CN107005165A - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

开关电源装置包括：功率因数改善电路；设置在功率因数改善电路的后级，具有全桥型开关电路的移相全桥型的DC/DC转换器；检测向负载供给的输出电流的输出电流检测电路；检测向负载供给的输出电压的输出电压检测电路；以及检测从功率因数改善电路向DC/DC转换器输入的功率因数改善电路输出电压的功率因数改善电路输出电压检测电路。还包括基于功率因数改善电路输出电压、向负载供给的输出电流和输出电压，动态地变更全桥型开关电路的静寂时间的控制单元，控制单元适用变更后的静寂时间，进行全桥型开关电路的开关控制。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及具有移相全桥型的DC/DC转换器的开关电源装置。
背景技术
以往，有移相全桥型的DC/DC转换器。如图1所示，移相全桥型的DC/DC转换器有具有4个开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的全桥型开关电路31。在移相全桥型的DC/DC转换器中，如图2的时序图(a)-(d)所示，4个开关元件Sa、Sb、Sc、Sd进行开关，输出与负载对应的电力。
在全桥型开关电路中，在一对开关元件Sa、Sd的双方导通的期间Ton1，输入电压Vi被输出到变压器Tr的初级绕组，通过开关元件Sa、Sd在变压器Tr中电流流动。而且，在另一对开关元件Sb、Sc的双方导通的期间Ton2，输入电压Vi被反向地输出到变压器Tr的初级绕组，通过开关元件Sb、Sc在变压器Tr中反向的电流流动。
4个开关元件Sa、Sb、Sc、Sd以规定的占空比被开关控制。占空比成为对50％相加或相减了静寂时间(dead time)Td1、Td2所得的值。若负载变化，因使一对开关元件Sa、Sd的一方和另一方的开关相位变化，则使在开关元件Sa、Sd中电流流动的期间Ton1变化。同样地，因使另一对开关元件Sb、Sc的一方和另一方的开关相位变化，使在开关元件Sb、Sc中电流流动的期间Ton2变化。由此，按照负载的变化，电流流动的期间Ton1、Ton2发生增减，输出电力变化。
而且，在移相全桥型的DC/DC转换器中，以往通过进行ZVS(Zero VoltageSwitching；零电压开关)的控制，谋求开关损耗的降低。
在ZVS的控制中，在串联地连接到输入端子间的不同时地导通的2个开关元件Sa、Sb之中，从截止一方至导通另一方为止，设有延迟。该延迟是静寂时间Td1。同样地，在另一组的不同时地导通的2个开关元件Sc、Sd之中，从导通一方至导通另一方为止设有静寂时间Td2(参照图2的(a)-(d))。
通过设有这样的静寂时间Td1、Td2，开关元件Sa、Sb、Sc、Sd分别从两端电压Va、Vb、Vc、Vd为零伏起被导通(参照图2的(e)-(h))。如果开关元件Sa、Sb、Sc、Sd是FET，则两端电压Va、Vb、Vc、Vd是源极和漏极间电压。
从对应的各两端电压Va、Vb、Vc、Vd为零伏起，各开关元件Sa、Sb、Sc、Sd被导通。那样的话，在导通电阻为零和无限大之间的中间的值的期间，能够抑制在各开关元件Sa、Sb、Sc、Sd中电流流动。因此，各开关元件Sa、Sb、Sc、Sd中消耗的电力(开关损耗)降低。静寂时间Td1、Td2通常被设定为根据在由开关元件Sa、Sb、Sc、Sd通断的电路中包含的电感和电容值所确定的谐振周期的1/4。产生谐振的电感和电容值，例如有谐振用的电感器L和开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的寄生电容Cr等。
以往，在ZVS控制的移相全桥型的DC/DC转换器中，提出了使功率转换效率进一步提高的技术(例如参照专利文献1)。
在专利文献1中，通过在全桥型连接的4个开关元件的后级，设有饱和扼流圈，按照负载的大小，使电路的电感变化，降低无谓的电力损耗。此外，在专利文献1的实施方式2中，与饱和扼流圈的电感的变化匹配，标准的静寂时间变化。因此，与变化的标准的静寂时间匹配，动态地设定静寂时间，进行ZVS控制。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2013-188015号公报
发明内容
在移相全桥型的DC/DC转换器中，因输出的大小、或输入的大小的不同，有时全桥型开关电路中产生的谐振波形从标准的波形变化。因此，在移相全桥型的DC/DC转换器中，因谐振波形基于输入输出的变化而变化，有时功率转换效率下降。
本发明的一方式的开关电源装置是将从交流电源输入的输入功率进行功率转换并向负载供给的开关电源装置。本发明的一方式的开关电源装置包括：功率因数改善电路；设在功率因数改善电路的后级，具有全桥型开关电路的移相全桥型的DC/DC转换器；检测向负载供给的输出电流的输出电流检测电路；检测向负载供给的输出电压的输出电压检测电路；检测从功率因数改善电路向DC/DC转换器输入的功率因数改善电路输出电压的功率因数改善电路输出电压检测电路；以及基于功率因数改善电路输出电压、向负载供给的输出电流和输出电压，动态地变更全桥型开关电路的静寂时间的控制单元。控制单元适用变更后的静寂时间，进行全桥型开关电路的开关控制。
本发明的另一方式的开关电源装置是将从交流电源输入的输入功率进行功率转换并向负载供给的开关电源装置，包括：功率因数改善电路；设在功率因数改善电路的后级，具有全桥型开关电路的移相全桥型的DC/DC转换器；检测向负载供给的输出电流的输出电流检测电路；检测向负载供给的输出电压的输出电压检测电路；以及基于检测到的输出电流和输出电压，动态地变更全桥型开关电路的静寂时间的控制单元，控制单元适用变更后的静寂时间，进行全桥型开关电路的开关控制。
本发明的再一另一方式的开关电源装置是将输入功率进行功率转换并向负载供给的开关电源装置，包括：具有全桥型开关电路的移相全桥型的DC/DC转换器；检测向负载供给的输出电流的输出电流检测电路；检测向负载供给的输出电压的输出电压检测电路；以及基于检测出的输出电流和输出电压，动态地变更全桥型开关电路的静寂时间的控制单元，控制单元适用变更后的静寂时间，进行全桥型开关电路的开关控制。
根据本发明，在具有移相全桥型的DC/DC转换器的开关电源装置中，可以抑制大型化，并且能够实现较高的功率转换效率。
附图说明
图1是表示移相全桥型的DC/DC转换器的基本部分的电路图。
图2是说明移相全桥型的DC/DC转换器的动作的时序图。
图3是本发明的实施方式的开关电源装置的结构图。
图4是表示按照输入输出变化的谐振波形的第1例和第2例的波形图。
图5是表示按照输入输出变化的谐振波形的第3例和第4例的波形图。
图6是表示按照输入输出变化的谐振波形的第5例和第6例的波形图。
图7是表示按照输入输出变化的谐振波形的第7例和第8例的波形图。
具体实施方式
在本发明的实施方式的说明之前，简单地说明以往的装置中的问题。
在专利文献1的技术中，饱和扼流圈的电感值按照输出的大小而改变，所以按照该改变，标准的谐振的周期也变化。因此，专利文献1的技术中，进行静寂时间的设定，使得与标准的谐振周期的变化匹配。在专利文献1的技术中，简单地按照输出电流值的增加进行控制，以使静寂时间增长(参照专利文献1的0061段)。在这样的控制中，难以应对谐振波形从标准的波形变化的情况。
而且，专利文献1的技术，因新设置饱和扼流圈，所以有电源装置大型化的问题。
以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。
图3是本发明的实施方式的开关电源装置的结构图。
本发明的实施方式的开关电源装置具有AC/DC转换器10、DC/DC转换器30、控制单元40、以及数据表50。虽然无特别地限制，但在图3的例子中，作为负载60，采用输出电动汽车的动力的蓄电池。
AC/DC转换器10将交流电源Vs进行功率转换，使得通向交流电源Vs的高次谐波的反向电流受到抑制，并输出直流电压。AC/DC转换器10具有将交流电源Vs进行整流的整流电路11、使整流后的电压平滑的平滑电容C10、以及具有扼流圈L11、L12、开关元件S11、S12和平滑电容C21的有源型的功率因数改善电路(以下，称为PFC电路：PFC(Power FactorCorrection))13。开关元件S11、S12由控制单元40进行开关控制。
而且，AC/DC转换器10具有检测通向PFC电路13的输入电压(整流电压)的输入电压检测单元14、以及检测通向PFC电路13的输入电流的输入电流检测单元15。输入电压检测单元14的输入电压检测信号和输入电流检测单元15的输入电流检测信号被传送到控制单元40。再者，输入电压检测单元14和输入电流检测单元15也可以设置在平滑电容C10的后级。
而且，AC/DC转换器10具有检测PFC电路13的输出电压的PFC输出电压检测单元22。PFC输出电压检测单元22的PFC输出电压检测信号被传送到控制单元40。
DC/DC转换器30是相移全桥型PWM(Pulse Width Modulation；脉宽调制)电源的电路，从AC/DC转换器10接受电压，输出与负载60对应的电力。DC/DC转换器30具有将4个开关元件Sa、Sb、Sc、Sd全桥型地连接的全桥型开关电路31、谐振用线圈Lr、变压器Tr、整流电路32、扼流圈L31、以及旁路电容C31。
而且，DC/DC转换器30具有检测输出电流的输出电流检测单元34、以及检测输出电压的输出电压检测单元35。输出电流检测单元34的输出电流检测信号和输出电压检测单元35的输出电压检测信号，向控制单元40传送。
开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的每一个，例如是MOSFET(metal-oxide-semiconductorfield-effect Transistor；金属氧化物半导体场效应晶体管)，通过控制端子(栅极端子)受到控制，在两端子(源极端子和漏极端子)之间流动电流。在开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的各两端子间的电阻几乎为零电阻(导通)时和非导通(截止)时，开关元件Sa、Sb、Sc、Sd中消耗的电力几乎为零。另一方面，在开关元件Sa、Sb、Sc、Sd从导通切换为截止、或从截止切换为导通时，在两端子间产生零和无限大之间的导通电阻。因此，若在该期间电流流动，则消耗电力，产生开关损耗。
例如，开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的每一个，在寄生二极管的一端上具有寄生电容Cr(未图示)。
再者，就开关元件Sa、Sb、Sc、Sd而言，只要是通过IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor；绝缘栅型双极晶体管)等的控制端子的控制而导通和截止，在2端子间能够流动大的电流的元件，适用什么样的元件都可以。
全桥型开关电路31在2个输出节点n1、n2之间连接变压器Tr的初级绕组。开关元件Sa、Sb、Sc、Sd通过控制单元40，如图2的(a)-(d)的时序图那样被开关控制。在开关元件Sa、Sd导通的期间Ton1，在2个输出节点n1、n2之间输出正向的电压。此外，在开关元件Sb、Sc导通的期间Ton2，在2个输出节点n1、n2之间输出反向的电压。通过它们，全桥型开关电路31对变压器Tr输出在正向和反向上周期性地改变方向的电流。
谐振用线圈Lr在全桥型开关电路31的2个输出节点n1、n2之间，与变压器Tr的初级绕组串联地连接。通过开关控制，在输出节点n1、n2之间输出电流时，开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的其中一个被截止，以切断该电流。此时，通过谐振用线圈Lr和开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的寄生电容Cr，在被截止的开关元件的寄生电容Cr和谐振用线圈Lr之间产生谐振。该谐振的1/4周期T0为下式(1)。
变压器Tr从全桥型开关电路31接受周期性地变化的电流时，输出在次级绕组中同样地变化的电压。变压器Tr确保初级绕组侧和次级绕组侧之间的绝缘。整流电路32将变压器Tr的输出电压进行整流，输出到扼流圈L31。扼流圈L31通过整流电路32的电压而流动直流的电流，输出到负载60。旁路电容C31抑制输出电压的变动。
以下，说明实施方式1至实施方式3的控制单元40和数据表50。
＜实施方式1＞
实施方式1中，控制单元40参照向负载60供给的输出电流和输出电压，确定最佳的静寂时间Td1、Td2。有关静寂时间Td1、Td2的细节将后述。
实施方式1的数据表50具有将向负载60供给的输出电压和输出电流、最佳的静寂时间Td1、Td2相对应的数据表。
实施方式1的控制单元40对PFC电路13的开关元件S11、S12的控制端子输出PFC开关信号，将开关元件S11、S12导通和截止。由此，控制单元40控制PFC电路13，以得到目标的PFC输出电压(例如400V)，并且使得交流电源Vs中流出的高次谐波受到抑制。
控制单元40对开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的控制端子输出DC/DC开关信号，控制开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的导通和截止。由此，DC/DC转换器30动作，以得到与负载60对应的输出电压和输出电流。接着，参照图2的(a)-(h)，说明DC/DC转换器30的控制的细节。
图2的(a)表示开关元件Sa的导通和截止，(b)表示开关元件Sb的导通和截止，(c)表示开关元件Sc的导通和截止，(d)表示开关元件Sd的导通和截止，(e)表示开关元件Sa的两端电压Va，(f)表示开关元件Sb的两端电压Vb，(g)表示开关元件Sc的两端电压Vc，(h)表示开关元件Sd的两端电压Vd。
首先，控制单元40根据负载60，进行DC/DC转换器30的相移控制。在相移控制中，控制单元40将4个开关元件Sa、Sb、Sc、Sd以规定的占空比进行开关控制。若负载60变化，则控制单元40使一对开关元件Sa、Sd的一方和另一方的开关相位变化。由此，开关元件Sa、Sd中电流流动的期间Ton1变化。同样地，控制单元40使另一对开关元件Sb、Sc的一方和另一方的开关相位变化。由此，开关元件Sb、Sc中电流流动的期间Ton2变化。通过这样的控制，按照负载60的变化，电流流动的期间Ton1、Ton2产生增减，输出电力变化。
控制单元40进而对DC/DC转换器30进行ZVS控制。在ZVS控制中，控制单元40设定在从将不同时地导通的2个开关元件Sa、Sb的一方截止起至导通另一方为止的静寂时间Td1。同样地，对于另一组的不同时地导通的2个开关元件Sc、Sd，也设置将从导通一方起至导通另一方为止的静寂时间Td2。
控制单元40基于输出电压检测信号和输出电流检测信号，使用数据表50确定静寂时间Td1、Td2。在数据表50中，对每个输出电压和输出电流存储最佳的静寂时间Td1、Td2的值，控制单元40使用它们进行ZVS控制。
说明从开关元件Sb截止起至开关元件Sa被导通为止的静寂时间Td1。通过最佳的静寂时间Td1的值被使用，在静寂时间Td1的期间末端，可以使开关元件Sa的两端电压Va(源极和漏极间电压)为零(参照图2的(e))。即使静寂时间Td1的谐振波形从标准变化，通过使用与标准的静寂时间的值不同的静寂时间Td1，也可以在静寂时间Td1的期间末端使开关元件Sa的两端电压Va为零。由此，可以使开关损耗非常低。
从开关元件Sa截止起至开关元件Sb被导通为止的静寂时间Td1、以及有关开关元件Sc、Sd的静寂时间Td2也是同样。
＜最佳的静寂时间Td1、Td2的说明＞
接着，详细地说明数据表50中存储的最佳的静寂时间Td1、Td2。
图4示出了表示按照输出变化的谐振波形的第1例和第2例的波形图。图4的(a)是标准的波形图，图4的(b)是从标准变化后的波形图。图5示出了表示按照输出变化的谐振波形的第3例和第4例的波形图。图5的(a)是标准的波形图，图5的(b)是从标准变化后的波形图。再者，图4和图5的波形表示在静寂时间Td1、Td2的期间末端不切换开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的导通和截止，继续谐振的情况下的波形。
最佳的静寂时间Td1、Td2，基于从考虑了电路的细节部分的模拟得到的谐振波形、或实测动作中的电路得到的谐振波形，被预先确定。作为电路的参数，选择输出电压和输出电流。通过按照假定的多个参数，进行模拟或实测，可以得到与假定的多个动作状态对应的最佳的静寂时间Td1、Td2。
接着，说明开关元件Sb截止起开关元件Sa被导通时的静寂时间Td1。再者，从开关元件Sa截止起开关元件Sb被导通时的静寂时间Td1、以及有关开关元件Sc、Sd的静寂时间Td2，与以下是同样的，所以省略详细的说明。
＜第1例＞
图4的(a)表示在DC/DC转换器30的输出为输出电压400V、输出电流9A时，在全桥型开关电路31的2个输出节点n1、n2之间产生的谐振波形。
在该参数时，假定为得到标准的谐振波形来说明。即，在由谐振用线圈Lr的电感值和开关元件Sa的寄生电容Cr的电容值得到的LC谐振周期的1/4中，下一个导通的开关元件Sa的两端电压Va(源极和漏极间电压Vds)为零。
因此，与该参数对应的最佳的静寂时间Td1为标准的LC谐振周期的1/4，该值被注册在数据表50中。
＜第2例＞
图4的(b)表示DC/DC转换器30的输出为输出电压400V、输出电流18A时，在全桥型开关电路31的2个输出节点n1、n2之间产生的谐振波形。再者，假设图4的(a)和图4的(b)的PFC输出电压相同。
在该参数时，假定为得到与标准不同的谐振波形来说明。即，在由谐振用线圈Lr的电感值和开关元件Sa的寄生电容Cr的电容值得到的LC谐振周期的1/4中，下一个导通的开关元件Sa的两端电压Va(源极和漏极间电压Vds)为比零低的值，两端电压Va为零的定时比LC谐振周期的1/4早。
因此，与该参数对应的最佳的静寂时间Td1为比标准的LC谐振周期的1/4短的值(图4的(b)的Td1)，该值被注册在数据表50中。
＜第3例＞
图5的(a)表示DC/DC转换器30的输出为输出电压400V、输出电流9A(输出电力3.6kW)时，在全桥型开关电路31的2个输出节点n1、n2之间产生的谐振波形。
在该参数时，假定为得到标准的谐振波形来说明。即，在由谐振用线圈Lr的电感值和开关元件Sa的寄生电容Cr的电容值得到的LC谐振周期的1/4，下一个导通的开关元件Sa的两端电压Va(源极和漏极间电压Vds)为零。
因此，与该参数对应的最佳的静寂时间Td1为标准的LC谐振周期的1/4，该值被注册在数据表50中。
＜第4例＞
图5的(b)表示在DC/DC转换器30的输出为输出电压200V、输出电流18A(输出电力3.6kW)时，在全桥型开关电路31的2个输出节点n1、n2之间产生的谐振波形。在图5的(b)中，输出电力被设定与图5的(a)相同的参数。再者，假设图5的(a)和图5的(b)的PFC输出电压相同。
在该参数时，假定为得到与标准不同的谐振波形来说明。即，在由谐振用线圈Lr的电感值和开关元件Sa的寄生电容Cr的电容值得到的LC谐振周期的1/4中，下一个导通的开关元件Sa的两端电压Va(源极和漏极间电压Vds)为比零低的值，两端电压Va为零的定时比LC谐振周期的1/4早。
因此，与该参数对应的最佳的静寂时间Td1为比标准的LC谐振周期的1/4短的值(图5的(b)的Td1)，该值被注册在数据表50中。
再者，上述的第1例至第4例表示了标准的谐振波形和与标准不同的谐振波形的一例。但是，与标准不同的谐振波形因输出电压和输出电流的参数而产生各种变形。因此，使参数的值各种各样地变化来模拟或进行电路的实测，预先求与参数的各值对应的最佳的静寂时间Td1、Td2，将它们注册在数据表50中。由此，可以通过最佳的静寂时间Td1、Td2，达到最佳的ZVS控制，使开关损耗非常少。
＜实施方式2＞
在实施方式2中，控制单元40除了参照输出电压和输出电流之外，还参照PFC输出电压，确定最佳的静寂时间Td1、Td2。
实施方式2的数据表50具有将PFC输出电压、以及向负载60供给的输出电压和输出电流、最佳的静寂时间Td1、Td2相对应的数据表。
实施方式2的控制单元40对PFC电路13的开关元件S11、S12的控制端子输出PFC开关信号，将开关元件S11、S12导通和截止。由此，控制单元40控制PFC电路13，以得到目标的PFC输出电压(例如400V)，并且在交流电源Vs中流出的高次谐波受到抑制。
控制单元40基于PFC输出电压和DC/DC转换器30的输出电压检测信号和输出电流检测信号，使用数据表50，确定静寂时间Td1、Td2。此外，控制单元40对开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的控制端子，输出DC/DC开关信号，控制开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的导通和截止。由此，DC/DC转换器30动作，以得到与负载60对应的输出电压和输出电流。
＜最佳的静寂时间Td1、Td2的说明＞
接着，详细地说明在数据表50中存储的最佳的静寂时间Td1、Td2。
图6示出了表示按照输入输出变化的谐振波形的第5例和第6例的波形图。图6的(a)是标准的波形图，图6的(b)是从标准变化后的波形图。图7示出了表示按照输入输出变化的谐振波形的第7例和第8例的波形图。图7的(a)是标准的波形图，图7的(b)是从标准变化后的波形图。再者，图6和图7的波形表示在静寂时间Td1、Td2的期间末端不切换开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的导通和截止，继续谐振的情况下的波形。
最佳的静寂时间Td1、Td2，基于从考虑了电路的细节部分的模拟得到的谐振波形、或实测动作中的电路所得到的谐振波形，被预先确定。作为电路的参数，选择PFC输出电压、DC/DC转换器30的输出电压和输出电流。通过假定的多个参数，进行模拟或实测，可以得到与假定的多个动作状态对应的最佳的静寂时间Td1、Td2。
接着，说明从开关元件Sb截止起开关元件Sa被导通时的静寂时间Td1。再者，在开关元件Sa截止后开关元件Sb被导通时的静寂时间Td1、以及有关开关元件Sc、Sd的静寂时间Td2，与以下是同样的，所以省略详细的说明。
＜第5例＞
图6的(a)表示PFC输出电压为400V、DC/DC转换器30的输出电压为300V、输出电流为9A时，全桥型开关电路31的2个输出节点n1、n2之间产生的谐振波形。
在该参数时，假定为得到标准的谐振波形来说明。即，在由谐振用线圈Lr的电感值和开关元件Sa的寄生电容Cr的电容值得到的LC谐振周期的1/4中，下一个导通的开关元件Sa的两端电压Va(源极和漏极间电压Vds)为零。
因此，与该参数对应的最佳的静寂时间Td1为标准的LC谐振周期的1/4，该值被注册在数据表50中。
＜第6例＞
图6的(b)表示PFC输出电压为350V、DC/DC转换器30的输出电压为300V、输出电流为9A时，在全桥型开关电路31的2个输出节点n1、n2之间产生的谐振波形。
在该参数时，假定为得到与标准不同的谐振波形来说明。即，在由谐振用线圈Lr的电感值和开关元件Sa的寄生电容Cr的电容值得到的LC谐振周期的1/4中，下一个导通的开关元件Sa的两端电压Va(源极和漏极间电压Vds)为比零低的值，两端电压Va为零的定时比LC谐振周期的1/4早。
因此，与该参数对应的最佳的静寂时间Td1为比标准的LC谐振周期的1/4短的值(图6的(b)的Td1)，该值被注册在数据表50中。
＜第7例＞
图7的(a)表示PFC输出电压为400V、DC/DC转换器30的输出电压为300V、输出电流为9A时，在全桥型开关电路31的2个输出节点n1、n2之间产生的谐振波形。
在该参数时，假定为得到标准的谐振波形来说明。即，在从谐振用线圈Lr的电感值和开关元件Sa的寄生电容Cr的电容值得到的LC谐振周期的1/4，下一个导通的开关元件Sa的两端电压Va(源极和漏极间电压Vds)为零。
因此，与该参数对应的最佳的静寂时间Td1为标准的LC谐振周期的1/4，该值被注册在数据表50中。
＜第8例＞
图7的(b)表示在PFC输出电压为400V、DC/DC转换器30的输出电压为350V、输出电流为9A时，在全桥型开关电路31的2个输出节点n1、n2之间产生的谐振波形。
在该参数时，假定为得到与标准不同的谐振波形来说明。即，在由谐振用线圈Lr的电感值和开关元件Sa的寄生电容Cr的电容值得到的LC谐振周期的1/4中，下一个导通的开关元件Sa的两端电压Va(源极和漏极间电压Vds)为比零低的值，两端电压Va为零的定时比LC谐振周期的1/4早。
因此，与该参数对应的最佳的静寂时间Td1成为比标准的LC谐振周期的1/4短的值(图7的(b)的Td1)，该值被注册在数据表50中。
实施方式2中，除了参照DC/DC转换器30的输出电压和输出电流之外，还参照PFC输出电压，确定最佳的静寂时间Td1、Td2。因此，可以更准确地假定对DC/DC转换器30施加的负载，可以使用能够进一步大幅度地抑制开关损耗的静寂时间Td1、Td2。
＜实施方式3＞
在实施方式3中，控制单元40还基于PFC电路13的输入和DC/DC转换器30的输出来确定PFC输出电压。然后，控制单元40基于PFC输出电压、DC/DC转换器30的输出电压、和DC/DC转换器30的输出电流，确定最佳的静寂时间Td1、Td2。再者，也可以单独地设置控制PFC输出电压的控制单元和控制静寂时间的控制单元。
实施方式3的数据表50具有将PFC电路13的输入电压和输入电流、以及向负载60供给的输出电压和输出电流、目标的PFC输出电压相对应的第1数据表。
再者，在本实施方式中，例示了将PFC电路的输入电压、输入电流、DC/DC转换器的输出电压和输出电流、以及目标的PFC输出电压相对应的情况，但是例如也可以是将PFC电路的输入电压和DC/DC转换器的输出电压、以及目标的PFC输出电压相对应的数据表。此外，也可以不是检测PFC电路的输入电压、输入电流、DC/DC转换器的输出电压和输出电流的全部，而是检测PFC电路的输入电压、输入电流、DC/DC转换器的输出电压和输出电流之中的三个，剩余的一个从该三个检测结果来估计。
数据表50还具有将PFC输出电压、以及向负载60供给的输出电压和输出电流和最佳的静寂时间Td1、Td2相对应的第2数据表。
实施方式3的控制单元40对PFC电路13的开关元件S11、S12的控制端子，输出PFC开关信号，将开关元件S11、S12导通和截止。由此，控制单元40控制PFC电路13，以得到目标的PFC输出电压，并且使得交流电源Vs中流出的高次谐波被抑制。
控制单元40基于PFC电路13的输入电流检测信号、输入电压检测信号、DC/DC转换器30的输出电流检测信号、输出电压检测信号，确定目标的PFC输出电压。此时，控制单元40使用数据表50，就可以得到目标的PFC输出电压。
控制单元40对开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的控制端子，输出DC/DC开关信号，控制开关元件Sa、Sb、Sc、Sd的导通和截止。由此，DC/DC转换器30工作，以得到与负载60对应的输出电压和输出电流。
控制单元40基于PFC输出电压和DC/DC转换器30的输出电压检测信号和输出电流检测信号，使用数据表50，确定静寂时间Td1、Td2。这种情况下，在数据表50中，存储对PFC输出电压和DC/DC转换器30的输出电压和输出电流最佳的静寂时间Td1、Td2的值。
接着，详细地说明目标的PFC输出电压的确定方法。
在具有PFC电路13和DC/DC转换器30的开关电源装置中，为了使开关电源装置整体的功率转换效率高，基于PFC电路13的输入和DC/DC转换器30的输出来确定PFC输出电压。具体而言，控制单元40基于PFC电路13的输入电流检测信号、输入电压检测信号、DC/DC转换器30的输出电流检测信号、输出电压检测信号、以及数据表50具有的第1数据表，确定最佳的“目标的PFC输出电压”。
再者，第1数据表基本上是PFC电路13的输入和DC/DC转换器30的输出一同越大，目标的PFC输出电压越大的表。
然后，控制单元40控制PFC电路13，以得到确定的目标的PFC输出电压，另一方面，基于PFC输出电压和DC/DC转换器30的输出电压检测信号和输出电流检测信号，使用数据表50，确定静寂时间Td1、Td2。对于静寂时间Td1、Td2的确定方法，与实施方式2是同样的，所以省略。
在实施方式3中，基于PFC电路13的输入和DC/DC转换器30的输出，动态地变更PFC输出电压。由此，可以使开关电源装置整体的功率转换效率高。
而且，在实施方式3中，基于PFC输出电压和DC/DC转换器30的输出电压检测信号和输出电流检测信号，确定静寂时间Td1、Td2，所以伴随PFC输出电压的变更，静寂时间Td1、Td2也可动态地变更。由此，可以实现开关电源装置整体的功率转换效率的提高和开关损耗的抑制，可以实现较高的功率转换效率。
如以上，根据实施方式的开关电源装置，在移相全桥型的DC/DC转换器中，即使在通过ZVS控制得到的谐振波形与标准的波形不同的情况下，通过使用与标准的值不同的静寂时间Td1、Td2，也可大幅度地抑制开关损耗，能够实现较高的功率转换效率。而且，根据实施方式的开关电源装置，不像现有技术文献1那样使用饱和扼流圈，所以在抑制了大型化的基础上，能够实现较高的功率转换效率。
以上，说明了本发明的各实施方式。
再者，在上述实施方式中，作为开关电源装置，表示了在DC/DC转换器30的前级具有AC/DC转换器10的结构，但也可以设为没有AC/DC转换器10的开关电源装置。这种情况下，在实施方式的说明中，如果将PFC输出电压置换为DC/DC转换器30的输入直流电压，则可得到与实施方式同样的作用。
此外，在上述实施方式中，表示了使用数据表确定最佳的静寂时间的结构，但也可以使用算式确定静寂时间。
另外，实施方式中具体地说明的细节部分，在不脱离发明的宗旨的范围内可适当变更。
工业实用性
本发明可用于具有移相全桥型的DC/DC转换器的开关电源装置。
标号说明
10 AC/DC转换器
11 整流电路
13 PFC电路
14 输入电压检测单元
15 输入电流检测单元
22 PFC输出电压检测单元
30 DC/DC转换器
31 全桥型开关电路
32 整流电路
34 输出电流检测单元
35 输出电压检测单元
40 控制单元
50 数据表
60 负载
L11，L12，L31 扼流圈
S11，S12，Sa，Sb，Sc，Sd 开关元件
C10，C21 平滑电容
Lr 谐振用线圈
Tr 变压器
C31 旁路电容

Claims (6)

1.开关电源装置，是将从交流电源输入的输入功率进行功率转换并向负载供给的开关电源装置，包括：
功率因数改善电路；
移相全桥型的DC/DC转换器，设置在所述功率因数改善电路的后级，具有全桥型开关电路；
输出电流检测电路，检测向所述负载供给的输出电流；
输出电压检测电路，检测向所述负载供给的输出电压；以及
功率因数改善电路输出电压检测电路，检测从所述功率因数改善电路向所述DC/DC转换器输入的功率因数改善电路输出电压，
还包括：
控制单元，基于所述功率因数改善电路输出电压、所述输出电流和所述输出电压，动态地变更所述全桥型开关电路的静寂时间，
所述控制单元适用变更后的所述静寂时间，进行所述全桥型开关电路的开关控制。
2.如权利要求1所述的开关电源装置，
所述功率因数改善电路是具有由所述控制单元进行开关控制的开关元件的有源型的功率因数改善电路，还包括：
输入电流检测电路，检测从所述交流电源输入的输入电流；以及
输入电压检测电路，检测从所述交流电源输入的输入电压，
所述控制单元控制所述功率因数改善电路的所述开关元件，使得所述功率因数改善电路输出电压成为基于所述输入电流、所述输入电压、所述输出电流、和所述输出电压确定的目标电压，并且基于所述功率因数改善电路输出电压、所述输出电流和所述输出电压，动态地变更所述静寂时间。
3.如权利要求1或权利要求2所述的开关电源装置，还具有：
数据表，将所述功率因数改善电路输出电压、所述输出电流和所述输出电压、和所述静寂时间相对应，
在注册于所述数据表中的数据中，包含相比将所述静寂时间设为在所述全桥型开关电路中发生的谐振的1/4周期时，功率转换效率提高的所述静寂时间的值，
所述控制单元基于所述数据表，使所述静寂时间动态地变化。
4.开关电源装置，是将从交流电源输入的输入功率进行功率转换并向负载供给的开关电源装置，包括：
功率因数改善电路；
移相全桥型的DC/DC转换器，设置在所述功率因数改善电路的后级，具有全桥型开关电路；
输出电流检测电路，检测向所述负载供给的输出电流；
输出电压检测电路，检测向所述负载供给的输出电压；以及
控制单元，基于所述输出电流和所述输出电压，动态地变更所述全桥型开关电路的静寂时间，
所述控制单元适用变更后的所述静寂时间，进行所述全桥型开关电路的开关控制。
5.如权利要求4所述的开关电源装置，还具有：
数据表，将所述输出电流和所述输出电压、所述静寂时间相对应，
在注册于所述数据表中的数据中，包含相比将所述静寂时间设为在所述全桥型开关电路中发生的谐振的1/4周期时，功率转换效率提高的所述静寂时间的值，
所述控制单元基于所述数据表，动态地变更所述静寂时间。
6.开关电源装置，是将输入功率进行功率转换并向负载供给的开关电源装置，包括：
移相全桥型的DC/DC转换器，具有全桥型开关电路；
输出电流检测电路，检测向所述负载供给的输出电流；
输出电压检测电路，检测向所述负载供给的输出电压；以及
控制单元，基于所述输出电流和所述输出电压，动态地变更所述全桥型开关电路的静寂时间，
所述控制单元适用变更后的所述静寂时间，进行所述全桥型开关电路的开关控制。
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