CN107005232A - 具有改进的时间响应特性的通路开关电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于将输入节点的电压传输到输出节点的通路开关电路，更具体地，涉及因提升的时间响应特性而能够快速切换的通路开关电路。根据本公开一实施方式的通路开关电路包括通路开关、第一电容器和第一开关，其中，通路开关用于将电压电平从输入节点传输到输出节点，第一电容器的一侧的节点在通路开关的控制节点的电压处于第一状态时具有第一电压电平，并且第一开关用于将第一电容器的所述一侧的节点连接到通路开关的控制节点。

Description

具有改进的时间响应特性的通路开关电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及将输入节点的电压传输到输出节点的通路开关电路，更具体地，涉及具有改进的时间响应特性从而实现快速切换的通路开关电路。

背景技术

在支持高电压开关操作的电子电路应用中，采用被称作电平移位器的电路在具有不同电压电平的电路网络之间传输信号。在与反相器组合时，电平移位器用于将在0至V1的电压范围内工作的逻辑信号转换为在0至V2的电压范围内工作的输出信号。

此外，电平移位器还指代用于仅传输电压电平而不传输逻辑信号的电路。在这种情况下，如果满足特定逻辑条件，则电平移位器经由通路开关将电压电平从输入侧传输到输出侧，然后可使用诸如自举电路或电荷泵等的电路执行升压或降压操作。

发明名称为“具有低动态阻抗的单驱动电平移位器”的第5,160,854号美国专利以及发明名称为“具有优化的响应时间的高压电平移位电路”的第6,727,742号美国专利中公开了这种高电压电平移位器的典型电路的示例。

第6,727,742号美国专利公开了高压电平移位器的典型常规电路的示例，其在图1中示出。

参照图1，其示出了电平移位器电路，其中输出电压OUT响应于输入控制信号φ在VBOOT和VPHASE之间摆动。

VBOOT(即输出电压VOUT的上限)通常为等于或高于40-50V的高压功率，并且VPHASE(即输出电压VOUT的下限)为具有低于VBOOT特定差值的电压电平的功率。通常，高压电平移位器广泛地用于处理高电流的功率器件中。当使用半导体实现功率器件时，双扩散MOS(DMOS)晶体管被广泛地应用。

DMOS晶体管分为垂直扩散型的垂直DMOS(VDMOS)晶体管和横向扩散型的横向DMOS(LDMOS)晶体管。众所周知，对于VDMOS和LDMOS晶体管，漏-源击穿电压是40至50V的高电压，且栅-源电压由相应晶体管的沟道氧化物的厚度而决定，因此很难将栅-源电压增加到几十伏的电平。

因此，为了确保DMOS晶体管的安全运行，高压电平移位器被设计成不超过栅-源电压的极限。例如，如图1所示，当DMOS晶体管的栅-源电压的极限为10V时，VBOOT和VPHASE之间的差值被确定在10V以内。

如图1所示，为了获得与VBOOT具有特定差值的电位VPHASE，电阻R1和电流源Idd以及钳位电路M3的组合被广泛使用。

当输入控制信号φ导通时，电流源Idd操作，开关MHV导通，因此电流Idd流过开关MHV。在这种情况下，电流Idd的全部或部分流经电阻器R1，因此通过电阻器R1的两个端子之间的压降而产生VBOOT与节点X 110之间的电压差。由于节点X 110的电压是M1和M2的栅极节点的电压Vg，M1(即PMOS晶体管)导通并且输出电压OUT的电压电平为VBOOT。同时，当晶体管M3导通时，晶体管M3的栅极节点的电压VPHASE与节点X 110(即M3的源节点)的电压Vx之间存在相当于晶体管M3的阈值电压VT,M3的差值。也就是说，满足如式1的条件：

Vx＝VPHASE-VT,M3 (1)

当VPHASE与Vx之间的电位差达到VT,M3时，晶体管M3截止，由此电流Idd只流经电阻R1。在这种情况下，节点X 110的电压Vx满足下式2的条件：

Vx＝VBOOT-Idd·R1 (2)

其结果，VPHASE(即输出电压OUT的下限)满足下式3：

VPHASE＝VBOOT-Idd·R1+VT,M3 (3)

可见，VPHASE(即输出电压VOUT的下限)与VBOOT之间的差值由电流源Idd、电阻器R1和晶体管M3的阈值电压VT,M3决定。

相反，当输入控制信号φ断开时，电流源Idd被切断。在这种情况下，当经过足够的时间时，流经电阻器R1的电流变为0，由此电阻器R1的两端间的电压变为0V。即，Vx＝VBOOT。在这种情况下，晶体管M3的漏-源电压为0V，并且电流仍不会流经晶体管M3。在这种情况下，由于Vx的电压是高电平的VBOOT，晶体管M2导通且输出电压OUT的电压电平为VPHASE。

尽管在进行长时间观察时图1中的电路将以上述方式操作，但是该电路仍存在如下问题：即在实践中，其操作被图1所示的节点X 110的寄生电容Cr和Cp所延迟。此时，Cr表示电阻器R1的寄生电容，Cp表示开关MHV的寄生电容。

当输入控制信号φ在断开状态下被导通时，节点X 110的电压Vx应从VBOOT降到(VBOOT-Idd·R1)，但是在这个过程中，Vx以基于时间常数R1·(Cr+Cp)的RC延迟缓慢操作。以相同的方式，当输入控制信号φ在接通状态下被断开时，节点X 110的电压Vx应从(VBOOT-Idd·R1)上升到VBOOT，但是在这个过程中，由于时间常数R1·(Cr+Cp)，Vx缓慢地达到稳定状态。

这意味着瞬态响应大大延长。在这种情况下，如果Vx具有在VBOOT与VPHASE之间的中间电平，则由于各种原因(例如晶体管M1和M2同时导通的情况)而存在VPHASE的电压改变为接近VBOOT的值的风险。为避免这种问题，应使与VPHASE节点对应的储能电容(reservoircapacitance)非常高，而这又造成了设计上的不便。

图2是示出了第6,727,742号美国专利中提出的、对图1的电路的改进的示意图。

参照图2，钳位晶体管M3的栅极节点连接至输出电压OUT，而不是VPHASE。因此，当输入控制信号φ长时间保持在接通状态时，Vx被钳位到VBOOT，即输出电压OUT的电压电平，而非VPHASE。则，满足下式4：

Vx＝VBOOT-VT,M3 (4)

其结果，Vx的摆动范围变得比图1的Idd·R1窄，从而实现了电平移位器的切换速度增加的效果。

然而，尽管有了图2的电路改进，仍存在节点X 110受到由RC时间常数引起的时间响应延迟影响的问题。

此外，与图1的电路相比，在图2的改进电路中更加难以匹配晶体管M1、M2和M3的阈值电压特性。

因此，需要一种能够如常规技术那样有效地保护高压开关电路或电平移位电路中的晶体管的同时克服因RC时间常数引起的时间响应延迟的电路设计技术。

发明内容

解决的技术问题

因此，本发明为解决现有技术中出现的上述问题而做出，并且本发明旨在在通路开关电路中克服RC延迟的同时获得快速的时间响应速度。

图2所示的现有技术可减少输入控制信号φ从接通状态转换为断开状态(Vx从低电压上升至高电压)的时间，但其并不能成为根本的解决方案。最终，这种现有技术的问题在于Vx的升/降特性由RC时间常数决定。

此外，图2所示的现有技术的问题在于，由于Vx的下限被确定为(VBOOT-VT,M3)，所以只有在晶体管M2的阈值电压VT,M2非常高的情况下，晶体管M2才在Vx的下限处截止并能够实现其预期目的，为此，需满足下式5的条件：

VT,M2>VBOOT-VT,M3–VPHASE (5)

相反，产生的问题在于，只有当晶体管M1在Vx的下限处截止时才能实现预期目的，因此晶体管M1的阈值电压VT,M1应满足下式6：

VT,M1<VT,M3 (6)

也就是说，现有技术的问题在于它不能成为RC时间延迟的根本解决方案，并且也很难匹配晶体管的阈值电压特性。

本发明旨在与如构成电路的晶体管的阈值电压等器件的特性无关地提供稳定和快速的高压开关操作。

本发明通常旨在改善传输电压电平的通路开关的时间响应性能，更具体地，旨在满足保护传输高压电平的通路开关所需的低Vgs条件的同时提升时间响应性能。

本发明减少了通路开关达到期望的操作状态所需的过渡时间，从而减少了在过渡时间内产生的漏电流。

本发明旨在在电荷泵中使用通路开关或者利用通路开关来代替二极管时，减少达到期望的操作状态所需的过渡时间，从而减少漏电流并且还有效地获得应用所要获得的性能。

解决方法

根据本发明的一个方面，提供了一种通路开关电路，该通路开关电路包括通路开关、第一电容器和第一开关，其中通路开关配置为将电压电平从输入节点传输到输出节点，第一电容器配置为当所述通路开关的控制节点的电压处于第一状态时，使得所述第一电容的一侧的节点具有第一电压电平，并且第一开关配置为连接第一电容器的一侧的节点与通路开关的控制节点。

通路开关电路还可包括连接在通路开关的控制节点与输入和输出节点中的任何一个之间的电阻，作为用于保持通路开关电路的栅-源电压恒定的偏置电路；以及经由第一开关连接到通路开关的控制节点的电流源。

通路开关电路还可包括连接到通路开关的控制节点以及输入和输出节点中的任何一个的钳位电路，作为防止通路开关电路的栅-源电压过度增加的装置。

第一电容器的另一侧的节点可连接到第一电源，并且当通路开关的控制节点的电压处于第一状态时，第一电容器的两侧的节点都可具有第一电压电平。

当通路开关的控制节点的电压处于第一状态时，第一开关可连接第一电容器的一侧的节点与通路开关的控制节点，并且可使通路开关的控制节点的电压从第一状态改变为第二状态。

当第一开关连接第一电容器的一侧的节点与通路开关的控制节点时，通过通路开关的控制节点的寄生电容与第一电容器之间的电荷共享，可促进通路开关的控制节点的电压从第一状态改变为第二状态的过程。

通路开关电路还可包括第二开关、第三开关和第二电容器，其中，第二开关连接到通路开关的控制节点以及输入和输出节点中的任何一个，第三开关连接到第二开关的控制节点，并且第二电容器配置为使其一侧的节点经由第三开关连接到第二开关的控制节点，并且当通路开关的控制节点的电压处于第二状态时，使得第二电容器的一侧的节点具有第二电压电平。

通路开关电路还可包括第四开关，该第四开关配置为使其一侧的节点连接到与第二开关连接的输入和输出节点中的任何一个，使其另一侧的节点连接到第二开关的控制节点，并使其控制节点连接到第二开关的控制节点。

当通路开关的控制节点的电压处于第二状态时，第三开关可连接第二电容器的一侧的节点与第二开关的控制节点，可改变第二开关的控制节点的电压，并且可响应于第二开关的控制节点的电压的变化，将通路开关的控制节点的电压从第二状态改变为第一状态。

当第三开关连接第二电容器的一侧的节点与第二开关的控制节点时，可通过第二开关的控制节点的寄生电容与第二电容器之间的电荷共享来促进第二开关的控制节点的电压变化，并且通路开关的控制节点的电压可响应于第二开关的控制节点的电压的变化而从第二状态改变为第一状态。

根据本发明的另一方面，提供了用于控制通路开关的方法，该方法包括：执行控制使得当通路开关的控制节点的电压处于第一状态时，第一电容器的一侧的节点具有第一电压电平；响应于输入控制信号而连接通路开关的控制节点与该第一电容器的一侧的节点；以及将通路开关的控制节点的电压从第一状态改变为第二状态。

将通路开关的控制节点的电压从第一状态改变为第二状态可包括：通过通路开关的控制节点的寄生电容与第一电容器之间的电荷共享来促进通路开关的控制节点的电压从第一状态改变为第二状态的过程。

该方法还可包括，当通路开关的控制节点的电压处于第二状态时，控制通路开关使通路开关的输出节点的电压电平基于通路开关的输入节点的电压电平。

执行控制使得第一电容器的一侧的节点具有第一电压电平可包括：当通路开关的控制节点的电压处于第一状态时，执行控制使得第一电容器两侧的节点均具有第一电压电平。

该方法还可包括：当通路开关的控制节点的电压处于第二状态时，执行控制使得第二电容器的一侧的节点具有第二电压电平；以及为了激活连接到该通路开关的控制节点及该通路开关的输入和输出节点中的任何一个的第二开关，执行控制使得通过激活连接到第二开关的控制节点的第三开关来连接第二电容器的一侧的节点与第二开关的控制节点。

该方法还可包括：当第二电容器的一侧的节点通过第三开关与第二开关的控制节点连接时，执行控制使得通路开关的控制节点的电压因第二开关的激活而从第二状态改变为第一状态。

执行控制使得连接第二电容器的一侧的节点与第二开关的控制节点可包括：通过第二电容器与第二开关的控制节点的寄生电容之间的电荷共享来促进第二开关的控制节点的电压变化。

该方法还可包括：当通路开关的控制节点的电压从第一状态改变为第二状态时，响应于输入控制信号，通过使用连接在通路开关的控制节点与第一节点(即输入和输出节点中的任何一个)之间的电阻器和连接至通路开关的控制节点的电流源，保持通路开关的控制节点与第一节点之间的电压为参考电压。

有益效果

根据本发明，在通路开关电路中，能够降低RC延迟并且还能够实现快速的时间响应速度。

根据本发明，提出了能够与构成电路的器件的特性(如晶体管等的阈值电压等)无关地提供稳定且快速的高压开关操作的电路的设计。在电路设计中，电路设计者不需要考虑与诸如晶体管和电阻器等器件的面积有关的大量因素，因此电路设计的自由度能够大大提升。出于同样的原因，电路设计的约束条件的数量较少，因此能够容易地对电路的性能进行优化。

根据本发明，能够在满足保护传输高压电平的通路开关所需的低Vgs条件的同时提升时间响应性能，并且能够减少通路开关达到期望的操作状态所需的过渡时间，由此减少在过渡时间内产生的漏电流。

根据本发明，当在电荷泵中使用通路开关或者使用通路开关来代替二极管时，能够减少达到期望的操作状态所需的过渡时间，从而减少漏电流并且还能够有效地获得应用所要实现的性能。

附图说明

通过下文结合附图所进行的详细描述，将更加清楚地理解本发明的上述及其它目的、特征和优点，其中：

图1和图2是示出了传统高压电平移位电路的示例的示意图；

图3是示出了根据本发明实施方式的通路开关电路的一部分的示意图；

图4是示出了当只有图3的电路操作时的时间响应特性的示意图；

图5是示出了根据本发明实施方式的通路开关电路500的示意图；

图6是示出了当图5的电路操作时的时间响应特性的示意图；

图7是示出了根据本发明实施方式的控制通路开关的方法的操作流程图；

图8是详细示出了图7的步骤S710的一个具体实施方式的操作流程图；

图9是示出了根据本发明另一实施方式的控制通路开关的方法的操作流程图；

图10是为描述图3的电路而示出寄生电容的示意图；以及

图11是为描述图5的电路而示出寄生电容的示意图。

优选示例

根据本发明的一个方面，提供了一种通路开关电路，该通路开关电路包括通路开关、第一电容器和第一开关，其中通路开关配置为将电压电平从输入节点传输到输出节点，第一电容器配置为当所述通路开关的控制节点的电压处于第一状态时，使得所述第一电容的一侧的节点具有第一电压电平，并且第一开关配置为连接第一电容器的一侧的节点与通路开关的控制节点。

通路开关电路还可包括连接在通路开关的控制节点与输入和输出节点中的任何一个之间的电阻，作为用于保持通路开关电路的栅-源电压恒定的偏置电路；以及经由第一开关连接到通路开关的控制节点的电流源。

通路开关电路还可包括连接到通路开关的控制节点以及输入和输出节点中的任何一个的钳位电路，作为防止通路开关电路的栅-源电压过度增加的装置。

第一电容器的另一侧的节点可连接到第一电源，并且当通路开关的控制节点的电压处于第一状态时，第一电容器的两侧的节点都可具有第一电压电平。

当通路开关的控制节点的电压处于第一状态时，第一开关可连接第一电容器的一侧的节点与通路开关的控制节点，并且可使通路开关的控制节点的电压从第一状态改变为第二状态。

当第一开关连接第一电容器的一侧的节点与通路开关的控制节点时，通过通路开关的控制节点的寄生电容与第一电容器之间的电荷共享，可促进通路开关的控制节点的电压从第一状态改变为第二状态的过程。

通路开关电路还可包括第二开关、第三开关和第二电容器，其中，第二开关连接到通路开关的控制节点以及输入和输出节点中的任何一个，第三开关连接到第二开关的控制节点，并且第二电容器配置为使其一侧的节点经由第三开关连接到第二开关的控制节点，并且当通路开关的控制节点的电压处于第二状态时，使得第二电容器的一侧的节点具有第二电压电平。

通路开关电路还可包括第四开关，该第四开关配置为使其一侧的节点连接到与第二开关连接的输入和输出节点中的任何一个，使其另一侧的节点连接到第二开关的控制节点，并使其控制节点连接到第二开关的控制节点。

当通路开关的控制节点的电压处于第二状态时，第三开关可连接第二电容器的一侧的节点与第二开关的控制节点，可改变第二开关的控制节点的电压，并且可响应于第二开关的控制节点的电压的变化，将通路开关的控制节点的电压从第二状态改变为第一状态。

当第三开关连接第二电容器的一侧的节点与第二开关的控制节点时，可通过第二开关的控制节点的寄生电容与第二电容器之间的电荷共享来促进第二开关的控制节点的电压变化，并且通路开关的控制节点的电压可响应于第二开关的控制节点的电压的变化而从第二状态改变为第一状态。

根据本发明的另一方面，提供了用于控制通路开关的方法，该方法包括：执行控制使得当通路开关的控制节点的电压处于第一状态时，第一电容器的一侧的节点具有第一电压电平；响应于输入控制信号而连接通路开关的控制节点与该第一电容器的一侧的节点；以及将通路开关的控制节点的电压从第一状态改变为第二状态。

将通路开关的控制节点的电压从第一状态改变为第二状态可包括：通过通路开关的控制节点的寄生电容与第一电容器之间的电荷共享来促进通路开关的控制节点的电压从第一状态改变为第二状态的过程。

该方法还可包括，当通路开关的控制节点的电压处于第二状态时，控制通路开关使通路开关的输出节点的电压电平基于通路开关的输入节点的电压电平。

执行控制使得第一电容器的一侧的节点具有第一电压电平可包括：当通路开关的控制节点的电压处于第一状态时，执行控制使得第一电容器两侧的节点均具有第一电压电平。

该方法还可包括：当通路开关的控制节点的电压处于第二状态时，执行控制使得第二电容器的一侧的节点具有第二电压电平；以及为了激活连接到该通路开关的控制节点和该通路开关的输入和输出节点中的任何一个的第二开关，执行控制使得通过激活连接到第二开关的控制节点的第三开关来连接第二电容器的一侧的节点与第二开关的控制节点。

该方法还可包括：当第二电容器的一侧的节点通过第三开关与第二开关的控制节点连接时，执行控制使得通路开关的控制节点的电压因第二开关的激活而从第二状态改变为第一状态。

执行控制使得连接第二电容器的一侧的节点与第二开关的控制节点可包括：通过第二电容器与第二开关的控制节点的寄生电容之间的电荷共享来促进第二开关的控制节点的电压变化。

该方法还可包括：当通路开关的控制节点的电压从第一状态改变为第二状态时，响应于输入控制信号，通过使用连接在通路开关的控制节点与第一节点(即输入和输出节点中的任何一个)之间的电阻器和连接至通路开关的控制节点的电流源，保持通路开关的控制节点与第一节点之间的电压为参考电压。

具体实施方式

下面将参照附图对本发明的实施方式进行详细描述。在本发明的下列描述中，如果确定相关公知的配置或功能的详细描述可使本发明的要点变得显而易见，则将省略该详细的描述。此外，为了便于描述，附图和实施方式中所示的规格可能被夸大。

然而，本发明不局限于或不限定于这些实施方式。在所有附图中，相同的元件均以相同的附图标记进行标识。

图3是示出了根据本发明实施方式的通路开关电路的一部分300的示意图。

参照图3，示出了用于将电压电平从输入节点A传输到输出节点B的通路开关PSW。虽然在图3中示出P型通路开关作为通路开关，但是本发明的精神并不限于此。通路开关PSW是用于将电压电平从输入节点A传输到输出节点B的器件，并且可以是P型和N型通路开关中的任一种。此外，只要满足输出节点B的电压是基于通路开关PSW处的输入节点A的电压电平而确定即可，并且输出节点B的电压不是必然地需要等于输入节点A的电压电平。

更具体地，通路开关PSW可是用于在高压应用中传输高电压的器件，在这种情况下，可使用DMOS或LDMOS型晶体管来实现通路开关PSW，如图3所示。

此外，在图3中，通路开关PSW的漏极节点被示出为输入节点A，其源极节点被示为输出节点B，其为用于应对输出节点B的电压电平高于输入节点A的电压电平的情况的设计。对于本领域技术人员显而易见的是，在相反的情况下，漏极和源极的位置可彼此互换。

参照图3，通路开关PSW是P型LDMOS晶体管，并且LDMOS晶体管是通常被配置为增加漏-源击穿电压的器件。因此，当通路开关PSW的漏-源电压等于或低于击穿电压时，操作正常。然而，通路开关PSW的栅-源电压具有明显低于击穿电压的极限电压，因此包括如图3所示的通路开关PSW的电路需要一个用于限制栅-源电压的电路。由于节点X是通路开关PSW的控制节点，所以用于限制通路开关PSW的栅-源电压的电路将电压Vx(即节点X的电压)限制在一个以输出节点B的电压为起点的特定范围内。

为此，电流源310和电阻器R1可配置为偏置电路。当输入控制信号φ1接通时，第一开关SW1短路，然后偏置电流IB1从输出节点B流经电阻器R1和节点X。在这种情况下，当在瞬态响应后达到稳定状态时，通路开关PSW的栅-源电压将始终保持在IB1·R1。

同时，除了通过输入控制信号φ1切换第一开关SW1的情况以外，当诸如输出节点B的电压突然增加等突发事件发生时，与通路开关PSW的栅极和源极之间的电阻器R1并联连接的齐纳二极管D1可起到钳位电路的作用，以将通路开关PSW的栅-源电压调节到极限电压以下。即使在瞬时的过渡状态下，钳位电路也将通路开关PSW的栅-源电压调节到极限电压以下，从而最终防止通路开关PSW被击穿，由此保护通路开关PSW。

同时，尽管图3中未示出，第一开关SW1可以是N型LDMOS晶体管。例如，当输入控制信号φ1接通(高)时，第一开关SW1的控制节点X的电压变高，因此第一开关SW1可被导通/短路/激活。相反，当输入控制信号φ1断开(低)时，第一开关SW1的控制节点X的电压变低，因此第一开关SW1可断开/开路/失效。由于第一开关SW1的漏极节点的电压的上限遵循输出节点B的电压，所以其漏-源电压可能较高，因此可采用具有高击穿电压的器件，例如LDMOS晶体管。在这种情况下，由于输入控制信号φ1可影响第一开关SW1的栅-源电压，所以输入控制信号φ1在0至VDD的电压范围内工作，并且VDD的值可选择为低于LDMOS晶体管的栅-源极限电压。

当输入控制信号φ1断开时，第一开关SW1开路，然后在瞬态响应之后达到稳定状态，电流不流经电阻器R1，并且电阻器R1两端的电压变为0V。因此，节点X的电压Vx遵循输出节点B的电压电平。

当通路开关PSW根据应用如图1所示布置时，其可起到类似于二极管的一种单向开关的作用。例如，假设这样一种情况：输入控制信号φ1被断开，第一开关SW1开路，因此节点X具有高电压。

在这种情况下，如上所述，节点X的电压遵循输出节点B的电压。通路开关PSW的栅极和源极具有相同的电压电平，因此，由于输入节点A与控制节点X之间的PN结，通路开关PSW成为等同于具有从输入节点A至输出节点B的正方向的二极管。在这种情况下，当输入节点A的电压高于输出节点B的电压时，输出节点B的电压电平表现为从输入节点A下降阈值电压。相反，当输入节点A的电压低于输出节点B的电压时，反向偏压施加至输入节点A与输出节点B之间，因此在宏观上看电流看起来不流经该通路开关PSW。

因此，在图3的电路中，根据输入控制信号φ1的状态，通路开关PSW起到双向开关或单向开关的作用。

尽管当仅考虑稳定状态时，图3中的电路似乎成功地执行通路开关的功能，但是其产生的问题在于，如结合图1和图2的传统技术所描述的，当仅使用图3的电路时，会产生由RC时间常数引起的时间响应延迟。

为了有效地示出图3的电路中的寄生电容，下面将参照图10进行描述。

图10是为描述图3的电路而示出寄生电容Cx的示意图。参照图10，可解释为寄生电容Cx存在于节点X与虚拟参考节点R之间。引入虚拟参考节点R是为了简单地解释电路操作。节点R可以简单地为接地节点GND。但是本发明的精神不应仅由所公开的实施方式来限定。寄生电容Cx可由各种原因形成，包括来自由输入控制信号φ1驱动的第一开关SW1的寄生结电容、通路开关PSW的寄生栅极电容、电阻器R1的寄生电容和齐纳二极管D1的寄生电容的影响。

参照图10，下面将结合图4对图3的电路的瞬态响应进行详细描述。

图4是示出了当只有图3的电路操作时的时间响应特性的示意图，其中，图3的电路构成本发明实施方式的一部分。

波形410是在快速操作的情况下的输入控制信号φ1的形状，波形420是在快速操作的情况下通路开关PSW的理想的源-栅电压V_SGPSW的形状，波形430是在快速操作的情况下通路开关PSW的实际源-栅电压V_SGPSW的形状。此外，波形440是在慢速操作的情况下输入控制信号φ1的形状，波形450是在慢速操作的情况下通路开关PSW的源-栅极电压V_SGPSW的形状。在快速操作的情况下，通路开关PSW的理想源-栅电压V_SGPSW的波形420在稳定状态下包含电阻器R1两端的电压IB1·R1且在从0至IB1·R1的电压范围内切换。如果给定足够的时间，则在慢速操作的情况下，通路开关PSW的源-栅电压V_SGPSW的波形440可在从0至IB1·R1的电压范围内切换。

在输入控制信号φ1断开的第一稳定状态下，节点X的电压Vx与输出节点B的电压电平相同。因此，通路开关PSW处于失效/断开的状态，并且通路开关PSW的源-栅电压V_SGPSW为0V。

在这种情况下，当输入控制信号φ1开始从断开状态转换为接通状态时，第一开关SW1变为激活/短路状态，然后电流开始从节点X流经第一开关SW1。在这种情况下，V_SGPSW由于寄生电容Cx和电阻R1的组合而发生由时间常数R1·Cx引起的RC延迟。

参考波形430，在输入控制信号φ1的开关周期短于时间常数R1·Cx的快速操作的情况下，第一开关SW1在过渡状态结束之前失效/断开，通路开关PSW的源-栅电压V_SGPSW不能得到充分发展。因此，通路开关PSW不能充分导通，在这种情况下，通路开关PSW不能够可靠地起到通路开关的作用。

因此，当仅使用图3的电路配置通路开关电路时，产生如下的问题，即当通路开关PSW被激活时，电流从偏置电流源310流动所需的时间应当很长，因此相对于输入能量，输出能量的效率较差。

此外，当通路开关PSW失效(输入控制信号φ1从接通状态转换为断开状态)时，电流通过电阻器R1进入寄生电容Cx，因此电压节点X的电压由于RC延迟而增加，导致速度非常慢。

根据应用可使用通路开关电路300来实现升压转换器或电荷泵。当通路开关PSW的切换和瞬态响应时间长时，应从输入节点A传输到输出节点B的电荷可通过节点X从输出节点B泄漏，在这种情况下，升压转换器或电荷泵的效率将显著降低。

为了克服上述问题，根据本发明实施方式的通路开关电路提出了一种能够降低RC时间延迟并改善时间响应特性的新电路。以下参照图5至图11对这个新提出的电路进行了描述。

图5是示出了根据本发明实施方式的通路开关电路500的示意图。

参照图5，类似于图3，示出了通路开关PSW、电阻器R1、偏置电流源510、响应于输入控制信号φ1而被控制的第一开关SW1、以及钳位二极管D1。由于这些部件与图3的部件相同，故此处不再赘述。例如，图5中未具体示出的第一开关SW1可使用N型LDMOS晶体管实现，并且输入控制信号φ1可在0至VDD的电压范围内摆动。

在图5中，示出了在通路开关PSW的由断开到导通操作的情况下加速瞬态响应的第一升压电路520。同时，还示出了在通路开关PSW的由导通到断开操作的情况下加速瞬态响应的第二升压电路530。

第一升压电路520和第二升压电路530不影响通路开关电路500的稳定状态，而可能仅影响瞬态的操作。因此，图5的通路开关PSW、电阻器R1和钳位二极管D1在稳定状态操作与图3中所描述的相同。

第一升压电路520包括第一电容器C1。在这种情况下，第一电容器C1的一侧的节点可连接到第一电源。虽然图5中已经示出了第一电源为接地GND的情况，第一电源并不一定需要接地，而可以是一个恒定的参考电压。为了简化说明，假设下面描述的电路为第一电源是接地GND。第五开关SW5还示出为与图5中的第一电容器C1的两个节点并联连接，下面将对第五开关SW5的操作进行描述。

第二升压电路530包括第二电容器C2。在这种情况下，第二电容器C2的一侧的节点可连接到第二电源。虽然图5中已经示出了第二电源为接地GND的情况，第二电源并不一定需要接地，而可以是一个恒定的参考电压。第一电源和第二电源不一定相同，但是可具有不同的参考电压。

第二升压电路530还可包括连接在输出节点B与节点X之间的第二开关SW2和连接在节点Y(即，第二开关SW2的控制节点)与第二电容器C2之间的第三开关SW3。在这种情况下，第三开关SW3响应于相位与第一开关SW1的输入控制信号φ1的相位相反的另一个输入控制信号φ2而被控制。也就是说，在稳定状态下，第三开关SW3以与第一开关SW1的操作的相位相反的相位操作。

第二升压电路530还可包括第二开关SW2和作为电流镜的第四开关SW4，并且可包括连接在节点Y与输出节点B之间的钳位二极管D2。

在这种情况下，尽管第二升压电路530已在图5中示出为连接在节点X与输出节点B之间，但是第二升压电路530的拓扑结构可由电阻器R1和钳位二极管D1的位置来决定，上述电阻器R1和钳位二极管D1分别为偏置电路和钳位电路。也就是说，在应用中，当输出节点B对应于如图5所示的P型通路开关PSW的源极时，偏置电路、钳位电路和第二升压电路530均连接到输出节点B。在另一个实施方式中，输入节点A对应于P型通路开关PSW的源极，在这种情况下，偏置电路、钳位电路和第二升压电路530可全部连接到输入节点A。第二升压电路530还可包括与第二电容器C2的两个节点并联连接的第六开关SW6和第二电流源531，第二电流源531也与第二电容器C2的两个节点并联连接并且提供偏置电流IB2。下面将对第六开关SW6和第二电流源531的操作进行详细描述。

在输入控制信号φ1断开、反相输入控制信号φ2接通的第一稳定状态下，第三开关SW3短路并且将节点Y的电压引导至较低电压。第二开关SW2在输入控制信号φ1断开的第一稳定状态下起到将节点X与输出节点B连接的作用。在这种情况下，节点Y(即第二开关SW2的控制节点)的电压Vy低于输出节点B的电压，并且输出节点B的电压与Vy之间的差可由钳位二极管D2的击穿电压决定。可选地，如图5所示，如R2的附加电阻器可连接在节点Y与输出节点B之间，从而在输入控制信号φ1断开的第一稳定状态下将输出节点B与节点Y之间的电压保持在偏置电压IB2·R2。

尽管在图5中未具体示出，第三开关SW3可以是类似于第一开关SW1的N型LDMOS晶体管，并且反相输入控制信号φ2也可在0至VDD的电压范围内摆动。

第三开关SW3在输入控制信号φ1接通且反相输入控制信号φ2断开的第二稳定状态下开路，并且节点Y的电压可由第四开关SW4的阈值电压VT,SW4确定。在第二稳定状态下，由于控制节点和漏极节点均连接到节点Y，所以第四开关SW4起到一种二极管的作用。在这种情况下，在第二稳定状态下，电流不流经第四开关SW4，因此节点Y的电压比输出节点B的电压低VT,SW4。如上所述，如图5所示，如果在节点Y与输出节点B之间连接如R2的电阻，则节点Y的电压将在第二稳定状态下遵循输出节点B的电压。

当第二开关SW2和第四开关SW4具有相同的特性并构成电流镜时，第二开关SW2可在第二稳定状态下像第四开关SW4那样失效/断开。

由于说明图5的电路中的瞬态响应需要了解寄生电容，以下参照图11进行描述以便有效地说明寄生电容。

图11是为说明图5的电路而示出寄生电容Cx、Cy的示意图。参照图11，可解释为寄生电容Cx存在于节点X与虚拟参考节点R之间，并且寄生电容Cy存在于节点Y与虚拟参考节点R之间。寄生电容Cx可由各种原因形成，包括来自响应于输入控制信号φ1而被控制的第一开关SW1的寄生结电容、通路开关PSW的寄生栅极电容、电阻器R1的寄生电容和齐纳二极管D1的寄生电容的影响。寄生电容Cy也可由各种原因形成，包括来自响应于反相输入控制信号φ2而被控制的第三开关SW3的寄生结电容、第二开关SW2和第四开关SW4的寄生栅极电容和钳位二极管D2的寄生电容的影响。

参照图11，结合图6的波形来对图5的电路的瞬态响应进行详细描述。

图6是示出了当图5的根据本发明实施方式的电路500操作时的时间响应特性的示意图。

在第一稳定状态(其中，输入控制信号φ1断开且φ2接通，t<t1)中，节点X的电压Vx遵循输出节点B的电压。

在第一稳定状态中，通路开关电路由第一升压电路520内的第五开关SW5控制，使得第一电容器C1两侧的节点均具有第一电源的电压电平。虽然第一电源并不一定需要为接地GND，但是为了便于描述，下面基于第一电源为接地的情况进行描述。

当输入控制信号φ1在断开状态(t＝t2)中被接通时，第一开关SW1短路，第一电容器C1和节点X连接。在这种情况下，虽然节点X的寄生电容Cx处于通过输出节点B的电压充电的状态，但是在第一电容器C1与寄生电容Cx之间产生电荷共享。如果假设节点X的电压Vx在第一稳定状态(t<t1)中具有电压电平Vx,o，则在电荷共享之后(t＝t2+0)，节点X的电压Vx,o+可由下式7通过简单建模获得：

Vx,o+＝Vx,o·Cx/(C1+Cx) (7)

其中C1是第一电容器C1的电容值。

式7并不旨在精确建模，而是仅为了描述本发明的关键概念而引入的方程式。通过执行简单建模获得式7，其重点为主要参数。

发生电荷共享(t>t2)之后，Vx的时间响应由时间常数R1·(Cx+C1)决定。然而，本技术与传统技术的区别在于Vx的起始点不是Vx,o，而是通过电荷共享大大降低的Vx,o+。因此，在瞬态响应时，即使考虑到由时间常数引起的RC延迟，Vx也可迅速地改变为第二稳定状态的值。这在图6中示出。从图6可看出，几乎在输入控制信号φ1接通的同时，通路开关PSW的源-栅电压V_SGPSW的值接近第二稳定状态时的偏置值IB1·R1。

在这种情况下，尽管图6中未示出，当由于第一电容器C1的值相当大而导致节点X的电压过度降低时，可能发生通路开关PSW的源-栅电压V_SGPSW瞬间具有大于第二稳定状态时的偏置值IB1·R1的过冲现象。在这种情况下，钳位二极管D1可将通路开关PSW的源-栅电压V_SGPSW调节为不超过极限电压。因此，可看出，当电路如图5所示配置时，能够在确定第一电容器C1的值时实现设计自由度。

在应用中，例如，Vx,o+可以是40V，并且在第二稳定状态下Vx可以是30V。在这种情况下，满足第一电容器C1的值确定为寄生电容Cx的1/3即可。即使当建模的寄生电容Cx的值由于温度、工艺或环境的变化而具有误差时，如上所述存在如钳位电路D1的安全器件，因此能够在确定第一电容器C1的值时实现设计的自由度。

在这种情况下，尽管在图5中第五开关SW5已经被示出为在第一稳定状态下使第一电容器C1的两侧的节点短路，本发明的精神并不限于此，而相反地，可设计为使得第一电容器C1两侧的节点之间的电压可具有除了0以外的恒定值。在这种情况下，满足与第一电容器C1的一侧的节点连接的第一电源和在第一稳定状态中的第一电容器C1两侧的节点间的电压的电平表现为能够通过电荷分享来降低第一稳定状态下的Vx,o即可。在第一稳定状态下，除了与第一电源连接的、第一电容器C1的一侧的节点之外，第一电容器C1的另一侧的节点的电压可被设计成使得在第二稳定状态下的Vx的目标电压处于第一稳定状态下的第一电容器C1的另一侧节点的电压与第一稳定状态下的Vx,o之间。如果输出节点B的电压在第一稳定状态和第二稳定状态下均相同，则第二稳定状态下的Vx的目标电压Vx,1可由下式8表示：

Vx,1＝Vx,o-IB1·R1 (8)

即，第二稳定状态下的Vx的目标电压Vx,1由第二稳定状态下的输出节点B的电压和由偏置电路引起的偏置电压来决定。

在通路开关电路500快速达到第二稳定状态之后，输入控制信号φ1从接通状态转换为断开状态的情况下，按照以下方式实现瞬态响应。

首先，在第二稳定状态(t2<<t<t3)中，输入控制信号φ1被接通，使得第六开关SW6短路，因此导致第二电容器C2的两侧的节点短路。在这种情况下，第二电容器C2的一侧的节点可连接到第二电源，并且第二电源可以是接地GND，但是也可以是如上所述的另一参考电压电平。为了便于描述，下面如图5所示假设第二电源为接地的而进行描述。也就是说，进行控制使得第二电容器C2的两侧的节点在第二稳定状态下的电压均为0V。

此外，在第二稳定状态下，节点Y的电压通过从第四开关SW4的输出节点B的电压下降阈值电压VT,SW4而形成。也就是说，第二开关SW2的源-栅电压V_SGSW2在第二稳定状态下的值为VT,SW4。

当输入控制信号φ1开始从接通状态转换到断开状态时，第一开关SW1开路，并且节点X的电压通过电阻器R1而开始增加，以遵循输出节点B的电压。由于存在电阻器R1，所以第一稳定状态下的节点X的目标电压是如上所述的输出节点B的电压。在这种情况下，节点X的电压Vx的时间响应特性由时间常数R1·Cx确定，在这种情况下，Vx的变化将非常缓慢地发生。由于图6的V_SGPSW表示(输出节点B的电压-Vx)，输入控制信号φ1从接通状态转换为断开状态之后V_SGPSW略微下降的形状显示出基于如图6中的曲线的部分610所示的时间常数R1·Cx的瞬时响应。也就是说，在时间间隔t3<t<t4中，在输入控制信号φ1从接通状态转换到断开状态之后，并且在反相输入控制信号φ2开始从断开状态转换为接通状态之前，Vx遵循由时间常数R1·Cx引起的瞬态响应。

其后，当反相输入控制信号φ2开始从断开状态转换为接通状态时，在t＝t4处，第三开关SW3短路，并且节点Y和第二电容器C2彼此连接。在这种情况下，由于寄生电容Cy与第二电容器C2之间的电荷共享，Vy可迅速下降。参照图6，第二开关SW2的源-栅电压V_SGSW2随着反相输入控制信号φ2从断开状态转换为接通状态而快速增加，在这种情况下，该快速增加是由寄生电容Cy与第二电容器C2之间的电荷共享导致的。参照图6，在时间间隔t>t4中，第二开关SW2的源-栅电压V_SGSW2由于电荷共享而迅速上升，因此源-栅电压V_SGPSW可迅速下降至0。

当节点Y的电压迅速变化时，第二开关SW2的源-栅电压V_SGSW2可瞬间超过极限电压。为应对这种情况，设置了钳位二极管D2，在该情况下，第一稳定状态下的第二开关SW2的源-栅电压V_SGSW2的值基于钳位二极管D2的反向电压而确定。也就是说，第二开关SW2的源-栅电压V_SGSW2是基于第一稳定状态下的钳位二极管D2的反向电压来确定的，并且可由第二稳定状态下的第四开关SW4的阈值电压VT,SW4来确定。

当节点Y的电压快速变化并且第二开关SW2导通时，节点X的电压迅速升高到接近输出节点B的电压。节点X具有与输出节点B相同的电压。相应地，通路开关PSW的源-栅电压V_SGPSW变为0，并且通路开关电路500达到第一稳定状态。

虽然在图5中第六开关SW6已经被示出为使处于第二稳定状态的第二电容器C2的两侧的节点短路，由于与第一电容器C1相同的原因，第二电容器C2的两侧的节点不一定必须在第二稳定状态下短路。可进行设计使得第二电容器C2的两侧的节点之间的电压具有除了0以外的恒定值。在这种情况下，与第二电容器C2的一侧的节点连接的第二电源和第二稳定状态下的第二电容器C2的两侧的节点之间的电压表现为能够通过电荷共享降低第一稳定状态下的Vy则足以。在第一稳定状态下，除了连接到第二电源的、第二电容器C2的一侧的节点之外，第二电容器C2的另一侧的节点的电压可被设计成使得在第一稳定状态下的Vy的目标电压处于第二稳定状态下的第二电容器C2的另一侧的节点的电压与第二稳定状态下的Vy之间。

寄生电容Cy与第二电容器C2之间的电荷共享的结果Vy由寄生电容Cy与第二电容器C2的电容C2之间的比率决定。在这种情况下，即使在由于大的C2而导致Vy过度地快速下降时，V_SGSW2被钳位二极管D2钳位，因此能够保护第二开关SW2和第四开关SW4，从而实现了C2的设计自由度。

也就是说，即使当建模的寄生电容Cy的值由于温度、工艺或环境的变化而具有误差时，也存在如上所述的如钳位电路D2的安全器件，因此能够在确定第二电容器C2的值时实现设计的自由度。

再次参照图6，在时间间隔t1<t<t2、t3<t<t4中存在输入控制信号φ1和反相输入控制信号φ2均为断开的状态。如果输入控制信号φ1和反相输入控制信号φ2同时接通，则建立了从节点X或节点Y延伸到接地GND的电流路径，并且非常大的直通电流可根据偏置条件从输出节点B流到接地GND。由于这种大的直通电流会严重降低通路开关电路500的效率，因此应当进行设计以防止输入控制信号φ1和反相输入控制信号φ2同时被接通。

同时，在从第二稳定状态到第一稳定状态的瞬态中，即输入控制信号φ1断开并且反相输入控制信号φ2尚未接通的状态中，通路开关PSW的源-栅电压V_SGPSW呈现出由时间常数R1·Cx引起的瞬态响应特性。由于随着通路开关PSW的源极栅极电压V_SGPSW所呈现的由时间常数R1·Cx引起的瞬态响应时间的增加，从输出节点B的泄漏电荷量增加，因此需要进行设计使得输入控制信号φ1断开的时间点与之后的反相输入控制信号φ2接通的时间点之间的时间间隔不会过长。也就是说，只要满足输入控制信号φ1断开的时间点与之后的反相输入控制信号φ2接通的时间点之间的时间间隔足够长以使得输入控制信号φ1断开且还使第一开关SW1和第六开关SW6开路即可。比上述时间间隔更长的时间间隔可降低通路开关电路500的效率。

图7是示出了根据本发明实施方式的控制通路开关的方法的操作流程图。

参照图7，在步骤S710中，当通路开关PSW的控制节点X的电压Vx处于第一状态时，通路开关电路500控制第一电容器C1两侧的节点间的电压达到第一电压电平。换句话说，步骤S710等效于将第一电容器C1的一侧的节点控制为具有处于第一电压电平的电压的步骤。在这种情况下，虽然图5中已将第一电压电平示出为对应于接地GND，如上所述，本发明的精神不限于此。

此外，通路开关PSW的控制节点X的电压Vx处于第一状态的状态意味着作为第一稳定状态Vx处于遵循输出节点B的电压的状态。当处于第一状态(断开状态)的输入控制信号φ1进入第一稳定状态时，通路开关PSW的控制节点X的电压Vx达到第一状态(V_SGPSW＝0)，由此输入控制信号φ1处于第一状态(断开状态)的表达式可被视为等效于通路开关PSW的控制节点X的电压Vx处于第一状态(V_SGPSW＝0)的表达式。

在步骤S720中，响应于输入控制信号φ1从第一状态(断开状态)转换到第二状态(接通状态)的事件，通路开关电路500使得在具有第二电压电平Vx,o的通路开关PSW的控制节点X和第一电容器C1之间发生电荷共享。

步骤S720可被认为是通过利用输入控制信号φ1使第一开关SW1短路来将通路开关PSW的控制节点X与第一电容器C1的一侧的端子连接的步骤。

在步骤S730中，通路开关电路500通过电荷共享使通路开关PSW的控制节点X的电压Vx从第二电压电平Vx,o改变为接近第一电压电平GND的电平。

步骤S730是通过在具有第二电压电平Vx,o的通路开关PSW的控制节点X与第一电容器C1之间产生电荷共享，将通路开关PSW的控制节点X的电压Vx从第一状态Vx,o改变为第二状态Vx,o+的步骤。如上所述，电荷共享能够促进Vx的改变。也就是说，利用电荷共享来促进传统技术中仅依赖基于RC时间常数的RC延迟的Vx的变化。

在步骤S740中，通路开关电路500激活/导通通路开关PSW以使通路开关PSW的输出节点B的电压基于第三电压电平的电压电平。在这种情况下，第三电压电平表示输入节点A的电压。如果使用通路开关PSW并且给定足以达到稳定状态的瞬态响应时间，则输出节点B的电压将遵循输入节点A的电压。在一实施方式中，通路开关可以是N型晶体管，在该情况下，输出节点B的电压将由输入节点A的电压和通路电路的控制节点的电压来确定。

图8是详细示出了图7的步骤S710的一个具体实施方式的操作流程图。

参照图8，在步骤S810中实现了将第一电容器C1的一侧的节点连接到第一电源GND。

在步骤820中，如果在输入控制信号φ1处于第一状态(断开状态)时反相输入控制信号φ2被接通，通路开关电路500控制与第一电容器C1并联连接的第五开关SW5使其被激活/短路。

在步骤S830中，通路开关电路500通过第五开关SW5控制第一电容器C1的两侧的节点具有相同的电压。

图9是示出了根据本发明另一实施方式的控制通路开关的方法的操作流程图。

由于图9的步骤S710至步骤S740与图7的步骤S710至步骤S740相同，故不再赘述。

参照图9，在步骤S750中，通路开关电路500控制通路开关PSW的源-栅电压使其收敛为从电流源IB1接收电流的电阻R1两端子间的电压IB1·R1。

本发明的特征在于如下一种配置，即在通路开关PSW的控制节点X的电压从第一稳定状态Vx,o改变为第二稳定状态Vx,1的过程中，通过在由RC延迟引起的瞬态响应之前应用电荷共享技术来促进第一稳定状态Vx,o快速改变为第二稳定状态Vx,1之前的初步第二状态Vx,o+。

电荷共享用于将瞬态响应的起始点改变为接近第二稳定状态的初步第二状态，以降低由RC延迟引起的瞬态响应时间。待产生电荷共享的电容器和预充电至该电容器中的电压可基于旨在降低瞬态响应时间的电压起始点来进行设计。

尽管已经参照诸如具体部件和有限的实施方式以及附图的具体细节对本发明进行了描述，但这仅仅是为了帮助对本发明的大体的理解，并非为了将本发明限制于具体细节以及实施方式和附图。对于本发明所属领域普通技术人员将显而易见的是，能够基于上述详细描述进行各种修改和变化。

因此，本发明的精神不应仅由所公开的实施方式来限定。所附权利要求和所有等同于权利要求且包括等效修改在内的等同物都落入本发明精神的范围内。

产业实用性

本发明涉及用于将输入节点的电压传输到输出节点的通路开关电路，更具体地，涉及因提升的时间响应特性而能够快速切换的通路开关电路。

根据本公开一实施方式的通路开关电路包括通路开关、第一电容器和第一开关，其中，通路开关用于将电压电平从输入节点传输到输出节点，第一电容器的一侧的节点在通路开关的控制节点的电压处于第一状态时具有第一电压电平，并且第一开关用于将第一电容器的所述一侧的节点连接到通路开关的控制节点。

Claims (19)

1.一种通路开关电路，包括：

通路开关，配置为将电压电平从输入节点传输到输出节点；

第一电容器，配置为当所述通路开关的控制节点的电压处于第一状态时，使得所述第一电容器的一侧的节点具有第一电压电平；以及

第一开关，配置为将所述第一电容器的所述一侧的节点连接到所述通路开关的所述控制节点。

2.如权利要求1所述的通路开关电路，还包括：

电阻器，连接在所述通路开关的所述控制节点与所述输入节点和所述输出节点中的任何一个之间；以及

电流源，经由所述第一开关连接到所述通路开关的所述控制节点。

3.如权利要求1所述的通路开关电路，还包括：

钳位电路，连接到所述通路开关的所述控制节点以及所述输入节点和所述输出节点中的任何一个。

4.如权利要求1所述的通路开关电路，其中，所述第一电容器的另一侧的节点连接到第一电源。

5.如权利要求1所述的通路开关电路，其中，当所述通路开关的所述控制节点的电压处于所述第一状态时，所述第一电容器的两侧的节点均具有所述第一电压电平。

6.如权利要求1所述的通路开关电路，其中，当所述通路开关的所述控制节点的电压处于所述第一状态时，所述第一开关将所述第一电容器的所述一侧的节点连接到所述通路开关的所述控制节点，并将所述通路开关的所述控制节点的电压从所述第一状态改变为第二状态。

7.如权利要求1所述的通路开关电路，其中，当所述第一开关将所述第一电容器的所述一侧的节点连接到所述通路开关的所述控制节点时，通过所述通路开关的所述控制节点的寄生电容与所述第一电容器之间的电荷共享来促进所述通路开关的所述控制节点的电压从所述第一状态改变为第二状态的过程。

8.如权利要求1所述的通路开关电路，还包括：

第二开关，连接到所述通路开关的所述控制节点以及所述输入节点和所述输出节点中的任何一个；

第三开关，连接到所述第二开关的控制节点；以及

第二电容器，配置为使其一侧的节点经由所述第三开关连接到所述第二开关的控制节点，并且当所述通路开关的所述控制节点的电压处于第二状态时，所述第二电容器的所述一侧的节点具有第二电压电平。

9.如权利要求8所述的通路开关电路，还包括：

第四开关，配置为使所述第四开关的一侧的节点连接到与所述第二开关连接的、所述输入节点和输出节点中的任何一个，所述第四开关的另一侧的节点连接到所述第二开关的所述控制节点，并且所述第四开关的控制节点连接到所述第二开关的所述控制节点。

10.如权利要求8所述的通路开关电路，其中当所述通路开关的所述控制节点的电压处于所述第二状态时，所述第三开关将所述第二电容器的所述一侧的节点连接到所述第二开关的所述控制节点，改变所述第二开关的所述控制节点的电压，并且响应于所述第二开关的所述控制节点的电压的变化，将所述通路开关的所述控制节点的电压从所述第二状态改变为所述第一状态。

11.如权利要求8所述的通路开关电路，其中，当所述第三开关将所述第二电容器的所述一侧的节点连接到所述第二开关的所述控制节点时，通过所述第二开关的所述控制节点的寄生电容与所述第二电容器之间的电荷共享来促进所述第二开关的所述控制节点的电压变化，并且所述通路开关的所述控制节点的电压响应于所述第二开关的所述控制节点的电压变化而从所述第二状态改变为所述第一状态。

12.一种控制通路开关的方法，包括：

当通路开关的控制节点的电压处于第一状态时，控制第一电容器的一侧的节点以具有第一电压电平；

响应于输入控制信号将所述通路开关的所述控制节点连接到所述第一电容器的所述一侧的节点；以及

使所述通路开关的所述控制节点的电压从所述第一状态改变为第二状态。

13.如权利要求12所述的方法，其中，使所述通路开关的所述控制节点的电压从所述第一状态改变为第二状态包括：

通过所述通路开关的所述控制节点的寄生电容与所述第一电容器之间的电荷共享来促进所述通路开关的所述控制节点的电压从所述第一状态改变为所述第二状态的过程。

14.如权利要求12所述的方法，还包括：

当所述通路开关的所述控制节点的电压处于所述第二状态时，控制所述通路开关使得所述通路开关的输出节点的电压电平基于所述通路开关的输入节点的电压电平。

15.如权利要求12所述的方法，其中控制所述第一电容器的所述一侧的节点以具有第一电压电平包括：

当所述通路开关的所述控制节点的电压处于所述第一状态时，控制所述第一电容器的两侧的节点均具有所述第一电压电平。

16.如权利要求12所述的方法，还包括：

当所述通路开关的所述控制节点的电压处于所述第二状态时，控制第二电容器的一侧的节点具有第二电压电平；以及

为了激活与所述通路开关的所述控制节点以及所述通路开关的输入节点和输出节点中的任何一个连接的第二开关，通过激活与所述第二开关的控制节点连接的第三开关来使所述第二电容器的所述一侧的节点与所述第二开关的所述控制节点连接。

17.如权利要求16所述的方法，还包括：

当所述第二电容器的所述一侧的节点通过所述第三开关连接到所述第二开关的所述控制节点时，使所述通路开关的所述控制节点的电压因所述第二开关的激活从所述第二状态改变为所述第一状态。

18.如权利要求16所述的方法，其中，使所述第二电容器的所述一侧的节点与所述第二开关的所述控制节点连接包括：

通过所述第二电容器与所述第二开关的所述控制节点的寄生电容之间的电荷共享来促进所述第二开关的所述控制节点的电压变化。

19.如权利要求12所述的方法，还包括：

当所述通路开关的所述控制节点的电压从所述第一状态改变为所述第二状态时，响应于所述输入控制信号，通过使用连接在所述通路开关的所述控制节点和第一节点之间的电阻器以及与所述通路开关的所述控制节点连接的电流源，使所述通路开关的所述控制节点与所述第一节点之间的电压保持为参考电压，其中，所述第一节点为输入节点和输出节点中的任何一个。