的输出电流与检测到的直流零偏的差值。当检测到的直流零偏与实际的直流零偏越接近时，那么闭环调节时使用的闭环调节电流中包含的直流零偏就会越小，反映在负载电机的转速上，就应该是负载电机的转速信号中与变频器的输出频率相一致的谐波分量越小，也即该谐波分量的幅值越小。
因此，在本申请实施例中，根据所述搜索步长逐步改变所述闭环调节电流，并检测负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的谐波分量幅值，如果检测到的谐波幅值越小，就说明检测到的直流零偏与实际的直流零偏越接近。
需要说明的是，本申请实施例检测所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的最小谐波分量幅值，是指检测负载电机的转速信号中与变频器的输出频率一致的最小谐波分量，而不是直接检测输出电流中的谐波分量，检测出转速信号中与输出频率一致的最小谐波分量幅值后，就可以将最小谐波分量幅值对应的闭环调节电流中采用的直流零偏确定为最终检测到的直流零偏。
实际应用时，对于变频器的输出电流，一般只检测两相的输出电流(可能是U/V，也可能是U/W或V/W)，另外一相的输出电流根据三相电流之和为零的条件得到。本申请实施例中只以一相输出电流为例对技术方案进行了说明，其他任意相的检测方法均可以与本申请实施例中的过程相同。
本申请实施例提供的方案，是在所述变频器的电流采样电路的零点漂移的基础上，再检测负载电机处于空载稳速运行状态时变频器的输出电流中的直流零偏，相对于现有技术中以上电时的零点漂移作为直流零偏的方法，本申请提供的方案考虑了电流传感器和采样电路的频率特性，也考虑了由于逆变桥的非线性特性和PWM调制所引入的谐波中的直流分量，检测得到的直流零偏比较准确。
本发明提供的一种变频器的输出电流直流零偏的检测方法，在另一个具体的实施例中，可以包括如下步骤：
S2001：在上电时刻检测所述电流采样电路的所述零点漂移Idc0，并设置所述初始步长为ΔIdc0；
本申请实施例中，在上电时刻会检测并保存检测到的电流采样电路的零点漂移Idc0，设置搜索直流零偏的初始步长为ΔIdc0，然后等待变频器输出频率为f(一般f<3Hz)的交流信号，并等待负载电机处于稳速状态；
在本申请实施例中，ΔIdc0和f可以是自行设定的预设值，优选地ΔIdc0可以为1bit，f可以为2Hz。
S2002：在所述负载电机处于空载稳速状态时，通过所述电流采样电路获取所述变频器的输出端的实时输出电流IAD，并设置所述闭环调节电流I1＝IAD-Idc1；
其中所述Idc1＝Idc0±k×ΔIdc0，所述k为整数；
S2003：令所述k的值从0开始增大，以所述零点漂移Idc0为起点，逐步改变所述闭环调节电流I1。
在本申请实施例中，步骤S2001-S2003是上述实施例的步骤S101中“在所述变频器的负载电机处于空载稳速状态时，以所述变频器的电流采样电路的零点漂移为起点，根据预设的初始步长逐步改变闭环调节电流”的一种具体实施步骤，按上电时刻的零点漂移为起点，参与闭环调节的闭环调节电流应该为I1＝IAD-Idc1，其中，IAD为电流采样电路采样的变频器的实时输出电流，Idc1为在闭环调节电流中采用的直流零偏且Idc1＝Idc0±k×ΔIdc0，本申请实施例在改变闭环调节电流时，改变的就是在闭环调节电路中采用的直流零偏Idc1的值，每次改变闭环调节电流，则改变Idc1中的k值，每次改变令k加1；
S2004：在所述k的值为0时，以所述零点漂移Idc0为起点，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的初始谐波分量幅值A(0)和B(0)，此处A(0)＝B(0)；
所述A(0)为在所述Idc1＝Idc0+k×ΔIdc0时的所述初始谐波分量幅值，所述B(0)为在所述Idc1＝Idc0-k×ΔIdc0时的所述初始谐波分量幅值；
在本申请实施例中，采样所述负载电机的转速信号时，每次采样一个完整周期的转速信号，比如，在f为2Hz时，则采样0.5s内的转速信号。
S2005：在令所述k的值从1开始逐步增大，每次改变所述闭环调节电流I1后，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的当前谐波分量幅值A(k)和B(k)；
所述A(k)为在所述Idc1＝Idc0+k×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值，所述B(k)为在所述Idc1＝Idc0-k×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值；
在本申请实施例中，负载电机的含有谐波和直流成分的转速信号可表示为：其中n0为直流分量幅值，ni为第i次谐波分量的幅值，ω为输出频率，θi为第i次谐波分量的相位。
为了提取转速信号中与输出频率一致的谐波分量，在进行谐波提取运算时，将转速信号n乘以sin(wt)，并在一个完整周期内做积分计算，做如下运算：
因此，进行谐波提取运算后，转速信号中与输出频率一致的谐波分量幅值为其中cosθ1为常数。
S2006：分别判断所述当前谐波分量幅值A(k)和所述初始谐波分量幅值A(0)的差值，所述当前谐波分量幅值B(k)和所述初始谐波分量幅值B(0)的差值，如果|A(k)-A(0)|≤Δ且|B(k)-B(0)|≤Δ，则继续增大所述k的值，直到|A(k)-A(0)|>Δ或者|B(k)-B(0)|>Δ时，停止增大所述k的值，根据|A(k)-A(0)|>Δ或者|B(k)-B(0)|>Δ时的所述k的值k＝N确定所述搜索步长为N×ΔIdc0；
所述Δ是预先为所述谐波分量幅值设定的变化阈值。
在本申请实施例中，步骤S2004-S2006是上述实施例的步骤S101中“提取所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的谐波分量幅值，确定用于搜索所述直流零偏的搜索步长”的一种具体实施步骤。
在所述k的值为0时，以所述零点漂移Idc0为起点，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的初始谐波分量幅值A(0)和B(0)；在令所述k的值从1开始逐步增大，每次改变所述闭环调节电流I1后，采样电机转速信号(如果是无速度传感器系统，则直接采用估算的速度)，将采样到的完整周期转速信号做谐波提取运算，得到频率为f的当前谐波分量幅值A(k)和B(k)；然后分别判断所述当前谐波分量幅值A(k)和所述初始谐波分量幅值A(0)的差值，所述当前谐波分量幅值B(k)和所述初始谐波分量幅值B(0)的差值，如果|A(k)-A(0)|≤Δ且|B(k)-B(0)|≤Δ，说明每改变一次在闭环调节电流中采用的直流零偏，对转速信号中的谐波分量幅值的影响不明显，需要增大改变量，也即增大初始步长，将k加1，然后再次进行上述步骤S2004-S2006。如果|A(k)-A(0)|>Δ或者|B(k)-B(0)|>Δ，说明已经确定了合适的搜索步长，令此时的k＝N，则确定的所述搜索步长为N×ΔIdc0，所述N是一个大于等于1的整数，所述Δ是预先为所述谐波分量幅值设定的变化阈值。
在本申请实施例中，Δ是事先定义的一个谐波分量幅值的变化阈值，在通过改变闭环调节电流中采用的直流零偏来检测实际的直流零偏的过程中，如果前后两次改变值太小，由于计算误差原因，改变前后的谐波分量幅值有可能相同，而如果改变值太大，则确定的搜索步长可能会太大，有可能影响确定的检测到的直流零偏的精度。因此，可以用Δ确定合适的搜索步长，保证每次改变闭环调节电流中采用的直流零偏时都能在谐波分量幅值上足以体现差别，同时又防止确定的搜索步长太大。
Δ越小，检测到的直流零偏的精度越高，但检测时间越长；Δ越大，检测到的直流零偏的精度越低，但检测时间越短。一般系统中，Δ可以取10％的A(0)或者10％的B(0)。
S2007：在所述负载电机处于空载稳速状态时，通过所述电流采样电路获取所述变频器的输出端的实时输出电流IAD，并设置所述闭环调节电流I2＝IAD-Idc2；
其中所述Idc2＝Idc0±m×N×ΔIdc0，所述m为整数；
在确定搜索步长后，本申请令闭环调节电流I2＝IAD-Idc2，且令所述Idc2＝Idc0±m×N×ΔIdc0，所述m为整数且m的值从0开始增大，每次改变闭环调节电流时，m的值增大1，即每次改变一个搜索步长。
S2008：令所述m的值从0开始增大，以所述零点漂移Idc0为起点，逐步改变所述闭环调节电流I2。
在本申请实施例中，步骤S2007-S2008是上述实施例的步骤S102中“在所述负载电机处于空载稳速状态时，以所述零点漂移为起点，根据所述搜索步长逐步改变所述闭环调节电流”的一种具体实施步骤。
S2009：在令所述m的值从0开始逐步增大，每次改变所述闭环调节电流I2后，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的当前谐波分量幅值C(m)和D(m)；
所述C(m)为在所述Idc2＝Idc0+m×N×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值，所述D(m)为在所述Idc2＝Idc0-m×N×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值；
此处的谐波提取运算与上述步骤中的类似，不再赘述。
S2010：判断所述当前谐波分量幅值C(m)与上一次采样得到的谐波分量幅值C(m-1)的差值，如果[C(m)-C(m-1)]≤0，则继续增大所述m的值，直到[C(m)-C(m-1)]>0时，记录[C(m)-C(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0+(m-1)×N×ΔIdc0的值以及C(m-1)的值；
在本申请实施例中，以上电零漂为起点，使闭环调节电流中采用的直流零偏按已经确定的搜索步长逐步增大，即在m逐步增大时，沿Idc2＝Idc0+m×N×ΔIdc0的方向搜索输出电流中实际的直流零偏，执行转速信号的谐波提取运算，得到频率为f的当前谐波分量幅值C(m)与上一次采样得到的谐波分量幅值C(m-1)，比较C(m)和C(m-1)的差值，如果[C(m)-C(m-1)]≤0，说明转速信号中的稳速波动在逐渐减小，最小值可能还在后面，可以继续沿该方向搜索实际的直流零偏，则继续增大所述m的值，直到[C(m)-C(m-1)]>0时，说明稳速波动在逐渐增大，则停止该方向的搜索，并记录[C(m)-C(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0+(m-1)×N×ΔIdc0的值以及C(m-1)的值；
S2011：判断所述当前谐波分量幅值D(m)与上一次采样得到的谐波分量幅值D(m-1)的差值，如果[D(m)-D(m-1)]≤0，则继续增大所述m的值，直到[D(m)-D(m-1)]>0时，记录[D(m)-D(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0-(m-1)×N×ΔIdc0的值以及D(m-1)的值；
在本申请实施例中，以上电零漂为起点，使闭环调节电流中采用的直流零偏按已经确定的搜索步长逐步减小，即在m逐步增大时，沿Idc2＝Idc0-m×N×ΔIdc0的方向搜索输出电流中实际的直流零偏，执行转速信号的谐波提取运算，得到频率为f的当前谐波分量幅值D(m)与上一次采样得到的谐波分量幅值D(m-1)，比较D(m)和D(m-1)的差值，如果[D(m)-D(m-1)]≤0，说明转速信号中的稳速波动在逐渐减小，最小值可能还在后面，可以继续沿该方向搜索实际的直流零偏，则继续增大所述m的值，直到[D(m)-D(m-1)]>0时，说明稳速波动在逐渐增大，则停止该方向的搜索，并记录[D(m)-D(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0-(m-1)×N×ΔIdc0的值以及D(m-1)的值；
S2012：如果[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值大于[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值，将[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值作为所述最小谐波分量幅值，并将[D(m)-D(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0-(m-1)×N×ΔIdc0的值作为所述直流零偏；
S2013：如果[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值小于[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值，将[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值作为所述最小谐波分量幅值，并将[C(m)-C(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0+(m-1)×N×ΔIdc0的值作为所述直流零偏。
在本申请实施例中，步骤S2009-S2013是上述实施例的步骤S102中“检测所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的最小谐波分量幅值，确定所述直流零偏”的一种具体实施步骤。
在m逐步增大时，为综合确定Idc2＝Idc0+m×N×ΔIdc0和Idc2＝Idc0-m×N×ΔIdc0两个方向的谐波分量幅值中的最小值，可以比较[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值(在闭环调节电流中采用的直流零偏增大方向采样的谐波分量幅值中的最小值)和[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值(在闭环调节电流中采用的直流零偏减小方向采样的谐波分量幅值中的最小值)的大小。
如果[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值大于[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值，将[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值作为所述最小谐波分量幅值，并将[D(m)-D(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0-(m-1)×N×ΔIdc0的值作为所述直流零偏，如果[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值小于[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值，将[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值作为所述最小谐波分量幅值，并将[C(m)-C(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0+(m-1)×N×ΔIdc0的值作为所述直流零偏。
可以理解的是，本申请实施例中，在最终确定出直流零偏后，还可以用最终确定的直流零偏作为在闭环调节电流中采用的直流零偏，利用检测到的实际的直流零偏实现对闭环调节电流的校正，从而消除负载电机的输出转矩中含有的与输出频率相同的谐波分量，可以减少负载电机的转矩脉动，进而提高对于负载电机的转速调节性能，低频时性能提升尤为明显。
而且，本申请实施例提供的方案，可以在逆变桥正常工作，并且有负载电流输出的情况下，自动检测实际的直流零偏，并在闭环调节电流中利用检测到的直流零偏对输出电流进行校正，无需增加系统成本和系统的复杂度，简单易行，便于工程化实现。
图2为本发明提供的一种变频器的输出电流直流零偏的检测系统的一个实施例的结构示意图。
参照图2所示，本申请实施例提供的变频器的输出电流直流零偏的检测系统，用于检测所述变频器的输出电流中的直流零偏，包括：
搜索步长确定模块1，用于在所述变频器的负载电机处于空载稳速状态时，以所述变频器的电流采样电路的零点漂移为起点，根据预设的初始步长逐步改变闭环调节电流，并提取所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的谐波分量幅值，确定用于搜索所述直流零偏的搜索步长；
直流零偏确定模块2，用于在所述负载电机处于空载稳速状态时，以所述零点漂移为起点，根据所述搜索步长逐步改变所述闭环调节电流，并检测所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的最小谐波分量幅值，确定所述直流零偏。
需要说明的是，本实施例的变频器的输出电流直流零偏的检测系统可以采用上述方法实施例中的变频器的输出电流直流零偏的检测方法，可以用于实现上述方法实施例中的全部技术方案，其各个功能模块的功能可以根据上述方法实施例中的方法具体实现，其具体实现过程可参照上述实施例中的相关描述，此处不再赘述。
本发明提供的一种变频器的输出电流直流零偏的检测系统，在另一个具体的实施例中，可以包括：
搜索步长确定模块1，用于在所述变频器的负载电机处于空载稳速状态时，以所述变频器的电流采样电路的零点漂移为起点，根据预设的初始步长逐步改变闭环调节电流，并提取所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的谐波分量幅值，确定用于搜索所述直流零偏的搜索步长；
优选地，所述搜索步长确定模块1，包括：
检测单元，用于在上电时刻检测所述电流采样电路的所述零点漂移Idc0，并设置所述初始步长为ΔIdc0；
第一获取单元，用于在所述负载电机处于空载稳速状态时，通过所述电流采样电路获取所述变频器的输出端的实时输出电流IAD，并设置所述闭环调节电流I1＝IAD-Idc1，其中所述Idc1＝Idc0±k×ΔIdc0，所述k为整数；
第一改变单元，用于令所述k的值从0开始增大，以所述零点漂移Idc0为起点，逐步改变所述闭环调节电流I1。
第一采样单元，用于在所述k的值为0时，以所述零点漂移Idc0为起点，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的初始谐波分量幅值A(0)和B(0)；所述A(0)为在所述Idc1＝Idc0+k×ΔIdc0时的所述初始谐波分量幅值，所述B(0)为在所述Idc1＝Idc0-k×ΔIdc0时的所述初始谐波分量幅值；
第二采样单元，用于在令所述k的值从1开始逐步增大，每次改变所述闭环调节电流I1后，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的当前谐波分量幅值A(k)和B(k)；所述A(k)为在所述Idc1＝Idc0+k×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值，所述B(k)为在所述Idc1＝Idc0-k×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值；
第一确定单元，用于分别判断所述当前谐波分量幅值A(k)和所述初始谐波分量幅值A(0)的差值，所述当前谐波分量幅值B(k)和所述初始谐波分量幅值B(0)的差值，如果|A(k)-A(0)|≤Δ且|B(k)-B(0)|≤Δ，则继续增大所述k的值，直到|A(k)-A(0)|>Δ或者|B(k)-B(0)|>Δ时，停止增大所述k的值，根据|A(k)-A(0)|>Δ或者|B(k)-B(0)|>Δ时的所述k的值k＝N确定所述搜索步长为N×ΔIdc0；所述Δ是预先为所述谐波分量幅值设定的变化阈值。
直流零偏确定模块2，用于在所述负载电机处于空载稳速状态时，以所述零点漂移为起点，根据所述搜索步长逐步改变所述闭环调节电流，并检测所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的最小谐波分量幅值，确定所述直流零偏。
优选地，所述直流零偏确定模块2，包括：
第二获取单元，用于在所述负载电机处于空载稳速状态时，通过所述电流采样电路获取所述变频器的输出端的实时输出电流IAD，并设置所述闭环调节电流I2＝IAD-Idc2，其中所述Idc2＝Idc0±m×N×ΔIdc0，所述m为整数；
第二改变单元，用于令所述m的值从0开始增大，以所述零点漂移Idc0为起点，逐步改变所述闭环调节电流I2。
第三采样单元，用于在令所述m的值从0开始逐步增大，每次改变所述闭环调节电流I2后，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的当前谐波分量幅值C(m)和D(m)；所述C(m)为在所述Idc2＝Idc0+m×N×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值，所述D(m)为在所述Idc2＝Idc0-m×N×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值；
第一记录单元，用于判断所述当前谐波分量幅值C(m)与上一次采样得到的谐波分量幅值C(m-1)的差值，如果[C(m)-C(m-1)]≤0，则继续增大所述m的值，直到[C(m)-C(m-1)]>0时，记录[C(m)-C(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0+(m-1)×N×ΔIdc0的值以及C(m-1)的值；
第二记录单元，用于判断所述当前谐波分量幅值D(m)与上一次采样得到的谐波分量幅值D(m-1)的差值，如果[D(m)-D(m-1)]≤0，则继续增大所述m的值，直到[D(m)-D(m-1)]>0时，记录[D(m)-D(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0-(m-1)×N×ΔIdc0的值以及D(m-1)的值；
第二确定单元，用于如果[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值大于[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值，将[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值作为所述最小谐波分量幅值，并将[D(m)-D(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0-(m-1)×N×ΔIdc0的值作为所述直流零偏；如果[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值小于[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值，将[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值作为所述最小谐波分量幅值，并将[C(m)-C(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0+(m-1)×N×ΔIdc0的值作为所述直流零偏。
需要说明的是，本实施例的变频器的输出电流直流零偏的检测系统可以采用上述方法实施例中的变频器的输出电流直流零偏的检测方法，可以用于实现上述方法实施例中的全部技术方案，其各个功能模块的功能可以根据上述方法实施例中的方法具体实现，其具体实现过程可参照上述实施例中的相关描述，此处不再赘述。
由上可见，本申请提供的一种变频器的输出电流直流零偏的检测方法及系统，在所述变频器的负载电机处于空载稳速状态时，以所述变频器的电流采样电路的零点漂移为起点，根据预设的初始步长逐步改变闭环调节电流，并提取所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的谐波分量幅值，确定用于搜索所述直流零偏的搜索步长；在所述负载电机处于空载稳速状态时，以所述零点漂移为起点，根据所述搜索步长逐步改变所述闭环调节电流，并检测所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的最小谐波分量幅值，确定所述直流零偏。可见，本申请提供的方案，检测的是负载电机处于空载稳速运行状态时变频器的输出电流中的直流零偏，相对于现有技术中以上电时的零点漂移作为直流零偏的方法，本申请提供的方案考虑了电流传感器和采样电路的频率特性，也考虑了由于逆变桥的非线性特性和PWM调制所引入的谐波中的直流分量，检测得到的直流零偏比较准确。
为了描述的方便，描述以上系统时以功能分为各种模块分别描述。当然，在实施本申请时可以把各模块的功能在同一个或多个软件和/或硬件中实现。
本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统或系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的系统及系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。
专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以直接用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器(RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
Claims (10)
1.一种变频器的输出电流直流零偏的检测方法，用于检测所述变频器的输出电流中的直流零偏，其特征在于，包括：
在所述变频器的负载电机处于空载稳速状态时，以所述变频器的电流采样电路的零点漂移为起点，根据预设的初始步长逐步改变闭环调节电流，并提取所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的谐波分量幅值，确定用于搜索所述直流零偏的搜索步长；
在所述负载电机处于空载稳速状态时，以所述零点漂移为起点，根据所述搜索步长逐步改变所述闭环调节电流，并检测所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的最小谐波分量幅值，确定所述直流零偏。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述在所述变频器的负载电机处于空载稳速状态时，以所述变频器的电流采样电路的零点漂移为起点，根据预设的初始步长逐步改变闭环调节电流，包括：
在上电时刻检测所述电流采样电路的所述零点漂移Idc0，并设置所述初始步长为ΔIdc0；
在所述负载电机处于空载稳速状态时，通过所述电流采样电路获取所述变频器的输出端的实时输出电流IAD，并设置所述闭环调节电流I1＝IAD-Idc1，其中所述Idc1＝Idc0±k×ΔIdc0，所述k为整数；
令所述k的值从0开始增大，以所述零点漂移Idc0为起点，逐步改变所述闭环调节电流I1。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述提取所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的谐波分量幅值，确定用于搜索所述直流零偏的搜索步长，包括：
在所述k的值为0时，以所述零点漂移Idc0为起点，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的初始谐波分量幅值A(0)和B(0)；所述A(0)为在所述Idc1＝Idc0+k×ΔIdc0时的所述初始谐波分量幅值，所述B(0)为在所述Idc1＝Idc0-k×ΔIdc0时的所述初始谐波分量幅值；
在令所述k的值从1开始逐步增大，每次改变所述闭环调节电流I1后，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的当前谐波分量幅值A(k)和B(k)；所述A(k)为在所述Idc1＝Idc0+k×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值，所述B(k)为在所述Idc1＝Idc0-k×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值；
分别判断所述当前谐波分量幅值A(k)和所述初始谐波分量幅值A(0)的差值，所述当前谐波分量幅值B(k)和所述初始谐波分量幅值B(0)的差值，如果|A(k)-A(0)|≤Δ且|B(k)-B(0)|≤Δ，则继续增大所述k的值，直到|A(k)-A(0)|>Δ或者|B(k)-B(0)|>Δ时，停止增大所述k的值，根据|A(k)-A(0)|>Δ或者|B(k)-B(0)|>Δ时的所述k的值k＝N确定所述搜索步长为N×ΔIdc0，所述N是一个大于等于1的整数；所述Δ是预先为所述谐波分量幅值设定的变化阈值。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述在所述负载电机处于空载稳速状态时，以所述零点漂移为起点，根据所述搜索步长逐步改变所述闭环调节电流，包括：
在所述负载电机处于空载稳速状态时，通过所述电流采样电路获取所述变频器的输出端的实时输出电流IAD，并设置所述闭环调节电流I2＝IAD-Idc2，其中所述Idc2＝Idc0±m×N×ΔIdc0，所述m为整数；
令所述m的值从0开始增大，以所述零点漂移Idc0为起点，逐步改变所述闭环调节电流I2。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述检测所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的最小谐波分量幅值，确定所述直流零偏，包括：
在令所述m的值从0开始逐步增大，每次改变所述闭环调节电流I2后，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的当前谐波分量幅值C(m)和D(m)；所述C(m)为在所述Idc2＝Idc0+m×N×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值，所述D(m)为在所述Idc2＝Idc0-m×N×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值；
判断所述当前谐波分量幅值C(m)与上一次采样得到的谐波分量幅值C(m-1)的差值，如果[C(m)-C(m-1)]≤0，则继续增大所述m的值，直到[C(m)-C(m-1)]>0时，记录[C(m)-C(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0+(m-1)×N×ΔIdc0的值以及C(m-1)的值；
判断所述当前谐波分量幅值D(m)与上一次采样得到的谐波分量幅值D(m-1)的差值，如果[D(m)-D(m-1)]≤0，则继续增大所述m的值，直到[D(m)-D(m-1)]>0时，记录[D(m)-D(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0-(m-1)×N×ΔIdc0的值以及D(m-1)的值；
如果[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值大于[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值，将[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值作为所述最小谐波分量幅值，并将[D(m)-D(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0-(m-1)×N×ΔIdc0的值作为所述直流零偏；
如果[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值小于[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值，将[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值作为所述最小谐波分量幅值，并将[C(m)-C(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0+(m-1)×N×ΔIdc0的值作为所述直流零偏。
6.一种变频器的输出电流直流零偏的检测系统，用于检测所述变频器的输出电流中的直流零偏，其特征在于，包括：
搜索步长确定模块，用于在所述变频器的负载电机处于空载稳速状态时，以所述变频器的电流采样电路的零点漂移为起点，根据预设的初始步长逐步改变闭环调节电流，并提取所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的谐波分量幅值，确定用于搜索所述直流零偏的搜索步长；
直流零偏确定模块，用于在所述负载电机处于空载稳速状态时，以所述零点漂移为起点，根据所述搜索步长逐步改变所述闭环调节电流，并检测所述负载电机的转速信号中与所述变频器的输出频率一致的最小谐波分量幅值，确定所述直流零偏。
7.根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述搜索步长确定模块，包括：
检测单元，用于在上电时刻检测所述电流采样电路的所述零点漂移Idc0，并设置所述初始步长为ΔIdc0；
第一获取单元，用于在所述负载电机处于空载稳速状态时，通过所述电流采样电路获取所述变频器的输出端的实时输出电流IAD，并设置所述闭环调节电流I1＝IAD-Idc1，其中所述Idc1＝Idc0±k×ΔIdc0，所述k为整数；
第一改变单元，用于令所述k的值从0开始增大，以所述零点漂移Idc0为起点，逐步改变所述闭环调节电流I1。
8.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述搜索步长确定模块，还包括：
第一采样单元，用于在所述k的值为0时，以所述零点漂移Idc0为起点，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的初始谐波分量幅值A(0)和B(0)；所述A(0)为在所述Idc1＝Idc0+k×ΔIdc0时的所述初始谐波分量幅值，所述B(0)为在所述Idc1＝Idc0-k×ΔIdc0时的所述初始谐波分量幅值；
第二采样单元，用于在令所述k的值从1开始逐步增大，每次改变所述闭环调节电流I1后，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的当前谐波分量幅值A(k)和B(k)；所述A(k)为在所述Idc1＝Idc0+k×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值，所述B(k)为在所述Idc1＝Idc0-k×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值；
第一确定单元，用于分别判断所述当前谐波分量幅值A(k)和所述初始谐波分量幅值A(0)的差值，所述当前谐波分量幅值B(k)和所述初始谐波分量幅值B(0)的差值，如果|A(k)-A(0)|≤Δ且|B(k)-B(0)|≤Δ，则继续增大所述k的值，直到|A(k)-A(0)|>Δ或者|B(k)-B(0)|>Δ时，停止增大所述k的值，根据|A(k)-A(0)|>Δ或者|B(k)-B(0)|>Δ时的所述k的值k＝N确定所述搜索步长为N×ΔIdc0，所述N是一个大于等于1的整数；所述Δ是预先为所述谐波分量幅值设定的变化阈值。
9.根据权利要求8所述的系统，其特征在于，所述直流零偏确定模块，包括：
第二获取单元，用于在所述负载电机处于空载稳速状态时，通过所述电流采样电路获取所述变频器的输出端的实时输出电流IAD，并设置所述闭环调节电流I2＝IAD-Idc2，其中所述Idc2＝Idc0±m×N×ΔIdc0，所述m为整数；
第二改变单元，用于令所述m的值从0开始增大，以所述零点漂移Idc0为起点，逐步改变所述闭环调节电流I2。
10.根据权利要求9所述的系统，其特征在于，所述直流零偏确定模块，还包括：
第三采样单元，用于在令所述m的值从0开始逐步增大，每次改变所述闭环调节电流I2后，采样所述负载电机的转速信号并做谐波提取运算，得到与所述变频器的输出频率f相一致的当前谐波分量幅值C(m)和D(m)；所述C(m)为在所述Idc2＝Idc0+m×N×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值，所述D(m)为在所述Idc2＝Idc0-m×N×ΔIdc0时的所述当前谐波分量幅值；
第一记录单元，用于判断所述当前谐波分量幅值C(m)与上一次采样得到的谐波分量幅值C(m-1)的差值，如果[C(m)-C(m-1)]≤0，则继续增大所述m的值，直到[C(m)-C(m-1)]>0时，记录[C(m)-C(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0+(m-1)×N×ΔIdc0的值以及C(m-1)的值；
第二记录单元，用于判断所述当前谐波分量幅值D(m)与上一次采样得到的谐波分量幅值D(m-1)的差值，如果[D(m)-D(m-1)]≤0，则继续增大所述m的值，直到[D(m)-D(m-1)]>0时，记录[D(m)-D(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0-(m-1)×N×ΔIdc0的值以及D(m-1)的值；
第二确定单元，用于如果[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值大于[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值，将[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值作为所述最小谐波分量幅值，并将[D(m)-D(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0-(m-1)×N×ΔIdc0的值作为所述直流零偏；如果[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值小于[D(m)-D(m-1)]>0时对应的D(m-1)的值，将[C(m)-C(m-1)]>0时对应的C(m-1)的值作为所述最小谐波分量幅值，并将[C(m)-C(m-1)]>0时对应的Idc2＝Idc0+(m-1)×N×ΔIdc0的值作为所述直流零偏。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/CN2016/073938 WO2017139926A1 (zh) | 2016-02-17 | 2016-02-17 | 一种变频器的输出电流直流零偏的检测方法及系统 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN107430173A CN107430173A (zh) | 2017-12-01 |
| CN107430173B true CN107430173B (zh) | 2019-12-03 |
Family
ID=59624785
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201680004816.9A Active CN107430173B (zh) | 2016-02-17 | 2016-02-17 | 一种变频器的输出电流直流零偏的检测方法及系统 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN107430173B (zh) |
| WO (1) | WO2017139926A1 (zh) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114629382B (zh) * | 2020-12-09 | 2023-12-01 | 南京泉峰科技有限公司 | 智能电动工具及其控制方法 |
| CN114397470A (zh) * | 2021-11-24 | 2022-04-26 | 浙江捷昌线性驱动科技股份有限公司 | 基于电机电流特性的行程控制系统 |
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU1200195A1 (ru) * | 1984-06-01 | 1985-12-23 | Красноярский Политехнический Институт | Формирующее устройство фазометра |
| US4851763A (en) * | 1987-03-19 | 1989-07-25 | Heidelberger Druckmaschinen Ag | Current-measuring device, especially for determining the motor current of a direct-current motor |
| JP2003111416A (ja) * | 2001-09-28 | 2003-04-11 | Sharp Corp | 直流電源装置 |
| JP2007244021A (ja) * | 2006-03-06 | 2007-09-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 直流電源装置 |
| CN101266264A (zh) * | 2007-12-17 | 2008-09-17 | 北京利德华福电气技术有限公司 | 检测无网侧电抗器高压变频器电网电压相位的方法 |
| CN101718812A (zh) * | 2009-12-11 | 2010-06-02 | 力柏时代锂动力科技（北京）有限公司 | 直流电流测量电路 |
| CN102520373A (zh) * | 2011-12-21 | 2012-06-27 | 绍兴电力局 | 一种基于振动分析的电力变压器直流偏磁的判别方法 |
| CN103424648A (zh) * | 2013-06-25 | 2013-12-04 | 深圳市英威腾电气股份有限公司 | 一种变频器异常的检测方法及装置 |
-
2016
- 2016-02-17 CN CN201680004816.9A patent/CN107430173B/zh active Active
- 2016-02-17 WO PCT/CN2016/073938 patent/WO2017139926A1/zh active Application Filing
Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU1200195A1 (ru) * | 1984-06-01 | 1985-12-23 | Красноярский Политехнический Институт | Формирующее устройство фазометра |
| US4851763A (en) * | 1987-03-19 | 1989-07-25 | Heidelberger Druckmaschinen Ag | Current-measuring device, especially for determining the motor current of a direct-current motor |
| JP2003111416A (ja) * | 2001-09-28 | 2003-04-11 | Sharp Corp | 直流電源装置 |
| JP2007244021A (ja) * | 2006-03-06 | 2007-09-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 直流電源装置 |
| CN101266264A (zh) * | 2007-12-17 | 2008-09-17 | 北京利德华福电气技术有限公司 | 检测无网侧电抗器高压变频器电网电压相位的方法 |
| CN101718812A (zh) * | 2009-12-11 | 2010-06-02 | 力柏时代锂动力科技（北京）有限公司 | 直流电流测量电路 |
| CN102520373A (zh) * | 2011-12-21 | 2012-06-27 | 绍兴电力局 | 一种基于振动分析的电力变压器直流偏磁的判别方法 |
| CN103424648A (zh) * | 2013-06-25 | 2013-12-04 | 深圳市英威腾电气股份有限公司 | 一种变频器异常的检测方法及装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN107430173A (zh) | 2017-12-01 |
| WO2017139926A1 (zh) | 2017-08-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN111162715B (zh) | 一种电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统 | |
| JP5500141B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| KR101995864B1 (ko) | 인버터 제어장치 및 그 제어방법 | |
| WO2020093465A1 (zh) | 一种电力机车用大功率直驱永磁电传动系统 | |
| JP2004282969A (ja) | 交流電動機の制御装置及び制御方法 | |
| CN109075697B (zh) | Pfc电路输出电压的纹波优化控制方法及相关电路 | |
| CN108880297B (zh) | 一种基于Vienna整流器的相位补偿装置与方法 | |
| CN101150294A (zh) | 一种异步电动机的堵转参数辨识方法及装置 | |
| US11038512B2 (en) | Phase-locking apparatus and phase-locking method | |
| US8081019B2 (en) | Variable PFC and grid-tied bus voltage control | |
| CN102082546A (zh) | 变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置及其方法 | |
| CN107430173B (zh) | 一种变频器的输出电流直流零偏的检测方法及系统 | |
| CN107017808B (zh) | 基于脉动励磁电流响应的同步电机转子位置连续估计方法 | |
| JP6953763B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP2007221999A (ja) | 交流電動機の制御装置及び制御方法 | |
| CN105932671A (zh) | 一种电网电压锁相方法及系统 | |
| CN109586625A (zh) | 一种无刷直流电机的驱动方法及装置 | |
| CN103546149A (zh) | 一种三相电力系统的锁相方法 | |
| Gamboa et al. | A unity power factor, maximum power point tracking battery charger for low power wind turbines | |
| Wang et al. | A transient reactive current compensation for load-side converter of BDFG in stand-alone operation | |
| Li et al. | Comparisons of four rotor speed identification schemes for PMSG based WECS | |
| EP2043239B1 (en) | Method in connection with mains side converter | |
| CN116073676B (zh) | 一种三相电流源型整流器直流电压自适应调整方法 | |
| Wang et al. | Adaptive PLL for High-Frequency Signal Injection Based Sensorless PMSM Drives | |
| Huang et al. | Sensorless control of direct-driven permanent magnet wind power generation system based on improved MRAS |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |