CN107024614B - 一种充电桩用电压变换器的测试方法 - Google Patents

一种充电桩用电压变换器的测试方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种充电桩用电压变换器的测试方法，本发明可以克服电压变换器的驱动电流很弱时对电子测试设备的严苛要求，实现输出电压幅值的测试，且具有普适性；本发明模拟VFTO电压信号产生回路进行电压变换器的电压抑制效果测试，该测试方法原理简单，测试的可靠性高、抑制效果好，能准确获得电压变换器的绝缘性能；本发明的方法通过降低每路信道检测算法复杂度来提高谐波检测的实时性，同时保持高高精度，且易于实现。

Description

一种充电桩用电压变换器的测试方法
所属技术领域
本发明涉及充电桩领域，尤其涉及一种充电桩用电压变换器的测试方法。
背景技术
随着全球能源危机的不断加深，石油资源的日趋枯竭以及大气污染、全球气温上升的危害加剧，节能和减排是未来汽车技术发展的主攻方向。电动汽车作为新一代的交通工具，在节能减排、减少人类对传统化石能源的依赖方面具备传统汽车不可比拟的优势。
当电动汽车充电电池能源消耗到一定程度时，就需要使用能源供给装置对该电池进行充电。当前充电装置主要有两种形式，一种是直流充电桩，该充电桩功率较大，100kW左右，充电时间短，体积比较大，因此一般安装在固定的地点；另一种是交流充电桩，直接利用交流电网，输出交流电能，通过电动汽车自带的车载充电桩将交流电能转换为直流电能为充电电池进行充电。在此过程中，充电桩的电压变换器起到了至关重要的作用。充电桩用的电压变换器主要由晶闸管等电子开关器件组成，用于进行交直变换，其性能的高低直接关系到充电桩的转换效率，因此在投入使用前或在使用中，对其的性能的测试对于用户具有重大的价值。
充电桩用电压变换器性能测试至少应包括以下方面：
(1)电压变换器输出的电压幅度的检测。在现有技术中，低功耗产品中的电压变换器的驱动电流弱，对电子测试设备的要求较为严苛，很难对具有弱驱动能力的电压发生单元所输出的电压进行检测。
(2)特快速瞬态过电压(VFTO)抑制能力的检测。目前主要通过两种方式来测试电压变换器的VFTO抑制效果，第一是通过仿真计算的方法，这种方法不需要复杂的试验回路与检测系统，但结果的可靠性不高；第二是通过现场试验的方法，这种方法结果的真实性高，但如果电压变换器失效，有可能造成设备的绝缘故障，造成不必要的经济损失。
(3)谐波检测。电压变换器的谐波参数的快速、精准测量是解决充电桩的谐波问题的关键因素，也是实现最优补偿装置的必要前提。目前，国内外谐波的检测方法主要分为两类：非参数化和参数化。非参数化方法主要有：快速傅里叶变换、瞬时无功功率理论、人工神经网络和小波变换。其中傅里叶变换功能多，计算方便，但存在频谱泄漏和栏栅效应影响检测精度；瞬时无功功率理论实时性较好，但不易于对谐波分析；人工神经网络具有自学习能力，但不易于硬件实现；小波变换实时性和动态性能较好，但高频部分频率分辨低且需要寻找到合适的小波函数。
发明内容
为解决上述问题，本发明提供一种充电桩用电压变换器的测试方法，通过该方法，能够快速准确简单的测试出充电桩用电压变换器当前各项性能，从而有效解决了现有技术中的问题，为充电桩的可靠安全运行提供了保障。
为了实现上述目的，本发明提供一种充电桩用电压变换器的测试方法，该方法包括如下步骤：
S1.电压变换器输出的电压幅度的检测，确定电压变换器的当前电压输出能力；
S2.对电压变换器的特快速瞬态过电压抑制能力测试，确定当前电压变换器的绝缘能力；
S3.对电压变换器的谐波参数进行测试，确定谐波滤除策略；
S4.综合分析上述测试结果，得出电压变换器的整体性能，并确定其是否适合继续使用，以及确定继续使用的策略。
优选的，在所述步骤S1中，使得所述电压变换器的驱动电流低于10nA，并具体包括如下步骤：
S11.生成参考电压，所述参考电压按照幅度顺序递增或递减；
S12.比较所述电压变换器的输出端输出的被测电压与参考电压，以产生比较结果；
S13.当所述比较结果翻转时，停止改变所述参考电压的幅度并将当前的参考电压作为检测结果。
优选的，使用参考电压发生器生成所述参考电压，所述电压变换器和所述参考电压发生器的输出端之间连接有第一阻抗，所述检测方法还包括：检测流经所述第一阻抗的电流流向，当所述电流流向改变时，停止改变所述参考电压的幅度并将当前的参考电压作为检测结果。
优选的，在所述步骤S2中，具体包括如下步骤：
S21.检测特快速瞬态过电压回路未接入电压变换器时产生的特快速瞬态过电压信号，记录所述信号的第一峰值U1；
S22.检测特快速瞬态过电压回路接入电压变换器进行电压抑制处理后的信号，记录所述信号的第一峰值V1和第二峰值V2；
S23.当经电压变换器抑制特快速瞬态过电压后产生信号的第一峰值V1与未经电压变换器产生特快速瞬态过电压信号的第一峰值U1的比值小于设定的第一允许值，且经电压变换器抑制特快速瞬态过电压后产生信号的第二峰值V2和第一峰值V1的比值小于设定的第二允许值时，判定所述电压变换器能够有效抑制特快速瞬态过电压。
优选的，所述特快速瞬态过电压回路为一放电间隙模块回路，所述特快速瞬态过电压信号是通过放电间隙模块回路模拟产生的，所述步骤S2进一步包括：还记录所述特快速瞬态过电压回路未接入电压变换器时产生的特快速瞬态过电压信号的第二峰值U2；其中，未经电压变换器产生特快速瞬态过电压信号的第一峰值U1的上升时间在10-20ns内，且未经电压变换器产生特快速瞬态过电压信号的第二峰值U2与第一峰值U1的比值不小于0.98。
优选的，所述步骤S3具体包括如下步骤：
S31.通过由不同中心频率的滤波器构成的滤波器组连接电压变换器进行谐波检测，将输入信号中的谐波和噪声划分到K个不同频段的信道中；由于谐波的不确定性，其可能落入相邻信道的交接处，因此采用相邻信道50％重叠的信道结构，这样可以避免谐波处在滤波器边缘处，出现漏检和失真的情况，第k路信道的输出为该信道的谐波与所对应的滤波器的卷积
Figure BDA0001242144060000041
其中s[n-m]为卷积公式的固定表达式，n为输入信号的离散点，N为第k路信道中谐波的个数，hk[m]为第k路信道滤波器的单位冲击响应，
Figure BDA0001242144060000042
其中j为复指数，第k路信道滤波器的中心频率为ωk＝2πk/K，h0为第0路信道滤波器的单位冲击响应；对所述卷积yk[n]进行M倍抽取，使所述卷积yk[n]的带宽为-2πM/K≤ω≤2πM/K；
S32.第k路信道输出的N个谐波为
Figure BDA0001242144060000051
其中Ak，fk，φk分别为k路信道内不同频率的谐波的幅值、频率和初相位，m＝n/K为M倍抽取后的序列表达式；通过对谐波M倍抽取后的输出y'k[m]的频谱进行加窗傅立叶变换，得到对应的频率fk[m]＝y'k[m]·w[m]，进而得到频率fk[m]的单边频谱为：
此处使用的窗函数是hanning窗，它具有较好的频率分辨率和抑制频谱泄漏的能力；
S33.令功率谱G(f)＝[Fk(f)]2，得到：
Figure BDA0001242144060000053
f为整个信道的频率；
S34.对功率谱G(f)进行搜索，找出其最大值
Figure BDA0001242144060000054
将最大值
Figure BDA0001242144060000055
与噪声功率进行对比，如果最大值
Figure BDA0001242144060000056
大于噪声功率，则该路信号为谐波，继续向下执行，反之该路信号为噪声，直接输出参数后结束；
S35.比较谐波在相邻信道的幅值，幅值大的信道为谐波所在的真实信道；
S36.所述功率谱G(f)中搜索到的谱峰对应的频率即为谐波的频率，但由于栏栅效应，谱峰对应的频率
Figure BDA0001242144060000057
和实际的fk存在一定量的偏移，因此设得到的谱峰对应的频率
Figure BDA0001242144060000058
和实际的频率fk之间的偏移量为Δi，对最大值
Figure BDA0001242144060000059
附近的点做近似计算，通过得到修正后的频率
Figure BDA00012421440600000510
得到修正后k信道的幅值为
Figure BDA0001242144060000061
为功率谱的理论值，Kt为能量恢复系数；初相位为
Figure BDA0001242144060000062
R(f)为信号的实部，I(f)为信号的虚部；将所述修正后的频率fk、幅值Ak和初相位φk输出。
优选的，在所述步骤S31中，将步骤S31的信道化部分进行多相滤波架构的分解：通过将第0路信道滤波器的单位冲击响应h0经z变换得到
Figure BDA0001242144060000063
将第k路信道滤波器的单位冲击响应经z变换得到Hk[z]＝H0[e-j2πk/K z]，得到第k路信道的输出的谐波与所对应的滤波器的卷积yk[n]的z变换为
Figure BDA0001242144060000064
表示第l个E[z]，S[z]为z变换后的表达式；再对所述z变换后的卷积Yk[z]进行M倍抽取，进而对步骤S32中所述
Figure BDA0001242144060000065
然后对Y′k[z]进行所述的加窗傅立叶变换，其中IDFT为离散傅里叶逆变换，上式中的IDFT运算可以用IFFT运算替代，并且上式等价于把M倍抽取放到最前端执行，这样整个检测过程都是在1/M倍输入数据率下进行，降低了对处理速度的要求，从而提高了实时处理能力。此外，上式还等价于对滤波器系数进行K倍抽取，然后2倍内插零，所以每路信道的滤波器阶数减少为D/M个，从而减少了累积误差，提高了精准度。
本发明具有如下优点：(1)本发明的方法可以克服电压变换器的驱动电流很弱时对电子测试设备的严苛要求，实现输出电压幅值的测试，且具有普适性；(2)检测的经电压变换器抑制VFTO后产生信号的第一峰值V1与未经电压变换器产生VFTO信号的第一峰值U1的比值与第一允许值进行比较、经电压变换器抑制VFTO后产生信号的第二峰值V2和第一峰值V1的比值与第二允许值进行比较的方法，模拟VFTO电压信号产生回路进行电压变换器的电压抑制效果测试，该测试方法原理简单，测试的可靠性高、抑制效果好，能准确获得电压变换器的绝缘性能；(3)本发明的方法通过降低每路信道检测算法复杂度来提高谐波检测的实时性，同时保持高高精度，且易于实现。
附图说明
图1示出了本发明的一种充电桩用电压变换器的测试方法的流程图。
具体实施方式
图1示出了一种充电桩用电压变换器的测试方法，该方法包括如下步骤：
S1.电压变换器输出的电压幅度的检测，确定电压变换器的当前电压输出能力；S2.对电压变换器的特快速瞬态过电压抑制能力测试，确定当前电压变换器的绝缘能力；S3.对电压变换器的谐波参数进行测试，确定谐波滤除策略；S4.综合分析上述测试结果，得出电压变换器的整体性能，并确定其是否适合继续使用，以及确定继续使用的策略。
在所述步骤S1中，使得所述电压变换器的驱动电流低于10nA，并具体包括如下步骤：
S11.生成参考电压，所述参考电压按照幅度顺序递增或递减；
S12.比较所述电压变换器的输出端输出的被测电压与参考电压，以产生比较结果；
S13.当所述比较结果翻转时，停止改变所述参考电压的幅度并将当前的参考电压作为检测结果。
优选的，使用参考电压发生器生成所述参考电压，所述电压变换器和所述参考电压发生器的输出端之间连接有第一阻抗，所述检测方法还包括：检测流经所述第一阻抗的电流流向，当所述电流流向改变时，停止改变所述参考电压的幅度并将当前的参考电压作为检测结果。
在所述步骤S2中，具体包括如下步骤：
S21.检测特快速瞬态过电压回路未接入电压变换器时产生的特快速瞬态过电压信号，记录所述信号的第一峰值U1；
S22.检测特快速瞬态过电压回路接入电压变换器进行电压抑制处理后的信号，记录所述信号的第一峰值V1和第二峰值V2；
S23.当经电压变换器抑制特快速瞬态过电压后产生信号的第一峰值V1与未经电压变换器产生特快速瞬态过电压信号的第一峰值U1的比值小于设定的第一允许值，且经电压变换器抑制特快速瞬态过电压后产生信号的第二峰值V2和第一峰值V1的比值小于设定的第二允许值时，判定所述电压变换器能够有效抑制特快速瞬态过电压。
所述特快速瞬态过电压回路为一放电间隙模块回路，所述特快速瞬态过电压信号是通过放电间隙模块回路模拟产生的，所述步骤S2进一步包括：还记录所述特快速瞬态过电压回路未接入电压变换器时产生的特快速瞬态过电压信号的第二峰值U2；其中，未经电压变换器产生特快速瞬态过电压信号的第一峰值U1的上升时间在10-20ns内，且未经电压变换器产生特快速瞬态过电压信号的第二峰值U2与第一峰值U1的比值不小于0.98。
所述步骤S3具体包括如下步骤：
S31.通过由不同中心频率的滤波器构成的滤波器组连接电压变换器进行谐波检测，将输入信号中的谐波和噪声划分到K个不同频段的信道中；由于谐波的不确定性，其可能落入相邻信道的交接处，因此采用相邻信道50％重叠的信道结构，这样可以避免谐波处在滤波器边缘处，出现漏检和失真的情况，第k路信道的输出为该信道的谐波与所对应的滤波器的卷积
Figure BDA0001242144060000091
其中s[n-m]为卷积公式的固定表达式，n为输入信号的离散点，N为第k路信道中谐波的个数，hk[m]为第k路信道滤波器的单位冲击响应，
Figure BDA0001242144060000092
其中j为复指数，第k路信道滤波器的中心频率为ωk＝2πk/K，h0为第0路信道滤波器的单位冲击响应；对所述卷积yk[n]进行M倍抽取，使所述卷积yk[n]的带宽为-2πM/K≤ω≤2πM/K。
优选的，在所述步骤S31中，将步骤S31的信道化部分进行多相滤波架构的分解：通过将第0路信道滤波器的单位冲击响应h0经z变换得到
Figure BDA0001242144060000093
将第k路信道滤波器的单位冲击响应经z变换得到Hk[z]＝H0[e-j2πk/Kz]，得到第k路信道的输出的谐波与所对应的滤波器的卷积yk[n]的z变换为
Figure BDA0001242144060000094
表示第l个E[z]，S[z]为z变换后的表达式；再对所述z变换后的卷积Yk[z]进行M倍抽取，进而对步骤S32中所述
然后对Y′k[z]进行所述的加窗傅立叶变换，其中IDFT为离散傅里叶逆变换，上式中的IDFT运算可以用IFFT运算替代，并且上式等价于把M倍抽取放到最前端执行，这样整个检测过程都是在1/M倍输入数据率下进行，降低了对处理速度的要求，从而提高了实时处理能力。此外，上式还等价于对滤波器系数进行K倍抽取，然后2倍内插零，所以每路信道的滤波器阶数减少为D/M个，从而减少了累积误差，提高了精准度。
S32.第k路信道输出的N个谐波为其中Ak，fk，φk分别为k路信道内不同频率的谐波的幅值、频率和初相位，m＝n/K为M倍抽取后的序列表达式；通过对谐波M倍抽取后的输出y'k[m]的频谱进行加窗傅立叶变换，得到对应的频率fk[m]＝y'k[m]·w[m]，进而得到频率fk[m]的单边频谱为：
Figure BDA0001242144060000102
此处使用的窗函数是hanning窗，它具有较好的频率分辨率和抑制频谱泄漏的能力。
S33.令功率谱G(f)＝[Fk(f)]2，得到：
Figure BDA0001242144060000103
f为整个信道的频率；
S34.对功率谱G(f)进行搜索，找出其最大值
Figure BDA0001242144060000104
将最大值
Figure BDA0001242144060000105
与噪声功率进行对比，如果最大值
Figure BDA0001242144060000106
大于噪声功率，则该路信号为谐波，继续向下执行，反之该路信号为噪声，直接输出参数后结束。
S35.比较谐波在相邻信道的幅值，幅值大的信道为谐波所在的真实信道。
S36.所述功率谱G(f)中搜索到的谱峰对应的频率即为谐波的频率，但由于栏栅效应，谱峰对应的频率
Figure BDA0001242144060000111
和实际的fk存在一定量的偏移，因此设得到的谱峰对应的频率
Figure BDA0001242144060000112
和实际的频率fk之间的偏移量为Δi，对最大值附近的点做近似计算，通过得到修正后的频率
Figure BDA0001242144060000114
得到修正后k信道的幅值为
Figure BDA0001242144060000115
为功率谱的理论值，Kt为能量恢复系数；初相位为
Figure BDA0001242144060000116
R(f)为信号的实部，I(f)为信号的虚部；将所述修正后的频率fk、幅值Ak和初相位φk输出。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种充电桩用电压变换器的测试方法，该方法包括如下步骤：
S1.电压变换器输出的电压幅度的测试，确定电压变换器的当前电压输出能力；
S2.对电压变换器的特快速瞬态过电压抑制能力测试，确定当前电压变换器的绝缘能力；
S3.对电压变换器的谐波参数进行测试，确定谐波滤除策略；
S4.综合分析上述测试结果，得出电压变换器的整体性能，并确定其是否适合继续使用，以及确定继续使用的策略；
在所述步骤S1中，使得所述电压变换器的驱动电流低于10nA，并具体包括如下步骤：
S11.生成参考电压，所述参考电压按照幅度顺序递增或递减；
S12.比较所述电压变换器的输出端输出的被测电压与参考电压，以产生比较结果；
S13.当所述比较结果翻转时，停止改变所述参考电压的幅度并将当前的参考电压作为测试结果；
使用参考电压发生器生成所述参考电压，所述电压变换器和所述参考电压发生器的输出端之间连接有第一阻抗，所述测试方法还包括：测试流经所述第一阻抗的电流流向，当所述电流流向改变时，停止改变所述参考电压的幅度并将当前的参考电压作为测试结果；
在所述步骤S2中，具体包括如下步骤：
S21.测试特快速瞬态过电压回路未接入电压变换器时产生的特快速瞬态过电压信号，记录所述电压信号的第一峰值U1；
S22.测试特快速瞬态过电压回路接入电压变换器进行电压抑制处理后的信号，记录所述处理后的信号的第一峰值V1和第二峰值V2；
S23.当经电压变换器抑制特快速瞬态过电压后产生信号的第一峰值V1与未经电压变换器产生特快速瞬态过电压信号的第一峰值U1的比值小于设定的第一允许值，且经电压变换器抑制特快速瞬态过电压后产生信号的第二峰值V2和第一峰值V1的比值小于设定的第二允许值时，判定所述电压变换器能够有效抑制特快速瞬态过电压；
所述步骤S3具体包括如下步骤：
S31.通过由不同中心频率的滤波器构成的滤波器组连接电压变换器进行谐波测试，将输入信号中的谐波和噪声划分到K个不同频段的信道中；由于谐波的不确定性，其可能落入相邻信道的交接处，因此采用相邻信道50％重叠的信道结构，这样可以避免谐波处在滤波器边缘处，出现漏检和失真的情况，第k路信道的输出为该信道的谐波与所对应的滤波器的卷积
Figure FDA0002212707920000011
其中s[n-m]为卷积公式的固定表达式，n为输入信号的离散点，N为第k路信道中谐波的个数，hk[m]为第k路信道滤波器的单位冲击响应，
Figure FDA0002212707920000021
其中j为复指数，第k路信道滤波器的中心频率为ωk＝2πk/K，h0为第0路信道滤波器的单位冲击响应；对所述卷积yk[n]进行M倍抽取，使所述卷积yk[n]的带宽为-2πM/K≤ω≤2πM/K；
S32.第k路信道输出的N个谐波为
其中Ak，fk，φk分别为k路信道内不同频率的谐波的幅值、频率和初相位，m＝n/K为M倍抽取后的序列表达式；通过对谐波M倍抽取后的输出y'k[m]的频谱进行加窗傅立叶变换，得到对应的频率fk[m]＝y'k[m]·w[m]，进而得到频率fk[m]的单边频谱为：
Figure FDA0002212707920000023
此处使用的窗函数是hanning窗，它具有较好的频率分辨率和抑制频谱泄漏的能力；
S33.令功率谱G(f)＝[Fk(f)]2，得到：
Figure FDA0002212707920000024
f为整个信道的频率；
S34.对功率谱G(f)进行搜索，找出其最大值将最大值
Figure FDA0002212707920000026
与噪声功率进行对比，如果最大值
Figure FDA0002212707920000027
大于噪声功率，则该路信号为谐波，继续向下执行，反之该路信号为噪声，直接输出参数后结束；
S35.比较谐波在相邻信道的幅值，幅值大的信道为谐波所在的真实信道；
S36.所述功率谱G(f)中搜索到的谱峰对应的频率即为谐波的频率，但由于栏栅效应，谱峰对应的频率
Figure FDA0002212707920000031
和实际的fk存在一定量的偏移，因此设得到的谱峰对应的频率和实际的频率fk之间的偏移量为Δi，对最大值
Figure FDA0002212707920000033
附近的点做近似计算，通过得到修正后的频率
Figure FDA0002212707920000034
得到修正后k信道的幅值为
Figure FDA0002212707920000035
为功率谱的理论值，Kt为能量恢复系数；初相位为R(f)为信号的实部，I(f)为信号的虚部；将所述修正后的频率fk、幅值Ak和初相位φk输出。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述特快速瞬态过电压回路为一放电间隙模块回路，所述特快速瞬态过电压信号是通过放电间隙模块回路模拟产生的，所述步骤S2进一步包括：还记录所述特快速瞬态过电压回路未接入电压变换器时产生的特快速瞬态过电压信号的第二峰值U2；其中，未经电压变换器产生特快速瞬态过电压信号的第一峰值U1的上升时间在10-20ns内，且未经电压变换器产生特快速瞬态过电压信号的第二峰值U2与第一峰值U1的比值不小于0.98。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，在所述步骤S31中，将步骤S31的信道化部分进行多相滤波架构的分解：通过将第0路信道滤波器的单位冲击响应h0经z变换得到
Figure FDA0002212707920000041
将第k路信道滤波器的单位冲击响应经z变换得到Hk[z]＝H0[e-j2πk/Kz]，得到第k路信道的输出的谐波与所对应的滤波器的卷积yk[n]的z变换为
Figure FDA0002212707920000042
Figure FDA0002212707920000043
表示第l个E[z]，S[z]为z变换后的表达式；再对所述z变换后的卷积Yk[z]进行M倍抽取，进而对步骤S32中所述
Figure FDA0002212707920000044
然后对Y′k[z]进行所述的加窗傅立叶变换，其中IDFT为离散傅里叶逆变换，上式中的IDFT运算可以用IFFT运算替代，并且上式等价于把M倍抽取放到最前端执行，这样整个测试过程都是在1/M倍输入数据率下进行，降低了对处理速度的要求。
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