CN107346937B - 隔离电流模式控制器的装置和方法 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及隔离电流模式控制器的装置和方法。提供一种软启动方法，包括：在变压器的初级绕组侧产生初始化信号；使用初始化信号与具有表示初级绕组中的电流的值的信号的比较来控制可操作地设置在电压源和初级侧之间的开关；通过电隔离通信介质将初始化信号从变压器的初级侧传输到次级绕组侧；在次级绕组侧，将参考电压信号与次级绕组输出电压信号进行比较；响应于参考信号和次级绕组输出电压信号之间的匹配，将电流隔离通信介质上的比较电压信号从次级侧传输到初级侧；在初级侧，将初始化信号与发送的比较电压信号进行比较；并且响应于初始化信号和比较电压信号之间的匹配，使用传输的比较器电压信号来控制开关。

Description

隔离电流模式控制器的装置和方法
技术领域
本申请涉及隔离电流模式控制器的装置和方法。本公开还涉及电路软启动方法各电压转换器电路。
背景技术
反激转换器电路包括被配置为在输入电压和输出电压之间提供具有电流隔离的电压转换的变压器。反激式转换器已被用于AC/DC和DC/DC电压转换。电隔离通常用于电路安全目的，以隔离必须通信的两个或多个电路，但具有可能处于不同电位的理由。它也可以是防止不必要的电流在共享接地导体的电气部件之间流动的有效技术。
图1A-1B是表示处于导通状态(图1A)和断开状态(图1B)的已知反激转换器102的示意性电路图。反激转换器102的初级侧104包括输入电压源Vin，变压器初级绕组108和开关110，用于可控地将输入电压Vin耦合到初级绕组108和从初级绕组108去耦。转换器102的次级侧112包括变压器次级绕组114，与次级侧绕组114并联耦合的电容器116和耦合到二极管118的二极管，以允许次级绕组114和电容器116之间的单向电流流动。输出负载120与电容器。
参考图1A，当开关110闭合时，初级绕组108直接耦合到输入电压源Vin。初级绕组108内的电流和包括初级和次级绕组的变压器中的磁通量逐渐增加，将能量储存在变压器中。在次级绕组114中感应的电压是负的，因此二极管118被反向偏置(即阻塞)，并且没有电流在次级绕组114中流动。在开关110闭合的时间间隔期间，电容器116提供能量到输出负载120。
参考图1B，当开关110断开时，初级绕组108与输入电压源Vin分离。初级绕组108内的电流和磁通量下降。在次级绕组114中感应的电压为正，导致二极管118的正向偏置，其允许电流从次级绕组114流动以对电容器116充电。从变压器传输的能量对电容器116进行充电，电容器116到负载120的输出电压。
通常，电隔离通信介质(未示出)用于在设置在转换器102的初级侧104的控制电路和设置在转换器102的次级侧112上的控制电路之间传输控制信号。控制信号通常是用于控制开关110的打开和关闭的定时，以便例如调节电压转换以保持期望的输出电压电平。电隔离通信介质可以包括例如光耦合器，感应耦合器或电容耦合器。
发明内容
提供电路软启动方法。在变压器的初级绕组侧设置初始化信号。在初级绕组侧，初始化信号在初级绕组侧与具有表示初级绕组中的电流的值的信号进行比较，以控制可操作地设置在电压源和初级侧绕组之间的开关。初始化信号通过电隔离通信介质从变压器的初级侧传输到次级绕组侧。在次级绕组侧，将参考信号与次级绕组输出电压信号进行比较。响应于参考信号和次级绕组输出电压信号之间的匹配，比较电压信号通过电隔离通信介质从次级绕组侧传输到初级绕组侧。在初级绕组侧，将初始化信号与发送的比较电压信号进行比较。响应于初始化信号和发送的比较信号之间的匹配，发送的比较信号用于控制开关。
附图说明
图1A-1B是表示处于导通状态(图1A)和断开状态(图1B)的已知反激转换器的示意性电路图。
图2是示出根据一些实施例的稳态操作期间隔离电流模式控制器的配置的说明性电路图。
图3A-3B是根据一些实施例的响应于打开和关闭开关来分别表示变压器初级绕组(图3A)和次级绕组(图3B)中的电流的说明性附图。
图4是示出根据一些实施例的启动操作期间隔离电流模式控制器的配置的示意性电路图。
图5示出了根据一些实施例的表示初始化信号的说明性电压曲线。
图6是表示根据一些实施例的初级侧启动过程的说明性流程图。
图7是表示根据一些实施例的次级侧起动过程700的说明性流程图。
图8A-8B是表示处于第一选择状态和第二选择状态(图8A)的第一状态机的选择电路的示意图，以及表示从第一状态转换到第二状态(图8B)的决定标准的对应状态转移图。
图9A-9B是表示包括从第一选择状态转变到第二选择状态的第二选择电路(图9A)的第二逻辑电路状态机的示意图，以及表示用于确定何时转换的决定逻辑电路的对应状态转移图从第一状态到第二状态(图9B)。
图10A-10B是表示第三逻辑电路状态机的说明性附图，其包括从第一选择状态转换到第二选择状态的第三选择电路(图10A)和表示用于确定何时转换的决定逻辑电路的对应状态转移图从第一状态到第二状态(图10B)。
图11A-11B是表示包括从第一选择状态转变到第二选择状态的第四选择电路(图11A)的第四逻辑电路状态机的说明图，以及表示用于确定何时转换的决定逻辑电路的对应状态转移图从第一状态到第二状态(图11B)。
图12A-12B是表示包括从第一状态转变到第二状态的第五选择电路(图12A)的第五逻辑电路状态机的示意图，以及表示决定逻辑电路的相应状态转移图，用于确定何时从第一状态到第二状态(图12B)。
具体实施方式
呈现以下描述以使得本领域的任何技术人员能够利用改进的启动转移控制电路来创建和使用隔离电流模式。对于本领域技术人员来说，对实施例的各种修改将是显而易见的，并且在不脱离本发明的精神和范围的情况下，本文定义的一般原理可以应用于其他实施例和应用。此外，在下面的描述中，为了解释的目的阐述了许多细节。然而，本领域普通技术人员将认识到，可以在不使用这些具体细节的情况下实践本发明。在其他情况下，众所周知的过程以框图形式示出，以便不用不必要的细节来模糊本发明的描述。可以使用相同的附图标记来表示不同图中相同或相似项目的不同视图。下图中的流程图用于表示过程。因此，本发明不旨在限于所示的实施例，而是符合与本文公开的原理和特征一致的最宽范围。
A.稳态运行模式下的电路配置
图2是根据一些实施例的在稳定状态操作期间表示隔离电流模式控制器202的配置的说明性电路图。控制器202包括变压器204。控制器202包括初级侧206，其包括变压器的初级绕组208，输入电压源Vin，第一开关电路210和初级侧第一开关控制电路212。控制器202包括：次级侧214包括变压器的次级绕组216，输出电容器Cout，二极管218和次级侧输出电压电平反馈控制电路220。初级绕组208被可控地耦合到输入电压Vin并从输入电压Vin分离以产生电流在变压器的次级绕组216中对输出电容器Cout充电。次级绕组216与电容器Cout并联耦合，电容器Cout与外部负载电路222并联耦合。二极管218与次级绕组216和输出电容器Cout串联耦合以提供单向电流用于将输出电容器Cout充电到驱动负载222电路所需的输出电压电平Vout。
图3A-3B是示出根据一些实施例的响应于打开和关闭第一开关210的变压器初级绕组208(图3A)和次级绕组216(图3B)中的电流的说明图。优选地，响应于标记为Vcomp的反馈控制信号，第一开关控制电路212控制在时间ton第一开关210的导通和在时间toff第一开关212的截止。第一开关212的导通(闭合)将输入电压源Vin耦合到初级绕组208，以便在初级绕组208中引起增加的电流，例如，接近增加的斜坡电流，如初级绕组电流在图3A中的时间，ton和toff之间的时间间隔期间的曲线。应当理解，变压器204包括寄生电感224，其导致与电流的瞬时增加相反的逐渐增加。如图3B所示，在次级绕组216中感应的所得到的电压是负的，使得二极管218被反向偏置(即被阻塞)，并且没有电流在次级侧214中流动，而第一开关212耦合初级绕组208到Vin。时间toff对第一开关212的关断(断开)使输入电压Vin与初级绕组208分离，导致初级绕组电流的下降和磁通量的下降。次级绕组216上的电压是正的，正向偏置二极管218，并且如图3B所示，允许在次级绕组216中感应的减小的电流，例如接近减小的斜坡电流，从次级绕组216流向充电输出电容Cout。
更具体地，在一些实施例中，输入电压源Vin具有耦合到初级绕组208的第一端子的正(正)端子和耦合到地的负(负极)端子。第一开关212包括晶体管电路。在一些实施例中，第一开关212包括第一FET器件，其具有可操作地耦合到变压器的初级绕组208的第二端子的漏极和可操作地耦合到电阻器Rsense的第一端子的源极。电阻器Rsense的第二端子可操作地耦合到Vin的负极端子，Vin优选地接地。第一开关晶体管212的栅极可操作地耦合以接收开关控制信号Vswitch。
开关控制电路212包括逻辑电路226，电流检测装置(Rsense)和比较器电路228。优选地，逻辑电路226产生开关控制信号Vswitch，其具有导通逻辑状态或转向关闭逻辑状态。电流检测装置Rsense产生指示初级绕组208中的电流值的第一信号，电流检测(CS)信号。如图2所示，将控制器202配置为稳态操作，比较器电路228产生指示表示初级绕组208中的电流的CS信号的值与反馈控制信号Vcomp的值之间的比较的比较信号。逻辑电路226响应于比较信号确定开关控制信号Vswitch的状态。
在一些实施例中，逻辑电路226包括可操作地耦合以响应于由比较器电路228产生的输出信号的变化而改变逻辑状态的锁存电路。更具体地，在一些实施例中，逻辑电路226包括RS锁存器具有可操作地耦合以接收由比较器电路228产生的输出信号的复位输入节点，其具有可操作地耦合以接收时钟信号的设置输入节点，并且具有可操作地耦合以将开关控制信号Vswitch提供给第一开关电路210。
在一些实施例中，Rsense电阻器用作电流检测装置。当第一开关导通(闭合)时，初级绕组208中的电流逐渐增大，例如上升。如图3B所示，例如，初级绕组中的电流增加率可以近似为斜坡曲线。当第一开关210导通(闭合)时，电阻Rsense两端的电流感测(CS)电压VCS随初级绕组208中的电流增加而增加。
参考图2，比较器电路228包括分别在稳态操作期间分别接收VCS信号和Vcomp信号的第一和第二输入节点。比较器电路228基于VCS和Vcomp的比较来提供信号以确定在ton和toff之间的切换时间间隔。在一些实施例中，比较器电路228产生指示VCS和Vcomp的比较值的比较器输出信号。在一些实施例中，响应于确定VCS小于Vcomp，比较器电路228产生具有第一值的比较器输出信号，并响应于确定VCS大于Vcomp而产生具有第二值的比较器输出信号。更具体地说，在一些实施例中，比较器电路向锁存电路复位节点提供比较器输出信号，该信号响应于跨越Vcomp值的VCS的值而改变状态，这对应于初级绕组208中峰值电流值的出现或者，例如，可以使用比较器电路228，其产生表示初级绕组208中的Vcomp和平均电流值的比较值的输出信号或初级绕组208中的谷值电流。
输出电压电平反馈电路220包括放大器电路230，其产生连续时变放大器输出信号Vcomp，其在稳态操作期间具有跨越负载222的Vout的值的值。优选地，放大器电路230被配置为差分放大器电路，其产生指示输出电容器Cout两端产生的输出信号Vout与参考值Vref之间的差的差分信号。或者，在一些实施例中，可以使用运算放大器电路(未示出)来产生基于参考值指示Vout的电压电平的值的放大器输出信号。
更具体地，在一些实施例中，放大器电路230被实现为包括跨导放大器(也称为“gm放大器”)的差分放大器，该跨导放大器包括耦合到接收Vout的第一输入节点和耦合到接收参考电压Vref，并且其包括输出节点，其产生连续电流信号，其在图2所示的稳态操作期间具有表示Vout和Vref之间的差的值。在一些实施例中，使用耦合到差分放大器的第二输入节点的Iref参考电流源和参考电容器Cref产生Vref电压。在稳态运行期间，Iref参考电流源将参考电容器Cref充电到电压电平Vref。在稳态操作期间，放大器的选择耦合到电导体路径250。耦合到导体路径250的积分电容器电路232被充电以基于放大器输出电流在导体路径250上产生反馈电压信号Vcomp信号。在一些实施例中，积分电容器电路232被配置为用作提供补偿以避免不期望的振荡并确保反馈环路稳定性的II型补偿网络。
控制器202包括设置在次级侧214上的第一调制器电路234和设置在初级侧206上的第一解调器电路236，其经由电隔离通信介质238耦合。第一调制器电路234和第一解调器电路236可以被称为在这里作为第一传输电路237。在稳态操作期间，导体路径250将放大器电路230的输出耦合到第一调制器234的输入。在稳态操作期间，设置在次级侧214上的第一调制器234通过传输介质238将连续的时变Vcomp反馈信号发送到设置在初级侧206上的第一解调器236。第一调制器234将连续的时变模拟Vcomp反馈信号转换为脉冲宽度调制(PWM)信号以便传输通信介质238到第一解调器236，其转换PWM代表Vcomp信号返回到Vcomp的模拟表示以提供给比较器电路228。
控制器202包括设置在初级侧206上的第二调制器电路240和设置在次级侧214上的第二解调器电路242，其经由电隔离通信介质238耦合以将开关控制信号Vswitch从Q输出节点锁存器226到第二FET244的栅极。第二调制器电路240第二解调器电路242在本文中可以被称为第二传输电路243。根据一些实施例，在稳态操作期间，第二调制器240将二进制开关信号Vswitch切换到脉冲宽度调制(PWM)信号，以在通信介质238上传输到第二解调器242，其将开关信号Vswitch的PWM表示转换为模拟表示，用于控制导通和关断的第二开关244。
控制器202进一步包括第二开关244，其耦合以在图2所示的稳态操作期间提供周期性地绕过二极管218的电流路径。在稳态操作期间，第二开关244交替地接通(闭合)启用当前路径，并关闭(打开)，禁用当前路径，以响应开关控制信号Vswitch。使用第二开关244提供的电流路径的优点是通过在较低电阻路径中转向其周围的电流来减小二极管218中的功率损耗。更具体地，在一些实施例中，第二开关244包括具有耦合以响应于开关控制信号Vswitch的栅极的第二FET器件。
B.启动操作模式下的电路配置
图4是示出根据一些实施例的启动操作期间隔离电流模式控制器202的配置的示意性电路图。应当理解，图4所示的一些电路部件仅在启动和从启动到稳态操作的转变期间是有效的，并且为了简化附图，已经从上面所讨论的图2中省略。控制器202包括被配置为产生初始化信号的数模转换器(DAC)电路244，其在一些实施例中包括合成信号，Vsynth信号，第一初始化缓冲器电路246和第二初始化缓冲器电路248。在一些实施例中第一初始化缓冲电路246包括第一单位增益放大器电路，第二初始化缓冲电路248包括第二单位增益放大器电路。在控制器启动期间，第一初始化缓冲器246接收指示初始化信号Vsynth，电压值的输入信号，并输出表示初始化电压值的信号。在控制器启动期间，第二初始化缓冲器248接收表示Vout电压值的输入信号，并输出表示Vout电压值的信号。控制器202包括第一状态机(SM1)控制电路，第二状态机(SM2)控制电路，第三状态机(SM3)控制电路，第四状态机(SM4)控制电路和第五状态机(SM5))控制电路。状态机用于控制控制器202从启动模式操作到稳态模式操作的转换。应当理解，尽管将起动到稳态转换控制电路描述并示出为包括五个状态机，但是两个或多个状态机可以集成在一起以作为逻辑单元操作。
DAC电路244在启动期间工作以产生合成的初始化信号Vsynth。图5示出了根据一些实施例的表示初始化信号的说明性电压曲线。DAC电路产生随时间逐渐增加的初始化信号波形，例如包括斜坡信号，使得其逐渐增加传送到次级侧214的电流-足够慢以防止次级侧214实现环路的控制之前的输出上的过电压。
在启动期间，如图4所示，第一缓冲器240被耦合以在其输出端(例如，Vsynth)处将电压提供给可操作地耦合以提供第一调制器234的输入信号的导线250。在启动操作期间，输出放大器230的输出端与第一调制器234的输入端分离。在启动期间，由启动期间作为第一电压充电电路的第一初始化缓冲器246提供的Vsynth信号将导体250充电至足够高电压电平以安全地开始稳态反馈操作。更具体地，在启动期间，第二调制器240被耦合以将由DAC 244产生的模拟Vsynth信号转换为PWM版本，并将其通过通信介质238发送到第二解调器242。第二解调器242将接收到的PWM转换信号返回到模拟Vsynth信号，并将其提供给第一初始化缓冲器246的输入，第一初始化缓冲器246又向耦合到第一调制器234的输入端的电导线250提供Vsynth信号。根据一些实施例，在操作中，与放大器230的输出去耦的导线250被充电到基本上等于Vsynth的电压电平，如图4的启动模式从图4的启动模式转变为图2的稳态操作模式的输出放大器230的重新耦合到第一调制器234的输入。这允许从使用Vsynth反馈信号到使用Vcomp的平滑切换反馈信号，在该关键控制信号中具有最小的不连续性。
在启动期间，第二初始化缓冲电路248被耦合以将其输出端处的Vout信号提供给放大器电路230的第二输入节点。开关249在启动期间最初被打开，以便将放大器230的输出与导体第二初始化缓冲器电路248在启动期间作为第二电压充电电路起作用，以将放大器230的第二(基准)节点处的Vsoft起始基准电压充电至Vout电压电平。更具体地，在启动期间，第二初始化缓冲器248在其输入节点接收Vout，并将接收到的Vout信号提供给放大器的第二输入节点。由第二缓冲器提供的Vout输出信号用于将放大器的第二输入节点充电到足够高的Vsoft启动启动参考电压电平以安全地开始稳态操作。根据一些实施例，在控制器从启动模式转换到稳态操作之前，第二输入节点被充电到Vsoft启动启动参考电压电平，其基本上等于Vout的同期值。这是为了确保当次级侧214接收反馈控制时，它不试图从其当前电平快速增加或减小输出电压Vout。
C.初级侧启动过程
图6是表示根据一些实施例的初级侧起动过程600的说明性流程图。流程图中的模块对应于用于执行相应动作的硬件或固件。在模块602中，Vsynth电压信号被提供给比较器电路238的第二输入节点。在模块604中，Vsynth电压信号通过通信路径238发送到次级侧214。在判定模块606中，关于是否通过来自次级侧214的通信信道238接收Vcomp。如下面更全面地所述，在一些实施例中，在启动期间的时间间隔期间，放大器230的第二输入节点被充电到Vout电压电平时，虚拟信号Vdummy，即在初级侧不被识别为Vcomp信号的信号由次级侧传输到初级侧。响应于判定模块606确定接收到Vcomp信号，判定模块608在基于电路安全性选择的误差范围内，确定接收到的Vcomp电压电平是否基本上等于Vsynth电压电平。相反，响应于还没有接收到Vcomp信号的确定，决定模块606继续监视和评估由辅助设备提供的导体路径250上提供的接收反馈信号。响应于决定模块608确定Vcomp将Vsynth匹配到电路安全裕度内，模块610耦合比较器228的第二输入节点，以将次级侧214发送的Vcomp反馈信号接收到初级侧206，并且模块612停止Vsynth到次级侧214的传输。相反，响应于Vcomp不匹配Vsynth的确定，决策模块608继续监视和评估由次级侧214提供的Vcomp反馈信号。
D.二次侧启动过程
图7是表示根据一些实施例的次级侧起动过程700的说明性流程图。流程图中的模块对应于用于执行相应动作的硬件或固件。模块702耦合第一初始化缓冲器246以提供Vsynth以对导线250线路充电。模块704耦合第二初始化缓冲器248以将放大器230的第二输入节点充电到Vout电压电平。模块706耦合第一调制器234以将优先不被初级侧204识别的虚拟反馈信号Vdummy发送为有效Vcomp信号。判定模块708确定放大器230的第二(参考)节点处的电压是否达到规定的软启动电压电平Vsoft起始电平，在一些实施例中Vsoft起始电平基本上等于Vout。响应于已经达到Vsoft启动电压电平的确定，模块710停止Vdummy信号的传输，并开始传输指示线路250上的电压的信号Vcomp到初级侧。可以理解，在Vdummy的传输和Vcomp的传输开始的时刻，由Vcomp表示的电压值是使用从初级侧接收的Vsynth信号对线路250充电的结果。相反，响应于决策模块708确定还没有接收到Vsoft启动电压，决策模块708继续监视和评估信号在放大器230的第二(参考)节点处的电压。决策模块712确定Vsynth的接收是否已停止。响应于Vsynth已经停止的确定，模块714将第一初始化缓冲器246解耦并接收由第二解调器242输出的信号；使第二缓冲器248解耦并接收Vout信号；将Iref电流源耦合到对参考电容器Cref充电；并且闭合开关249将放大器230的突出端耦合到导线250。相反，响应于决策模块712确定继续接收初始化信号Vsynth，决定模块714继续监视和评估由第二解调器242接收的信号，以确定初始化信号Vsynth，传输是否已经停止。因此，应当理解，即使电压电平Vsoft-start已经达到Vout，放大器230被阻止参与反馈控制，直到建立稳态反馈控制条件。更具体地，应当理解，第二初始化缓冲器248保持耦合以向放大器230的第二输入节点提供Vout信号值，直到建立稳态反馈控制条件。而且，在建立稳态反馈控制条件之前，参考电流Iref不耦合到第二输入节点。因此，在建立已建立的稳态反馈控制之前，防止第二节点处的电压升高到Vout之前。根据一些实施例，提供初始化Vsynth信号的停止指示已经建立稳态反馈控制条件。
E.启动操作模式和稳态运行模式之间转换时使用的状态机
图8A-8B是表示包括从第一状态802-1转换到第二状态802-1(图8A)的第一选择电路802的第一逻辑电路状态机(SM1)的示意图，以及表示决定逻辑电路804，用于根据一些实施例确定何时从第一状态转换到第二状态(图8B)。第一逻辑电路状态机(SM1)被布置在控制器的初级侧206上，其响应于提供输入电压源Vin立即加电并提供Vsynth信号。参考图8A，第一状态机包括在控制器从启动模式操作转换到稳态模式操作期间从第一多路复用状态802-1转换到第二多路复用状态802-2的第一多路开关电路。多路复用电路状态802-1、802-2包括可以分别耦合以接收开关控制信号Vswitch并接收合成信号初始化信号Vsynth的第一和第二输入端。多路复用电路状态802-1、802-2包括耦合到输出节点的输出节点，以将选择的信号从其输入节点输出到第二调制器电路的模拟信号输入以传输到次级侧。当启动开始时，第一多路复用电路处于第一复用状态802-1。参考图8B，当初始化信号的电压Vsynth小于Vcomp时，状态控制逻辑S1SM1配置第一复用器状态802-1以向第二调制器提供初始化信号Vsynth。状态控制逻辑S2SM1包括比较电路806，用于将Vsynth与Vcomp进行比较，并且响应于Vsynth匹配Vcomp而导致向第二多路复用器状态802-2的转换到可接受的电路安全裕度内，例如足够小的余量，不会导致输出电压发生根本变化。
图9A-9B是表示第二逻辑电路状态机(SM2)的说明图，其包括从第一状态902-1转换到选择状态902-2(图9A)的第二选择电路902和表示决定逻辑电路904，用于根据一些实施例确定何时从第一状态转换到第二状态(图9B)。第二逻辑电路状态机(SM2)设置在控制器次级侧214上，在启动模式操作期间逐渐上电，由于初始化信号Vsynth的电平逐渐增加，输出电容器Cout上的电荷逐渐增加，从而导致Vout的逐渐增加的值。参考图9A，第二状态机包括从第一解复用状态902-1转换到第二解复用状态902-2的第一解复用电路。解复用电路状态902-1、902-2包括分别耦合到第二开关的栅极和第一缓冲器的输入节点的第一和第二输出端子。解复用电路状态902-1、902-2包括耦合以接收由第二解调器提供的模拟输出信号的输入节点。当启动开始时，第一解复用电路处于第一解复用状态902-1。参考图9B，当第二调制器输出Vsynth信号时，状态控制逻辑S1SM2配置第一解复用器状态902-1。第一解复用状态902-1将第二调制器输出信号耦合到第一缓冲器的输入节点。状态控制逻辑S2SM2包括检测电路906以检测初始化信号Vsynth是否被接收，并且响应于次级侧不再接收Vsynth信号而使转换到第二解复用状态902-2。第一解复用状态902-1将第二调制器输出信号耦合到第二开关的门。根据一些实施例，状态机通过例如使用不同的发送频率来检测解调器不再输出Vsynth。
图10A-10B是表示第三逻辑电路状态机(SM3)的示意图，其包括从第一状态1002-1和开关249打开到第二状态1002-2和开关249转换的第三选择电路1002(图10A)和表示决定逻辑电路1004的对应状态转移图，根据一些实施例，确定何时从第一状态转换到第二状态(图10B)。第三逻辑电路状态机(SM3)设置在控制器的次级侧214上。参考图10A，第三状态机包括从第一多路复用状态1002-1转换到第二多路复用状态1002-2。复用电路状态1002-1、1002-2包括分别耦合的第一和第二输入端，以接收由第二缓冲器输出的电压信号并接收Iref电流源信号。多路复用电路状态1002-1、1002-2包括耦合以从其输入节点向放大器的第二输入节点提供所选信号的输出节点。第二复用电路处于第一复用状态1002-1，开关249在启动时打开。参考图10B，状态控制逻辑S1SM3配置第二多路复用器状态1002-1和开关249打开(去耦放大器230与导体250)，以输出第二缓冲器输出电压信号，同时Vsynth继续被接收。状态控制逻辑S2SM3包括检测电路906以检测初始化信号Vsynth是否被接收，并且响应于中断而使第二多路复用器状态1002-2和开关249转换为闭合(耦合放大器230到导体250)接收Vsynth信号。
图11A-11B是表示第四逻辑电路状态机(SM4)的说明图，其包括从第一状态1102-1转变到第二状态1102-2(图11A)的第四选择电路1102和表示决定逻辑电路1104，用于根据一些实施例确定何时从第一状态转换到第二状态(图11B)。第四逻辑电路状态机(SM4)被布置在控制器的次级侧214上。参考图11A，第四状态机包括第三多路开关电路，其从第一多路复用状态1102-1转换到第二多路复用状态1102-2。多路复用电路状态1102-1、1102-2包括可以分别耦合以接收虚拟电压信号的第一和第二输入端子以及放大器输出导线上提供的Vcomp信号。在一些实施例中，虚拟电压信号是被选择为不被初级侧识别为Vcomp的有效版本以与Vsynth进行比较的信号。例如，虚拟电压信号可以是Vcomp信号的失真版本，或者可以是0V。多路复用电路状态1102-1、1102-2包括一个输出节点，它被耦合以从其输入节点向第一调制器电路234的模拟信号输入节点提供所选择的信号。第三多路复用电路处于第一多路复用状态1102-1启动时启动。参考图11B，当Vsoft-start小于Vout时，状态控制逻辑S1SM4配置第三多路复用器状态1102-1以将虚拟电压信号输出到第一调制器的输入。状态控制逻辑S2SM4包括比较电路1106，用于将Vsoft-start与Vout进行比较，并且响应于Vsoft-start启动而使Vcomp反馈信号耦合到第一调制器的输入到第二多路复用器状态1102-2，开始基本匹配Vout到可接受的电路安全裕度。该余量使得当循环闭合时，输出移动可接受的少量。
图12A-12B是表示包括从第一状态1202-1转换到第二状态1202-2(图12A)的第五选择电路1202的第五逻辑电路状态机(SM5)的示意图，以及表示决定逻辑电路1204，用于根据一些实施例确定何时从第一状态转换到第二状态(图12B)。第五逻辑电路状态机(SM5)被布置在控制器的初级侧206上。参考图12A，第五状态机包括从第一多路复用状态1202-1转换到第二多路复用状态1202-2。多路复用电路状态1202-1、1202-2包括可分别耦合以接收Vsynth电压信号和Vcomp电压信号的第一和第二输入端。多路复用电路状态1202-1、1202-2包括输出节点耦合以将选择的信号从其输入节点提供给比较器的第二输入节点。第三复用电路在启动时处于第一多路复用状态1202-1。参考图12B，状态控制逻辑S1SM5将第三多路复用器状态1202-1配置为首先将Vsynth信号提供给比较器228，而反馈Vcomp信号的电压电平小于初始化信号Vsynth的电压电平。状态控制逻辑S2SM5包括比较电路806以比较Vcomp反馈信号与Vsynth信号，并且响应于Vsynth匹配Vcomp而使第二多路复用器状态1202-2转变到可接受的电路安全裕度内，例如，这足够小，不会导致输出电压的根本变化。
根据本发明的实施例的前述描述和附图仅仅是本发明的原理的说明。因此，应当理解，在不脱离在所附权利要求中限定的本发明的精神和范围的情况下，本领域技术人员可以对本实施例进行各种修改。

Claims (25)

1.一种控制开关模式电压转换器的方法，所述转换器包括变压器，所述变压器提供在电隔离介质的第一侧的初级绕组和在所述电隔离介质的第二侧的次级绕组，所述方法包括：
在稳定状态期间，
在初级绕组侧，将在反馈线处提供的并传送通过电隔离通信介质的信号与具有表示初级绕组中的电流的值的第一信号进行比较，以控制可操作地设置在电压源和初级侧绕组之间的开关；
在启动期间，
通过电隔离通信介质将初始化信号从变压器的初级绕组侧传输到次级绕组侧；
在次级绕组侧，提供所述初始化信号以对反馈线进行充电；
在次级绕组侧，在参考电压电容器处充电参考信号；
响应于参考信号和次级绕组输出信号之间的匹配，通过电隔离通信介质将反馈线处的信号从次级绕组侧传送到初级绕组侧；
在初级绕组侧，将初始化信号与通过电隔离通信介质传输的反馈线处的信号进行比较；和
响应于初始化信号和通过电隔离通信介质发送的反馈线处的信号之间的匹配，停止所述初始化信号。
2.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
在启动期间，随着时间增加初始化信号的幅度。
3.根据权利要求1所述的方法，其中：
充电参考信号包括响应于所述次级绕组输出信号进行充电。
4.根据权利要求1所述的方法，
其中，将所述初始化信号通过电隔离通信介质从所述初级侧传输到所述次级侧包括使用脉宽调制信号进行传输；和
其中，将所述反馈线处的信号通过所述电隔离通信介质从所述次级侧传输到所述初级侧包括使用脉宽调制信号进行传输。
5.一种用于开关模式电压转换器的控制电路，所述转换器包括变压器，所述变压器提供在电隔离介质的第一侧的初级绕组和在所述电隔离介质的第二侧的次级绕组，所述控制电路包括：
在第一侧的初始化信号源，被配置用于提供初始化信号；
在第一侧的开关，耦合到所述初级绕组；
在第一侧的开关控制电路，耦合到所述开关并被配置用于利用初级绕组参数与下列中的一个的比较控制所述开关：
在启动期间，所述初始化信号；在稳定状态操作期间，从第二侧接收的反馈信号；以及
在第二侧的反馈信号发生器电路，被配置用于在稳定状态操作期间基于参考电压信号和所述转换器的第二侧上的输出的比较提供所述反馈信号。
6.根据权利要求5所述的控制电路，进一步包括：
逻辑电路，用于在启动期间，响应于所述反馈信号与所述初始化信号匹配，在与所述初级绕组参数的比较中，从选择所述初始化信号切换到选择所述反馈信号。
7.根据权利要求5所述的控制电路，还包括：
在第二侧的第一调制器和在第一侧的第一解调器，用于将信号从第一调制器跨电隔离介质耦合到第一解调器；以及
逻辑电路，用于在启动期间，响应于参考电压信号与所述输出的电压匹配，从将反馈信号与所述第一调制器去耦合切换到将反馈信号耦合到第一调制器。
8.根据权利要求5所述的控制电路，还包括：
在第二侧的第一调制器和在第一侧的第一解调器，用于将信号从第一调制器跨电隔离介质耦合到第一解调器；以及
逻辑电路，用于在启动期间，响应于参考电压信号与所述输出的电压匹配，从选择虚拟信号切换到选择所述反馈信号，以提供到第一调制器。
9.根据权利要求5所述的控制电路，还包括：
在第一侧的第二调制器和在第二侧的第二解调器，用于将信号从第二调制器跨电隔离介质耦合到第二解调器；以及
逻辑电路，用于在启动期间，响应于反馈信号与所述初始化信号匹配，从将初始化信号耦合到第二调制器切换到将初始化信号与第二调制器去耦合。
10.根据权利要求5所述的控制电路，还包括：
参考电流源，用于在稳定状态操作期间对参考电容器充电；以及
逻辑电路，用于在启动期间，基于所述反馈信号与所述初始化信号匹配，从选择所述输出的电压切换到选择所述参考电流源，以提供参考电压信号。
11.根据权利要求5所述的控制电路，还包括：
参考电流源，用于在稳定状态操作期间对参考电容器充电；
在第一侧的第二调制器和在第二侧的第二解调器，用于将信号从第二调制器跨电隔离介质耦合到第二解调器；
逻辑电路，用于在启动期间，响应于反馈信号与所述初始化信号匹配，从将初始化信号耦合到第二调制器切换到将初始化信号与第二调制器去耦合；以及
逻辑电路，用于在启动期间，响应于所述初始化信号与所述第二调制器去耦合，从选择所述输出的电压切换到选择所述参考电流源，以提供参考电压信号。
12.根据权利要求5所述的控制电路，还包括：
逻辑电路，用于在启动期间，基于所述反馈信号与所述初始化信号匹配，从将所述反馈信号发生器电路的输出与积分电容器去耦合切换到将所述反馈信号发生器电路的输出与积分电容器耦合。
13.根据权利要求5所述的控制电路，还包括：
在第一侧的选择电路，操作用于在启动期间，在将初始化信号提供到开关控制电路和将反馈信号提供到开关控制电路之间进行选择，所述选择是基于它们之间的比较的。
14.根据权利要求5所述的控制电路，其中，所述开关控制电路包括比较器电路。
15.根据权利要求5所述的控制电路，其中所述反馈信号发生器电路包括差分放大器电路。
16.根据权利要求5所述的控制电路，还包括：
在第二侧的第一充电电路，被配置用于在启动期间响应于所述输出提供所述参考电压信号，以及在稳定状态操作期间响应于外部参考提供所述参考电压信号。
17.一种用于控制开关模式转换器电路来提供次级侧输出信号的方法，其中所述转换器电路包括初级侧和次级侧，所述初级侧和次级侧利用变压器的相应的初级绕组和次级绕组耦合，所述方法包括：
在初级侧，控制开关来对变压器的初级绕组中的电流进行调制，所述控制基于来自次级侧的第一反馈信号或者基于初始化信号；
在次级侧，在转换器启动阶段期间，基于所述输出信号产生所述第一反馈信号，以及在转换器稳定状态阶段期间，至少部分地基于参考信号源产生所述第一反馈信号；
在所述启动阶段期间，响应于所述第一反馈信号基本与所述初始化信号匹配，从所述启动阶段转变到所述稳定状态阶段。
18.根据权利要求17所述的方法，进一步包括：
利用初级侧的信号发生器产生所述初始化信号。
19.根据权利要求18所述的方法，其中，产生所述初始化信号包括：利用数模转换器电路来提供所述初始化信号。
20.根据权利要求17所述的方法，还包括：
利用脉冲宽度调制信号，将所述第一反馈信号从次级侧传送到初级侧。
21.根据权利要求17所述的方法，还包括：
利用第一比较器电路，在所述转换器启动阶段期间，将第一反馈信号的幅度与所述初始化信号的幅度进行比较，并响应于第一反馈信号的幅度与所述初始化信号的幅度基本匹配，从所述启动阶段转换到所述稳定状态阶段。
22.根据权利要求17所述的方法，其中控制所述开关包括：
在稳定状态阶段期间，利用第二比较器电路，基于所述第一反馈信号并基于初级绕组中的电流信号的指示，来提供控制信号到所述开关。
23.根据权利要求17所述的方法，其中产生所述第一反馈信号包括：
利用差分放大器，所述差分放大器被配置用于基于次级侧的输出以及参考信号和缓冲的所述次级侧的输出中的一个来提供差分信号。
24.根据权利要求17所述的方法，还包括：
在启动期间，随着时间增加所述初始化信号的幅度。
25.根据权利要求17所述的方法，还包括：
利用脉冲宽度调制信号将初始化信号从初级侧发送到次级侧。
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