CN107045928A

CN107045928A - 合并来自谐振磁电力系统中的多个谐振磁接收器的电力

Info

Publication number: CN107045928A
Application number: CN201610831819.1A
Authority: CN
Inventors: 陈礼铨; D·T·安姆
Original assignee: Apple Computer Inc
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 2011-05-31
Filing date: 2011-05-31
Publication date: 2017-08-15
Anticipated expiration: 2031-05-31
Also published as: EP2715915A1; WO2012166127A1; WO2012166124A1; KR20140033180A; CN103582990B; AU2011369392A1; WO2012166126A1; EP2715914A1; WO2012166125A1; CN103563213B; EP2715915A4; JP5986628B2; US20120306282A1; AU2011369465B2; KR20140025537A; US8796885B2; US8796886B2; JP2014522630A; EP2715914A4; KR101586135B1

Abstract

本发明公开涉及合并来自谐振磁电力系统中的多个谐振磁接收器的电力。描述了无线供电的本地计算环境的各种实施例。描述了用于在计算环境中利用无线近场磁谐振（NFMR）电力发送的系统与方法。小型无线电力单元可以用于代替以往的电池。

Description

合并来自谐振磁电力系统中的多个谐振磁接收器的电力

本申请是申请日为2011年5月31日、申请号为201180071325.3、发明名称为“合并来自谐振磁电力系统中的多个谐振磁接收器的电力”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

所述实施例总体上涉及在便携式计算环境中利用无线电力传输。

背景技术

能量或电力可以利用多种已知的辐射，或者说远场，和非辐射，或者说近场，技术无线地传送。例如，利用低方向性天线，诸如用在无线电与蜂窝通信系统和家用计算机网络中的那些天线，的辐射无线信息传送可以被认为是无线能量传送。但是，这种类型的辐射传送是非常低效的，因为所提供或辐射的电力中只有很小一部分，即，在接收器的方向中并且与接收器叠加的那部分，被获取。绝大部分电力都在所有其它方向辐射开了并且丢失在自由空间中。这种低效的电力传送对于数据传输是可以接受的，但是对于为了工作，诸如为了给电子设备供电或充电，而传送有用数量的电能量是不切实用的。

提高一些辐射能量传送方案的传送效率的一种途径是使用定向天线来局限辐射能量并且优先将其朝向接收器指引。但是，在移动发送器和/或接收器的情况下，这些定向辐射方案可能需要不间断的视线及有可能复杂的跟踪与操纵机制。此外，当正在发送中等数量到大量的电力时，这种方案会对横跨射束或与射束交叉的物体或人带来危险。一种已知的非辐射，或者说近场，无线能量传送方案，不(有意地)辐射电力，而是使用通过主线圈的振荡电流，来生成在附近的接收或次线圈中感应出电流的振荡磁近场，这种方案常被称为感应或传统感应。传统感应方案已经论证了中等数量到大量电力的发送，但是只在非常短的距离上，而且在主电源单元和次接收器单元之间具有非常小的偏差容限。变电器和接近充电器(proximity charger)是利用这种已知的短距离、近场能量传送方案的设备的例子。

众所周知，可用的电力可以从电源无线传送到位于被称为近场的距离内的接收器。近场意味着在比传送中所涉及的两个目标大几倍的距离内(对于大部分应用是大约一米左右)，相对大量的电力(至少是大约几瓦)可以在无线源设备与接收器之间以可以接受的效率被传送。以这种方式，可以实现经适合于有限应用的距离无线传送可用电量的切实可行的办法。一般来说，每个电池供电的设备，诸如无线电子设备，都需要自己的充电器和电源，这通常是交流电流(AC)电源插座。当许多设备需要充电时，这种有线配置变得很笨拙。

所需要的是在无线供电的本地计算环境中在外围设备之间进行高效且用户友好的交互的方法、系统与装置。

以下来自2007年4月27日可以在线获得的Annals of Physics 323(2008)34-48、由Aristeidis Karalis等人所著的“Efficient Wireless non-radiative mid-rangeenergy transfer”。

1.介绍

在电磁学早期，在开发出电线网格(electrical-wire grid)之前，朝着无需任何载体介质(例如，无线地)经长距离运输能量的方案开发(最显著的是由Nikola Tesla[1])投入了极大的兴趣与努力。这些努力看起来已经有了一些成功。全方位天线(非常适于信息传送)的辐射模式不适合这种能量传送，因为大量的能量都浪费到自由空间中去了。利用激光或高度定向天线的定向辐射模式可以有效地用于能量传送，即使对于长距离也可以(传送距离L_TRANS＞＞L_DEV，其中L_DEV是设备的特征尺寸)，但是在移动目标的情况下需要存在不可间断的视线和复杂的跟踪系统。近年来自治电子产品(例如，膝上型电脑、手机、家用机器人，这些一般全都依赖化学能量存储)的快速发展证明重拾对这个问题的调研是正确的。如今，我们面对与Tesla不同的挑战：由于现有的电线网格几乎在每个地方都携带能量，甚至中等距离的(L_TRANS≈几＊L_DEV)无线能量传送对于许多应用也将是相当有用的。存在几种目前使用的方案，这些方案依赖于非辐射模式(磁感应)，但是它们受限于非常近距离(L_TRANS＜＜L_DEV)或者非常低电力(～mW)的能量传送[2-6]。

与所有以上方案相反，我们调查了使用寿命长的振荡谐振电磁模式，其具有局部化的慢渐逝场方向图，对于有效无线非辐射中等距离能量传送的可行性。所提出的方法是基于众所周知的谐振耦合原理(两个相同频率的谐振对象趋于耦合而与另一个不谐振环境对象弱交互的事实)而且，特别地，谐振渐逝耦合(其中耦合机制是通过两个对象的非辐射近场叠加来中转(mediate)的)。这种众所周知的物理现象很平常地导致能量可以在极端近场中对象之间有效耦合的结果(例如，在光学波导或空腔耦合器中或者在谐振感应变电器中)。但是，这种物理现象如何在中等范围的距离上执行还远不明晰，而且就我们所知，文献中还没有证明对于比传送中所涉及的两个对象的最大维度大几倍的距离进行有效能量传送的著作。在所给出的论文中，我们的具体理论与数值分析显示这种有效的中等范围无线能量交换实际上是可以实现的，能量只遭受适度传送与耗散到其它不谐振的对象中，与所有固有损失率相比，假定交换系统仔细地设计成运行在“强耦合”的体制(regime)下。“强耦合”的物理性质也是已知的，但是是在非常不同的领域中，例如光-物质交互的那些领域中[7]。在这个有利的运行体制下，我们量化地解决以下问题：这种方案直到什么距离是有效的而且它对外部扰动多敏感？近场的全向但固定(非有损)本质使这种机制适于移动无线接收器。因此，会有大量可能的应用，包括例如把(连接到有线电网的)电源放到厂房的天花板上，同时设备(机器人、车辆、计算机等)在房间内自由地漫游。其它可能的应用包括电动发动机客车、RFID，可能还有纳米机器人。

2.耦合范围与耦合率

所提出的无线能量传送方案的范围与比率是检查的第一个主题，而无需为了在工作中使用而考虑能量从系统的排放。用于建模这种谐振能量交换的一种适当的分析框架是众所周知的耦合模式理论(CMT)[8]。在这个图中，两个谐振对象1和2的系统的场近似地是F(r，t)≈a₁(t)F₁(r)+a₂(t)F₂(r)，其中F_1，2(r)是1和2单独的本征模式，而且随后场幅值a₁(t)和a₂(t)可以对最低阶示为[8]满足：

其中，ω_1，2是各个本征频率，Γ_1，2是由于对象的固有(吸收、辐射等)损耗造成的谐振宽度，而κ是耦合系数。等式(1)显示，在确切的谐振(ω₁＝ω₂且Γ₁＝Γ₂)，合并系统的正常模式被2κ分开；两个对象之间的能量交换在时刻～π/2k发生并且几乎是完美的，除损失——当耦合率比所有损失率都快得多时(κ＞＞Γ_1，2)，其是最小的——之外。在考虑无线能量传送的情况下，连同这个比值可以在其上实现的距离，我们就是要把这个比值设置成作为我们对于任何系统的品质因数。期望的最优体制被称为“强耦合”体制。

因此，对于低(慢)固有损失率Γ，我们的能量传送应用需要高Q＝ω/2Γ的谐振模式，而且这也是为什么我们提出不是利用有损辐射远场而是利用渐逝(非有损)固定近场实现耦合的方案的原因。此外，强(快)耦合率κ对于大于对象特征尺寸的距离是必需的，而且因此，由于进入包围有限尺寸谐振对象的空气中的近场的范围一般是由波长设置的(而且由“辐射焦散曲面(radiation caustic)”严格量化)，因此这种中等范围的非辐射耦合只能利用亚波长尺寸而且因此更长渐逝场拖尾(field-tail)的谐振对象实现。这是还没有广泛研究的工作体制，因为通常偏向于短拖尾来最小化与附近设备的干扰。如在随后的例子中将看到的，这种亚波长谐振常常可以利用高辐射-Q来实现，因此这将一般是用于可能移动谐振设备对象d的适当选择。应当指出，虽然如此，但是谐振源对象s在实践当中常常是不可移动的而且对其允许的几何形状与尺寸具有不太严格的约束，因此可以被选择得足够大，使得近场范围不受波长限制(利用例如具有所引导模式的波导，为了其中的低指数衰退而被调谐成接近空中的“光行(light line)”)。

所提出的方案是非常一般化的而且满足以上需求的任何类型的谐振结构(例如，电磁、声学、原子核)都可以用于其实现。作为例子而且为了确定性，我们选择利用两种众所周知但是非常不同的电磁谐振系统工作：电介质盘与电容加载导电线回路。即使没有优化，而且不管它们的简单性，显示这两者都将呈现出可接受的良好性能。

2.1电介质盘

考虑被空气包围的半径为r而且相对介电常数为ε的2D电介质盘对象，该对象支持高-Q“回音壁”谐振模式(图14)。用于这种谐振系统中所存储的能量的损耗机制是辐射到自由空间中与盘材料内的吸收。只有当电介质介电常数ε大而且方位角场变化慢时(即，具有小主号(principle number)m)，可以实现高-^rad和长尾亚波长谐振。材料吸收与材料损耗正切有关Q^abs～Re{ε}/lm{ε}。用于这种类型盘谐振的模式求解计算是利用两种独立方法执行的：从数值的角度，2D有限差值频率域(FDFD)模拟(它在频率域中确切地求解麦克斯韦等式，没有空间离散)利用30pts/r的分辨率进行；从分析的角度，使用极坐标中标准的变量分离(SV)。用于λ/r≥10的两种TE-极化电介质盘亚波长模式的结果在图14中给出。这两种方法具有出色的一致而且暗示对于适当设计的谐振低损耗电介质对象，Q^rad≥2000和Q^abs～10000的值应当是可以实现的。

应当指出，图14中所示所需的ε值可能一开始被认为不切实际地大。但是，不仅在微波体制中(适合米范围的耦合应用)有许多既具有合理的足够高介电常数而且具有低损耗的材料(例如，二氧化钛：ε≈96，Im{ε}/ε≈10^-3；四钛酸钡：≈37，Im{ε}/ε≈10^-4；钽酸锂：ε≈40，Im{ε}/ε≈10^-4；等等)[9，10]，而且ε可以代替地表示其它已知亚波长的有效指数(λ/r＞＞1)表面波系统，诸如在像金属(负-ε)的材料[11]或者金属介电光子晶体[12]的表面上的表面等离子体模式。

单个盘	λ/r	Q^abs	Q^rad	Q
					Re{ε}＝147.7，m＝2	20.01(20.00)	10103(10075)	1988(1992)	1661(1663)
Re{ε}＝65.6，m＝3	9.952(9.950)	10098(10087)	9078(9168)	4780(4802)

表1

现在为了计算两个盘之间可以实现的能量传送率，我们把它们放成在它们的中心之间有距离D(图15)。从数值的角度，FDFD模式求解器模拟通过合并系统的正常模式的频率分割给出κ(＝2κ)，这是初始单盘模式的偶数与奇数叠加；从分析的角度，利用用于变量分离本征场的表示E1，2(r)，CMT通过给出κ，其中ε_j(r)和ε(r)分别是只描述盘j(减去恒定的ε₀背景)和整个空间的介电函数。于是，对于中等距离D/r＝10-3和对于非辐射耦合，使得D＜2r_C，其中r_C＝mλ/2π是辐射焦散曲面的半径，这两种方法非常好地一致，而且我们最终发现(图15)在范围κ/Γ～1-50内的耦合损失比。尽管所实现的品质因数值没有落在理想的“强耦合”操作体制κ/Γ＞＞1内，但是它们仍然大到足以对应用有用，如我们随后将看到的。

2.2电容-加载的导电线回路

考虑具有半径为a的环形横截面的导电线的半径为r的回路，该回路连接到经具有相对介电常数ε的电介质和被空气包围的任何东西隔开距离d的一对面积为A的导电平行板(图16)。电线具有电感L，板具有电容C而且系统具有谐振模式，其中谐振的本质在于来自电容器内部由于横跨其的电压而产生的电场的能量周期性交换成由于电线中的电流而产生的自由空间中的磁场。这种谐振系统中的损耗包括电线内部的欧姆损耗R_abs和到自由空间中的辐射损耗R_rad。用于这种类型RLC电路谐振的模式求解计算同样是利用两种独立的方法执行的：从数值的角度，进行3D有限元频率域(FEFD)模拟(这在频率域中确切地求解麦克斯韦等式，没有空间离散)[13]，其中导体的边界是利用复数阻抗边界条件来建模的，只要η_c/η_o＜＜1 [14](在微波中对于铜＜10^-5)就有效，其中μ_o，ε_o和是磁渗透性、电介电常数与自由空间的阻抗，而σ是导体的传导性；从分析的角度，公式L＝μ_or[ln(8r/a)-2] [15]与C＝ε_oεA/d，而且，在期望的亚波长回路(r＜＜λ)限制内，准静态公式R_abs≈η_cr/a (考虑皮肤深度效应)和R_rad≈π/6η_o(r/λ)⁴ [15]用于确定谐振频率及其质量因数Q^abs＝ωL/R_abs和Q^rad＝ωL/R_rad。通过调谐电容并由此调谐谐振频率，总Q对于由回路参数确定的某个最优频率变得最高：在低频，它受欧姆损耗支配，而在高频，受辐射支配。λ/r≥70(即，非常适合近场耦合并且确实在准静态限制内)的两种亚波长模式在这个最优频率的结果在图16中给出。这两种方法同样非常好地一致并且显示微波中预期的质量因素是Q^abs≥1000和Q^rad≥10,000。

表2

参见图15。对于它们之间有中等距离D耦合的半径为r的两个相同2D高ε盘(黄色)的系统，连同叠加的正常模式的电场，这是图14单盘模式的偶数叠加(红/白/蓝)。应当指出，还有一种正常模式，是图14单盘模式的奇数叠加(未示出)。参见表2。对于图14中给出的盘模式的两种情况，用于两种正常模式的波长平均与损失率的数值FDFD(和括号中的分析CMT)结果(个别值未示出)，而且还有作为耦合距离D的函数的耦合率与“强/弱-耦合”品质因数。只考虑用于非辐射耦合的距离(D＜2r_C)。应当指出，由于对两种正常模式存在远场干扰效应，因此所示出的平均Γ^rad(及因此还有总Γ)与表1中所示的图14的单盘值稍有不同，其中远场干扰效应是CMT不能进行预测而且这也是为什么对Γ^rad的分析结果没有示出而使用单盘值的原因。(这个图的具体参数在表2中用粗体突出显示。)(为了解释这个图例对颜色的引用，请读者参考本论文的web版本。)

对于两个回路1和2之间的能量传送率，在这两个回路中心之间的距离为D(图17)：从数值的角度，FEFD模式求解器模拟再次通过合并系统正常模式的频率分割(＝2κ)给出κ；从分析的角度，κ是由给出的，其中M是两个回路的互电感，在准静态限制r＜＜D＜＜λ内并且对于图17中所示出的相对朝向，M≈π/2μ_o(r₁r₂)²/D³ [14]，这意味着于是，而且对于中等距离D/r＝10-3，这两种方法非常一致，而且我们最后发现(图17)耦合-损失比，其峰值在单回路Q_1，2峰值的频率之间的一个频率并且在范围κ/Γ～0.5-50内。

表3

参见图16。连接到被空气包围的一对d-间距平行板(用黄色示出)的半径为r的电线回路，连同叠加的它们谐振模式的一片磁场(与环形回路的轴平行的成分)(分别在正/零/负场的区域内用红/白/蓝示出)。参见表3。对于亚波长回路谐振模式的两种不同情况，用于波长和吸收、辐射与总损失率的数值FEFD(和括号中的分析)结果。应当指出，对于导电材料，使用铜(σ＝5.998×10⁷S/m)。(这个图的具体参数在表3中用粗体突出显示。)(为了解释这个图例对颜色的引用，请读者参考本论文的web版本。)

认识到这种谐振耦合感应方案与众所周知的非谐振感应方案之间对能量传送的区别很重要。利用CMT，很容易显示，保持几何形状与存储在源的能量固定，谐振感应机制允许比传统非谐振机制输送多～Q²(～10⁶)倍的电力以供在设备处的工作。这也是为什么近距离无接触中等电力(～W)传送对后者有可能的原因[2，3]，而对于谐振，允许或者近距离但大功率(～kW)的传送[4，5]或者，如当前所提出的，如果还确信在强耦合的体制操作，则中等范围与中等功率的传送是可能的。电容性加载的导电回路实际上也广泛用作谐振天线(例如在手机中)，但是在D/r＞＞I，r/λ～1的远场体制内操作的那些和辐射Q有意地设计成小到使天线有效，因此它们不适合能量传送。

表4

参见图17图。连接到平行板(黄色)的、用于它们之间中等距离D耦合的两个相同电线回路的系统，连同叠加的偶数正常模式的一片磁场(红/白/蓝)。应当指出，还有一种奇数正常模式(未示出)。参见表4。对于图16中给出的模式的两种情况，用于两个正常模式的平均波长与损失率的数值FEFD(和括号中的分析)结果(个别值未示出)，还有作为耦合距离D的函数的耦合率与“强/弱-耦合”品质因数。应当指出，由于对两种正常模式所存在的远场干扰效应，所示出的平均Γ^rad再次稍不同于图16的单回路值，其中远场干扰效应是分析模型不能预测的而且因此对于Γ^rad的分析结果没有示出而是使用单回路值。(这个图的具体参数在表4中用粗体突出显示。)(为了解释这个图例对颜色的引用，请读者参考本论文的web 版本。)

3.外来对象的影响

很清楚，所提出的基于谐振的无线能量传送方案的成功依赖于对象谐振的健壮性。因此，它们对附近随机非谐振外来对象的存在的敏感性是所提出方案需要分析的另一方面。现在适当的分析模型是扰动理论(PT)[8]的模型，该理论建议在存在外来对象e的情况下，谐振对象1内部的场幅值a₁(t)在第一阶满足：

其中，同样ω₁是频率而Γ₁是固有(吸收、辐射等)损失率，而κ_11-e是由于e的存在而感应到1上的频移，而Γ_1-e是由于e造成的非本征(e内的吸收、来自e的散射等)损失率²。通过对每个设备应用校正其频率(例如，通过几何形状的小改动)并且把它匹配到源的形状的反馈机制，频移是一个相当容易“固定”的问题。但是，非本征损耗对于能量传送方案的功能性会是有害的，因为它不能补救，因此总损失率T_1[e]＝Γ₁+Γ_1-e与对应的品质因数必须被量化，其中κ_[e]是被扰动的耦合率。

3.1电介质盘

在我们考虑的谐振对象的第一个例子，即电介质盘中，小的低指数、低材料损耗或远方移动对象将引起小的散射与吸收。在小扰动的这种情况下，这些非本征损耗机制可以分别利用可分析的第一阶PT公式：与来量化，其中是无扰动模式的总谐振电磁能量。如可以看到的，这两种损耗都依赖于在外来对象位置的谐振磁场拖尾E1的平方。相反，如前面讲过的，从对象1到另一个谐振对象2的耦合率是而且线性依赖于2中1的场拖尾E₁。这种规模上的差别让我们相信，对于指数级小的场拖尾，耦合到另一个谐振对象应当比所有非本征损失率都快得多至少对于小扰动是这样，而且因此预期能量传送方案对这类谐振电介质盘是强健的。

但是，我们还想检查某些可能情形，其中外来对象造成太强扰动而不能利用以上的一阶PT方法来分析。例如，我们把一个电介质盘c放成靠近另一个大Re{ε}，Im{ε}而且具有相同尺寸但不同形状的非谐振对象(诸如，人h)，如图18a中所示，和具有大面积但小Re{ε}，Im{ε}的粗糙表面(诸如，墙壁w)，如图18b中所示。对于盘中心与“人”-中心/“墙”之间的距离D_h/w/r＝10-3，图18a和18b中给出的数值FDFD模拟结果提示(而不是最初的)，(本质没变)，而且即，盘谐振看起来相当健壮，这是因为，除非常靠近高损耗对象[16]之外，它没有由于外来对象的存在而被有害干扰。

为了检查大扰动对整个能量传送系统的影响，我们考虑“人”和“墙”都近距离存在的情况下的两个谐振盘。数值FDFD模拟显示系统性能从κ/Γ_c～1-50(图15)恶化到κ_[hw]/Γ_c[hw]～0.5-10(图19)，即，只恶化了可以接受的一个小数量。

表5

参见图18a和18b。盘(黄色)在外来对象(黄色)附近距离D_h/w处：(a)与盘具有相同尺寸(面积)的高ε＝49+16i(这很大但是对于在GHz体制内的人的肌肉实际上是适合的[16])方形对象，及(b)ε＝2.5+0.05i的大粗糙表面(适合诸如混凝土、玻璃、塑料、木头的普通材料[16])，连同叠加的盘的受扰动的谐振模式的电场(红/白/蓝)。参见表5。对于前面图中给出的盘模式的两种情况，用于盘的受扰动谐振的参数的数值FDFD结果，包括外来对象内部的吸收率和总的(包括来自外来对象的散射)辐射损失率。应当再次指出，使用盘材料损耗正切Im{ε}/Re{ε}＝10^-4而且，这次是由于辐射的和强散射的远场之间(分别是构造性的或破坏性的)干扰效应，再次与图14的单盘不同(减少或者甚至增加)。(这个图的具体参数在表5中用粗体突出显示。)(为了解释这个图例对颜色的引用，请读者参考本论文的web版本。)

3.2电容性加载的导电线回路

在我们考虑的谐振对象的第二个例子，导电线回路中，外来对象对谐振的影响几乎不存在。原因在于，在我们考虑的操作的准静态体制内(r＜＜λ)，围绕回路的空气区域中的近场主要是磁性的(因为电场位于电容器内部)，因此可能与这个场交互并且对谐振充当扰动的外来的非金属性对象e是具有显著磁属性的那些(磁渗透性Re{μ}＞1或者磁损耗Im{μ}＞0)。由于几乎所有日常材料都是非磁性的，它们对磁场的反应就像自由空间一样，因此将不会干扰导电线回路的谐振。为了只得到这种干扰的粗略估计，我们使用如前所述的PT公式其具有像图17的图中所示的那样的示例的场的数值结果，并且具有驻留在回路之间并且几乎站在一个电容器顶部(离其～3cm远)的、维度在30cm×30cm×1.5m且介电常数ε＝49+16i的矩形对象(人的肌肉)并且发现而对于离～10em远是因此，对于普通距离(～1m)和放置(不直接放在电容器顶上)或者对于具有小得多的损耗正切的最普通的外来对象，结论是：公平地说并且预期会影响这些谐振的唯一扰动是大金属性结构的紧密靠近。

表6

参见图19。以相等的距离D接近两个外来对象(黄色)的、之间有中等距离D耦合的两个相同盘(黄色)的系统：这两个外来对象都具有与盘相同尺寸(面积)的高ε＝49+16i的方形对象和ε＝2.5+0.05i的大粗糙表面，连同叠加的系统的受扰动偶数正常模式的电场(红/白/蓝)。参见表6。对于前面图中给出的盘模式的两种情况，用于系统的受扰动的两个正常模式的平均波长和损失率的数值FDFD结果(没有示出个别值)，而且还有作为距离D的函数的受扰动耦合率与“强/弱-耦合”品质因数。只考虑非辐射耦合的距离(D＜2r_C)。再次指出，平均Γ^rad考虑所有辐射与散射远场之间的干扰效应。(这个图的具体参数在表6中用粗体突出显示。)(为了解释这个图例对颜色的引用，请读者参考本论文的web版本。)

这个事实非常重要的含义关于对人的安全性考虑。人也是非磁性的而且会在不受任何危险的情况下忍耐强磁场。其中磁场B～1T安全地用在人身上的一个典型例子是用于医疗测试的磁谐振成像(MRI)技术。相反，我们的方案为了向设备提供几瓦电力所需的磁近场只有B～10^-4T，这实际上可以与地球磁场相比。如以上解释过的，由于强电近场也不存在而且从这种非辐射方案产生的辐射是最小化的，因此可以合理地预期我们所提出的能量传送方法对于活体是安全的。

在所考察的这两类谐振系统的比较当中，对外来对象的强免疫性与对人无风险有可能使导电线回路对于许多现实世界的应用成为优选的选择；另一方面，高(有效)折射率的盘(或球体)的系统具有也适用于更小长度规模(例如，在光学体制内，电介质流行，因为导电材料是高度有损的)的优点。

4.能量传送方案的效率

在存在一组外来对象e的情况下再次考虑谐振源s和设备d的合并系统，并且，当能量以速率Γ_work从设备排放以便用于可操作工作时，让我们现在研究这种基于谐振的能量传送方案的效率。用于设备场幅值的耦合模式理论等式是：

其中，是净受扰动设备损失率，而且类似地我们为受扰动源定义Γ_s[e]。不同的时间方案可以用于从设备提取电力(例如，稳态连续波排放、周期性的瞬时排放，等等)而且它们的效率呈现出对合并系统参数的不同依赖性。在这里，我们假定稳态，使得源内部的场幅值维持恒定，即，a_s(t)＝A_se^-iωt，因此设备内部的场幅值是a_d(t)＝Ade^-iωt，其中A_d/A_s＝iκ_[e]/(Γ_d[e]+Γ_work)。于是，感兴趣的各种时间平均功率是：有用的提取功率是P_work＝2Γ_work|A_d|²，辐射(包括散射)功率是在源/设备吸收的功率是而且在外来对象吸收的功率是根据能量守恒，进入系统的总时间平均功率是P_total＝P_work+P_rad+P_s+P_d+P_e。应当指出，通常在系统中存在并且使存储的能量在其周围循环的无功功率(reactive power)在谐振时抵消(例如，这可以在来自坡印廷定理的电磁学中证明[14])并且不影响功率平衡计算。于是，工作效率是：

其中是受扰动谐振能量交换系统的依赖距离的品质因数。依赖于有针对性的应用，用于工作排放率的合理选择是：Γ_work/Γ_d[e]＝1，用于最小化源中需要存储的能量，用于最大化用于fom_[e]的某个特定值的效率，或者Γ_work/Γ_[e]＞＞1，用于最小化需要在设备中存储的能量。对于这些选择中的任意一个，η_work都只是fom_[e]参数的函数。η_work的最优选择在图20中以实心黑线示出，而且对于fom_[e]＞1有η_work＞17％，即，大到足够用于实际应用。损耗转换率还依赖于其它系统参数，而且最具干扰性的(在流浪对象中是辐射与吸收)在图20中对于电介质盘和导电回路的两个示例系统绘出，它们的参数值在早前确定的范围内。

为了得到对系统性能的数值估计，例如，采用耦合距离D/r＝5，“人”外来对象在距离D_h/r＝10，而且P_work＝10W必须输送到负载。于是，对于电介质盘，我们具有(基于图18a-18b) 和(基于图15和19)fom_[h]～3，因此从图20我们可以发现效率η_work＝52％而且P_rad≈8.3W将辐射到自由空间，P_S≈0.5W将在源内部耗散，P_d≈0.3W在设备内耗散而P_h≈0.2W在人体内耗散。另一方面，对于导电回路，我们具有(基于图16和17)而且fom_[h]～4，，因此我们发现η_work＝61％、P_rad≈0.6W，P_S≈3.6W、P_d≈2.2W而且最重要的是P_h→0。

5.结论

总之，我们对中等范围无线非辐射能量传送给出了基于“强耦合”谐振的方案。尽管我们的考虑是针对静态的几何形状(即，κ和Γ_e是独立于时间的)，但是所有结果都可直接应用到移动对象的动态几何形状，因为能量传送时间κ^-1(对于微波应用是～1-100μs)比与宏观对象的运动关联的任何时间规模都短得多。非常简单实现几何形状的分析提供了令人鼓舞的性能特征并且预期对严格设计优化的进一步改进。因而，所提出的机制对于许多现代应用都是有前途的。例如，在常观世界(macroscopic world)，这种方案有可能用于向厂房内的机器人和/或计算机或者高速公路上上的电动公共汽车(在这种情况下，源-空腔将是在高速公路之上运行的“管道”)输送电力。在微观世界(microscopic world)，其中将使用小得多的波长和需要较小的功率，可以用它为CMOS电子产品实现光学内部连接，或者把能量传送到自治的纳米对象(例如，MEMS或纳米机器人)，而不用太担心源与设备之间的相对对准。

作为未来科学研究的一个集合点，对于电磁系统应当追求增强的性能，或者通过采用不同的材料，诸如大有效折射率的等离子体或金属电介质结构，或者通过微调系统设计，例如通过采用前面提到过的耦合对象的辐射场之间的干扰效应。此外，适用范围可以扩展到声学系统，其中源与设备经常见的凝聚态对象连接。

发明内容

本发明提供了在计算环境中利用无线近场磁谐振(NFMR)电力发送的系统与方法。特别地，提供了描述布置成在放置成相对于NFMR发送器的几乎任何空间朝向中的同时，从NFMR电力发送器无线接收可用数量的电力的外围设备的方法、系统与装置。

在一种实施例中，描述了一种布置成向设备至少提供从磁场无线接收的最小电量的无线电力单元，其中所述磁场是由具有谐振频率ω_T的近场磁谐振(NFMR)发送器单元提供的，输送到所述设备的最小电量独立于便携式电力单元相对于所述磁场的空间朝向。所述无线电力单元包括第一谐振器结构，所述第一谐振器结构具有谐振频率ω₁和特征尺寸L₁；第二谐振器结构，所述第二谐振器结构具有谐振频率ω₂和特征尺寸L₂，其中所述第一和第二谐振器结构磁去耦合，使得所述第一和第二谐振器结构之间的有效磁耦合系数κ_eff大约为零；及电力合并电路，耦合到磁去耦合的所述第一和第二谐振器结构，所述电力合并电路布置成：负载匹配所述第一和第二谐振器结构与所述设备，负载平衡来自所述第一和第二谐振器结构的电力，及将所述第一和第二谐振器结构之间的有效磁耦合系数维持在大约为零，而不考虑所述无线电力单元相对于所述NFMR磁场的空间朝向，使得所述设备从所述无线电力单元无线接收至少最小电量，而不考虑至少两个NFMR电力接收器相对于所述NFMR磁场的朝向。

在另一种实施例中，描述了布置成从NFMR电力发送器无线地接收电力的外围设备。该外围设备包括至少一个电力接收单元，该接收单元具有至少两个磁去耦合的NFMR电力接收器。换句话说，不管电力接收器相对于由NFMR电力发送器生成的磁场的空间朝向，这至少两个磁去耦合的NFMR电力接收器之间的耦合系数大约为零。以这种方式，不管由NFMR电力发送器生成的磁场与外围设备的相对朝向，在外围设备从NFMR电力发送器接收有用量的电力。

在一种实施例中，外围设备是用户输入设备，诸如计算机鼠标，而且NFMR电力发送器被结合到与计算机鼠标通信的计算系统中。此外，电力接收单元中磁去耦合的NFMR电力接收器具有与常规电池单元相应的形状与尺寸，每个都具有纵轴，在有些情况下纵轴以大约九十度彼此重叠，而在其它情况下彼此正交但不重叠。

在另一种实施例中，描述了布置成提供可用电力的小型无线电力单元。该小型无线电力单元包括至少一个谐振电力线圈，该谐振电力线圈布置成在谐振电力线圈配置成以NFMR发送器的谐振频率操作时，从通过电力传送通道耦合到电源的近场磁谐振(NFMR)发送器接收电力，其中该小型无线电力单元的尺寸设计成适合放在外围设备的电池仓中。

在所述实施例的一方面，外围单元包括至少三个大约彼此垂直的NFMR电力接收器单元。以这种方式，外围设备可以在任何三维空间体积中移动，而基本上不会损失从NFMR电力发送器无线接收到的电力。

在检查以下附图与具体描述之后，对本领域技术人员来说，所述实施例的其它装置、方法、特征与优点将是或者将变得显然。目标是本描述中包括的所有这些附加装置、方法、特征与优点都要包括在所附权利要求的范围内并受其保护。

附图说明

所包括的附图是为了说明而且仅仅是为了提供所公开实施例的可能结构与布置的例子。在不背离实施例主旨与范围的情况下，这些图不是要以任何方式限定本领域技术人员可以对所述实施例进行的形式与细节的任何改变。

图1A-1C说明了闭环的磁通量与空间朝向之间的关系。

图2图形说明了感应出的电压，或者说EMF，与空间朝向角θ之间的关系。

图3A-3B示出了具有依赖于空间朝向的输出电压的电源单元。

图4A-4B与5A-5F示出了根据所述实施例的具有各种谐振接收器布置的、独立于朝向的电源单元。

图6A-6C示出了根据所述实施例的适于在多个谐振接收器之间合并电力的合并电路的功能性框图的各种实施例。

图7示出了图6A中所示的电力共享电路的特定实现。

图8示出了根据所述实施例的具有多个独立的谐振接收器的多频谐振电力单元。

图9示出了根据所述实施例的具体描述由图8的合并器单元执行的方法的流程图。

图10和11示出了具有用于提供从磁场接收到的电力的小型无线电力单元的代表性外围设备。

图12示出了根据所述实施例的分布式系统。

图13示出了根据所述实施例的计算系统。

图14示出了被空气包围的半径为r而且相对介电常数为ε的2D电介质盘对象。

图15示出了中心之间有距离D的两个盘。

图16示出了连接到被空气包围的一对d-间距平行板的半径为r的电线回路。

图17示出了连接到平行板的、用于它们之间中等距离D耦合的两个相同电线回路的系统。

图18a-18b分别示出了在不同的外来对象附近距离D_h/w处的盘。

图19示出了以相等的距离D接近两个外来对象的、之间有中等距离D耦合的两个相同盘的系统。

图20是对于电介质盘和导电回路的两个示例系统绘出的损耗转换率相对于其它系统参数的曲线图。

具体实施方式

描述了无线供电的本地计算环境的各种实施例。无线供电的本地计算环境包括布置成向任意多个合适配置的设备无线提供电力的至少一个近场磁谐振(NFMR)电源。在所述实施例中，布置成从NFMR电源无线地接收电力的设备可以位于称为近场的区域中，这个近场延伸大约距离D，D可以是NFMR电源发送设备的特征尺寸的几倍。一般来说，距离D可以是大约1米左右。

在这种讨论的背景下，众所周知可用电力可以通过无线发送器与接收器无线地发送，其中无线发送器与接收器通过磁场暂时耦合。更具体地说，根据所述实施例的系统可以包括结合在外围设备中或者电耦合到外围设备的无线电力接收器，该接收器可以从外部电源无线地接收有用数量的电力。在所述系统中，无线电力接收器可以包括具有第一谐振频率ω₁、第一Q因子Q₁(对电力传送效率的测量)与第一特征尺寸L₁的第一谐振器结构。例如，在其中外围设备采用计算机鼠标或其它输入设备形式的计算系统的背景下，特征尺寸L₁可以是大约几英寸或厘米。系统还可以包括耦合到至少第二谐振器结构的电源，其中第二谐振器结构离第一谐振器结构有可变的距离d，具有第二谐振频率ω₂、第二Q因子Q₂与第二特征尺寸L₂。例如，第二谐振器结构可以结合到诸如台式或膝上型计算机的计算机中。以这种方式，充电区域可以在计算机周围形成，在这个区域中，外围设备(或者任何其它适当配置的设备)可以经第二谐振器结构从电源无线地接收有用数量的电力。

当第一和第二谐振频率ω₁和ω₂靠近时，第一和第二谐振器结构之间的耦合区域可以形成。在这个耦合区域中，有用的电力可以通过非辐射能量传送机制传送，这种机制利用由第二谐振器结构提供的磁场的谐振场渐逝拖尾。例如，当第一谐振器结构结合到诸如计算机鼠标的外围设备中时，计算机鼠标可以至少部分地利用来自耦合到电源的第二谐振器结构的电力供电。以这种方式，外围设备可以操作在无线模式，除了计算设备中提供的电源之外不需要单独的电源。可以输送到外围设备的电量与持续时间会强烈地依赖于多个因素。例如，第一谐振器结构与第二谐振器结构之间的耦合可以依赖于第二谐振器结构的空间朝向和由第一谐振磁结构及由可变距离d生成的磁场。

为了避免空间朝向依赖性或者至少减少空间朝向依赖性，所述实施例中的外围设备可以包括结合了相对于彼此具有不同空间朝向的多个个别谐振器的电力接收单元。以这种方式，在电力接收单元无线接收到的电力可以基本上独立于外围设备相对于由第二谐振器结构生成的磁场(在下文中称为NFMR磁场)的任何运动。但是，每个个别谐振器本身都会响应于NFMR磁场而创建磁场，该磁场又可以与其它个别谐振器耦合。电力接收单元中个别谐振器之间的耦合可以通过耦合系数κ来表征，κ的范围可以从在有很少或者没有磁耦合的那些情况下的零(0)到当存在强磁耦合时的大约一(1)。在个别谐振器强耦合的那些布置中，每个谐振器都会对其它谐振器具有实质性的影响，由此影响电力接收单元作为一个整体的性能。因此，对于具有多于一个个别谐振器的那些电力接收单元来说，多于一个谐振器之间的耦合系数κ在实用的情况下接近零将是有利的。对于可以在充电区域内移动的外围设备，这特别对，其中谐振器结构与用于从电源传送能量的NFMR磁场之间的相对朝向可以非常大地变化。

相应地，在一种实施例中，描述了无线供电的本地计算环境。这种无线供电的本地计算环境可以包括布置成使用谐振通道向近场距离D(D定义由NFMR电源发送器所发送的磁场的最外面的无线范围)内的谐振电路传送可用能量的NFMR无线电源和给NFMR电源提供处理资源的中央处理单元。本地计算环境中还包括布置成从NFMR电力发送器无线地接收电力的、可以在本地计算环境中自由移动的外围设备。该外围设备可以包括至少一个电力接收单元，具有至少两个形式为个别谐振器的磁去耦合NFMR电力接收器，这些谐振器彼此电耦合，以便提供输出电压V_out。由于接收器谐振器之间的磁耦合系数κ大约为零，因此输出电压V_out基本上独立于外围设备相对于NFMR磁场的空间朝向。以这种方式，不管其朝向，外围设备可以从NFMR电源无线地接收可用的电量。

以下参考图1-9讨论这些及其它实施例。但是，本领域技术人员将很容易认识到，本文关于这些图给出的具体描述仅仅是为了解释而不应当认为是限制。

电力接收单元中个别谐振器之间的磁耦合可以利用法拉第感应定律或者更简单地说是法拉第定律来描述，该定律把电动势(EMF)或电压定义为围绕闭合曲线移动单位电荷q所做的功的量，如图1A中作为系统100所示出的。根据法拉第定律，围绕闭合回路路径102产生的EMF与由闭合回路路径102界定的磁通量Φ的时间变化率(dΦ/dt)成比例并且与法向量A的表面A关联。以这种方式，当通过表面A的磁通量Φ改变时，电流可以在任何闭合电路中感应出来。电动势(或电压)与磁通量中变化之间的关系可以满足等式(1)形式的法拉第定律的差分形式：

等式1

其中ε是电动势或电压，这是通过N个导电闭合回路中单个回路的面积A中所封住的磁通量Φ_B的变化逐步展开的，其中每个回路都具有相同的横截面积。

磁通量Φ_B是与磁场向量B和法向量A有关的一个标量，其中法向量A对应于根据等式(2)由闭合回路路径102定义的表面A：

等式(2)Φ_B＝B·A

其中：

B是磁场向量，

A是被闭合回路102封住的表面A的法向量；及

B·A是向量B和A的点积，或者以标量的形式就是ABcos(θ)。

因此，磁通量Φ_B随着朝向角θ的余弦而变，其中朝向角θ代表图1B和1C中所示磁场向量B与法向量A的空间朝向。根据等式(2)和图1B中所示，当磁场向量B与法向量A彼此对准时(即，角度θ为零，因此cos(θ)为1)，磁通量Φ_B是最大值而且因此磁通量Φ_B的任何改变都会导致在闭合回路102中感应出最大的EMF(ε)或者电压。这个感应出的电压可以用于表征任何两个个别导电回路之间的耦合系数κ。应当指出，当朝向角θ从0变化并且接近九十度(或者π/2弧度)时，磁通量Φ_B从最大磁通量Φ_Bmax变到零，如图1C中所说明的。因此，利用等式(1)和等式(2)，如图2中所示，感应出的电压，或者说EMF，也可以与磁通量Φ_B非常相同的方式与朝向角θ相关。以这种方式，谐振器之间的磁耦合系数κ将在很大程度上确定无线电力单元相对于空间朝向的整体性能。

图3A示出了具有第一谐振器302和第二谐振器304的无线电力单元300，具有值大约为1.0的磁耦合系数κ(指示强耦合配置)和相对于NFMR磁场B_NFMR的空间朝向角θ。在这种配置中，两个谐振器之间磁耦合的效果足够强，使得在一个谐振器生成的电压可以有效地抵消在另一个谐振器生成的电压。在这个例子中，而且为了简化，谐振器302和304可以每个的形状都是具有特征长度L的圆柱形，并具有N匝导电线306，其一端在公共电势(系统GND)终止，而另一端在分别提供电压V1和V2的终端节点308和310终止。无线电力单元300可以提供作为电压V1和V2差值的输出电压V_out。在这种布置中，输出电压V_out依赖于无线电力单元300相对于NFMR磁场B_NFMR的空间朝向及第一谐振器302与第二谐振器304之间的固有耦合(特征在于磁耦合系数κ≈1.0)。更具体地说，由与第二谐振器304磁耦合的第一谐振器302生成的任何磁场都导致在第二谐振器304中感应出与第一谐振器302中所感应出的电压数量大约相等但极性相反的电压。

更具体地说，第一谐振器302可以与磁场B_NFMR谐振，创建磁场B₁。由于磁耦合系数κ≈1.0，因此第一谐振器302生成的任何磁场将与第二谐振器304磁耦合(并且反过来也成立)。例如，如图3B中所示，磁场B₁将与第二谐振器304相互作用，以在节点310感应出电压V2，这个电压V2与节点308处的电压V1相位差180°但数量相等(换句话说，V1＝-V2)，如图3B中所示，这导致很显然不可接受的输出电压V_out空值。

因此，通过改变第一谐振器302与第二谐振器304关于彼此的朝向与位置，谐振器之间的磁耦合可以有实质性减小。换句话说，适当定向与定位第一谐振器302与第二谐振器304会导致有效的磁去耦合第一谐振器302与第二谐振器304，在这种情况下，有效磁耦合系数κ_eff可以接近零。例如，图4A示出了根据所述实施例的特征在于具有有效磁耦合系数κ_eff≈0的无线电源400，这意味着第一谐振器302与第二谐振器304之间任何磁耦合的净效果有效地彼此抵消了，由此模拟无磁耦合的情况。更具体地说，当第一谐振器302与磁场B_NFMR谐振时，所感应出的磁场B₁将由第一谐振器302生成。但是，不像第一谐振器302与第二谐振器304强耦合的情况，来自磁场B₁的磁场线以大约90°与第二谐振器304相交。以这种方式并且根据等式(2)，磁通量Φ和因此在第二谐振器304中生成的任何EMF大约为零。

图4B示出了另一种情形，其中第二谐振器304与磁场B_NFMR谐振，创建感应磁场B₂。在这种情形下，感应出的磁场B₂与谐振器302的第一部分302-1相互作用，感应出电压V_A。同时，感应磁场B₂与谐振器302的第二部分302-2相互作用，感应出根据楞次定律(也称为右手规律)的电压V_B，V_B与V_A数量相等但极性相反。以这种方式，在第一谐振器302中感应出的任何电压V_A与V_B都有效地彼此抵消，导致在第一谐振器302中没有净感应电压，从而对所有朝向角θ模拟大约为零的有效磁耦合系数κ_eff。

图5A示出了形式为无线电源500的、独立于朝向的无线电源400的另一种实施例，其中第一谐振器302和第二谐振器304在像十字的布置中放置成垂直。在这种布置中，第一谐振器302和第二谐振器304的中点彼此重合并且在Z方向移位距离“r”。以这种方式，由第一谐振器302生成的磁场的磁场线以九十度与第二谐振器304相交，导致对于第二谐振器304的磁通量Φ₃₀₄大约为零。就像以上关于图4A所描述的情形，所生成的净EMF是零，从而导致有效磁耦合系数κ_eff≈0。图5B示出了第二谐振器304相对于第一谐振器302的等同情况。以这种方式，由第二谐振器生成的磁场B₂相对于第一谐振器302的对称本质导致有效磁耦合系数κ_eff≈0。图5C示出了第一谐振器302和第二谐振器304的附加布置，它们分别被划分成基本上相等的部分302a、302b和304a、304b，其维持有效磁耦合系数κ_eff≈0。图5D示出了第一谐振器302和第二谐振器304的附加布置，其中谐振器302或304中的任何一个或另一个都划分成基本上相等的部分。例如，如所示出的，第二谐振器304可以分别划分成基本上相等的部分304a、304b并且以维持有效磁耦合系数κ_eff≈0的方式相对于第一谐振器302布置。图5E和图5F示出了根据所述实施例的形式为计算机鼠标500的代表性外围设备，其具有第一谐振器302和第二谐振器304的各种配置。

但是，对于具有多于一个谐振接收器的磁谐振电力单元，确信对于接收器的磁耦合系数κ_eff≈0只是能够相加合并它们的电力的第一步。特别地，附连到每个接收器的谐振电路需要与另一个接收器的谐振电路隔离开，并且为负载设备提供负载共享职责。图6A是根据所述实施例的可以用于传送来自多个谐振接收器的电力的合并电路600的一种特定实施例的功能性框图。更具体地说，每个接收器302和304都可以独立地耦合到该合并电路的对应分支。例如，接收器302可以耦合到第一分支600-1，该分支可以包括至少布置成匹配设备604与接收器302之间的阻抗的阻抗匹配网络602。整流电路606可以用于把来自接收器302的变化的信号(诸如AC信号608)转换成DC信号610，该信号610可以作为输入提供给OR电路612。同样，接收器304可以电耦合到分支600-2，该分支可以包括阻抗匹配网络616、输出DC信号620的整流电路618，信号620又可以作为输入提供给OR电路612。在所述实施例中，OR电路612可以充当负载平衡，以便使电力P以相对连续的方式提供给设备604。换句话说，如果接收器302从磁场B_NFMR接收比接收器304多的电力，则OR电路612将允许接收器302向设备604提供比接收器304多的电力，而且反过来也成立。

图6B示出了由二极管622和624构成的OR电路612的具体实现。另一方面，图6C示出了OR电路612的又一种实现，该电路612包括布置成临时存储从分支600-1和600-2接收到的、分别是以整流后的DC电压608和620形式的能量的能量存储元件626和628。在其它实施例中，能量存储元件626和628可以采取电容器626和628的形式。负载平衡开关630和632可以用于确保谐振器302与304之间的适当负载平衡，从而向设备604提供一致的电力。

图7示出了谐振接收器302和304电力共享电路600的模型700。更具体地说，接收器302和304中的每一个可以建模为电感器L702和串联电阻器R704。阻抗匹配网络可以建模为布置成匹配接收器负载R_R与设备负载R_L的电容C1和C2。全桥整流器706可以用于把来自发送器302和304的AC信号转换成DC信号，供设备606使用。

图8示出了根据一种所述实施例的具有多个独立的谐振接收器802-1、802-2...802-n的多频谐振电力单元800。在所述实施例中，独立的谐振接收器802-1、802-2...802-n可以每个都配置成在不同的频带最有效地操作。这种布置在那些情形下会是有用的，其中，例如，由于当地的法律法规，不同的国家会限制某些频带的使用，从而留下有限数量的频带供无线地提供电力使用。相应地，多接收器电力单元800可以配置成包括多个接收谐振器，每个接收谐振器都配置成在一个具体的频带最有效地从NFMR磁场接收电力。例如，谐振接收器802-1可以配置成从它以频率ω₁浸入在其中的NFMR磁场最有效地接收电力。另一方面，谐振接收器802-2可以配置成从它以频率ω₂浸入在其中的NFMR磁场最有效地接收电力。在任何情况下，电力合并器单元804都可以用于在可用电力以频率ω₁和频率ω₂接收的那些情形下合并接收器的电力。

但是，在从频率为ω₁或频率为ω₂的NFMR磁场接收电力的情形下，合并器单元804可以用于选择任何一个谐振接收器(谐振接收器802-1或谐振接收器802-2)进行操作或者至少接收比阈值多的电量。在这种情形下，合并器单元804可以感测在谐振接收器802-1和802-2接收的电量并且基于这种比较，合并器单元804可以选择适当的谐振电力接收器来向电路提供电力。在一种实施例中，可以选择(基于所接收到的实际电量，例如)被认为在其与NFMR磁场相互作用时最有效的谐振接收器。与NFMR磁场相互作用的效率可以基于在一个或另一个谐振接收器中感应出来的磁通量的量。应当指出，感测与选择可以实时地进行和执行。以这种方式，多个谐振接收器可以在物理上放成彼此紧密靠近，从而导致有效磁耦合系数κ_eff＞0。

图9示出了根据本发明一种实施例的具体描述由合并器单元804执行的过程900的流程图。过程900可以在902由合并器单元感测从至少两个谐振电力接收器接收到的电力开始，其中每个谐振接收器都布置成以彼此不同的指定谐振频率从NFMR磁场接收电力。在904，合并器单元识别哪个感测到的谐振电力接收器提供最多的电力。在906，合并器单元从所识别出的谐振电力接收器提供电力。

图10示出了根据所述实施例的形式为计算机键盘1000的代表性外围设备。计算机键盘1000可以包括至少第一小型无线电力单元1002和第二小型无线电力单元1004，每个小型无线电力单元都可以从磁场B无线地接收电力。在所述实施例中，磁场B可以由结合到例如计算设备1008，像台式计算机那样，中的磁发送器单元1006提供。在大多数可预见的运行场景中，键盘1000将相对于台式计算机1008以前面对(front facing)布置进行放置。以这种方式，不需要磁去耦合小型无线电力单元1002和1004而且因此它们二者都可以同时提供可用于操作键盘1000的电力。由于小型无线电力单元1002和1004的大小可以根据标准AAA电池的线条设计，因此小型无线电力单元1002和1004(如果需要的话可以只是其中一个)可以容纳到键盘1000的电池仓1010中，如图11中所示。以这种方式，小型无线电源1002和1004可以根据标准AAA电池的线条有系统地替换以往的电池。但是，应当指出，由于小型无线电力单元1002和1004可以是任何尺寸和形状，因此预期任何尺寸或配置的任何电池都可以由小型无线电力单元1002和1004代替。

图12示出了根据所述实施例的代表性虚拟充电区域1100。虚拟充电区域1100提供了给放在区域R中的适当配置的设备充电的区域R。NFMR电源可以放在诸如台式计算机的中心单元中。以此方式，台式计算机可以给NFMR电源提供计算资源。应当指出，通过在电源和传送电力的汇点(sink)的谐振之间形成的谐振通道，近场磁谐振(NFMR)电源可以包括依赖于近场磁耦合的高Q电路。NFMR电源可以是独立单元，诸如例如包括在台式计算机、膝上型计算机、平板计算机等当中的。在其它实施例中，NFMR电源可以采用便携式类型单元的形式，诸如可以连接到像台式计算机的传统设备的软件狗，由此提供改造设备的能力。在还有其它实施例中，用于封住NFMR电源的外罩或外罩的一部分可以用来扩展NFMR电源的有用范围。

如图12中所示，虚拟充电区域1100包括可以包括NFMR电源的中心单元1102(台式计算机)、键盘1104、鼠标1106和便携式媒体播放器1108。在一种实施例中，键盘1104可以配置成就像鼠标1106和便携式媒体播放器1108那样(当位于范围R内时)直接从包括在台式计算机1102中的NFMR电源接收电力。

在有些情况下，台式计算机1102向例如鼠标1106直接提供电力的能力会由于任何数量的因素而降低。这种因素可以包括例如需要来自NFMR电源的电力的其它设备添加到区域R中、干扰NFMR和鼠标1106之间形成的直接电力通道的障碍物，等等。在这种情况下，键盘1104可以充当重新谐振器，使得从NFMR电源输送到键盘1104的一部分电力可以通过键盘1104中的重新谐振器发送单元(未示出)传递。以这种方式，由鼠标1106体验的任何电力损耗都可以通过从键盘1104接收的电力来改善。这种布置会是短暂的或者只要鼠标1106不能直接从NFMR电源接收足够的电力就会一直持续。在其它情况下，便携式媒体播放器1108在区域R中的定位会减少可用于键盘1104和鼠标1106的电量。在这种情况下，如果键盘1106中的电池是充满电的(或者不需要附加的充电)，则键盘1104可以与充电电路去耦合，同时仍然维持重新谐振器电路，以便为鼠标1106供电。

在有些实施例中，软件狗1110可以连接到台式计算机1102(通过USB端口或电缆，例如)。这样连接后，软件狗1110又可以充当NFMR电源的范围延伸器。以这种方式，软件狗1110可以延伸可以由台式计算机1102中所包括的NFMR电源可以提供电力的范围。在有些情况下，软件狗1110可以重新谐振已经从NFMR电源接收到的电力，而在其它情况下，软件狗1110可以包括它自己的NFMR电源。通过具有其自己的NFMR电源，与由台式机1102中所包括的NFMR电源提供的电力分开，软件狗1110可以无线地向虚拟充电区域1100中的那些设备提供附加的电力。应当指出，在有些实施例中，台式计算机1102的外罩(或者其一部分)可以用作谐振器，作为NFMR电源的一部分。

图13是根据所述实施例的计算系统1200的框图。计算系统1200包括处理器1202，该处理器涉及用于控制计算系统1200的整体操作的微处理器或控制器。计算系统1200把关于媒体项的数据存储在例如文件系统1204和高速缓存1206中。文件系统1204一般是一个存储盘或者多个盘。文件系统一般为计算系统1200提供高容量的存储能力。但是，由于对文件系统1204的访问时间相对慢，因此计算系统1200还包括高速缓存1206。高速缓存1206是例如由半导体存储器提供的随机存取存储器(RAM)。对高速缓存1206的相对访问时间比对文件系统1204的短很多。但是，高速缓存1206不具有文件系统1204的大存储容量。另外，在处于运行状态时，文件系统1204消耗比高速缓存1206更多的电力。当计算系统1200是由电池(未示出)供电的便携式媒体播放器时，功耗特别重要。

计算系统1200还包括允许计算系统1200的用户与计算系统1200交互的用户输入设备1208。例如，用户输入设备1208可以采用多种形式，诸如按钮、键区、拨号盘等。还有，计算系统1200包括可以方便至少文件系统1204、高速缓存1206、处理器1202与CODEC 1212之间数据传送的数据总线1210。

在一种实施例中，计算系统1200用来在文件系统1204中存储多个媒体项(例如，歌曲)。当用户期望让媒体播放器播放一个特定的媒体项时，可用媒体项的列表在显示器1210上显示。然后，利用用户输入设备1208，用户可以选择一个可用的媒体项。在接收到特定媒体项的选择时，处理器1202把用于该特定媒体项的媒体数据(例如，音频文件)提供给编码器/解码器(CODEC)1212。CODEC 1212随后产生用于音频插孔1214的音频输出以输出到外部电路。例如，连接到计算系统1200的耳机或耳塞将被认为是外部电路的例子。在另一种实施例中，提供包括计算机程序指令的计算机可读介质。

所述实施例的各方面、实施例、实现或特征可以单独地或者以任意组合使用。所述实施例的各方面可以由软件、硬件或者硬件与软件的组合实现。所述实施例还可以体现为计算机可读介质上用于控制制造操作的计算机可读代码，或者体现为计算机可读介质上用于控制生产线的计算机可读代码。计算机可读介质是可以存储其后可以被计算机系统读取的数据的任何数据储存器。计算机可读介质的例子包括只读存储器、随机存取存储器、CD-ROM、DVD、磁带和光学数据存储设备。计算机可读介质还可以经网络耦合的计算机系统分布，使得计算机可读代码以分布的方式存储并执行。

为了解释，以上描述使用特定命名法提供了对所述实施例的透彻理解。但是，对本领域技术人员来说将很显然的是：这些具体细节不是为了实践本发明所必需的。因而，以上对具体实施例的描述是为了说明和描述而给出的。它们不是详尽的或者要把本发明限定到所公开的精确形式。对本领域普通技术人员来说将很显然的是：根据以上教义，许多修改与变化都是可能的。

Claims

1.一种布置成向设备至少提供从磁场无线接收的最小电量的无线电力单元，其中所述磁场是由具有谐振频率ω_T的近场磁谐振(NFMR)发送器单元提供的，输送到所述设备的最小电量独立于便携式电力单元相对于所述磁场的空间朝向，所述无线电力单元包括：

第一谐振器结构，所述第一谐振器结构具有谐振频率ω₁和特征尺寸L₁；

第二谐振器结构，所述第二谐振器结构具有谐振频率ω₂和特征尺寸L₂，其中所述第一和第二谐振器结构磁去耦合，使得所述第一和第二谐振器结构之间的有效磁耦合系数κ_eff大约为零；及

电力合并电路，耦合到磁去耦合的所述第一和第二谐振器结构，所述电力合并电路布置成：

负载匹配所述第一和第二谐振器结构与所述设备，

负载平衡来自所述第一和第二谐振器结构的电力，及

将所述第一和第二谐振器结构之间的有效磁耦合系数维持在大约为零，而不考虑所述无线电力单元相对于所述NFMR磁场的空间朝向，使得所述设备从所述无线电力单元无线接收至少最小电量，而不考虑至少两个NFMR电力接收器相对于所述NFMR磁场的朝向。