CN107005149B - 具有对于快速动态负载响应的适应性输出电压极限的高功率因数功率变换器 - Google Patents

Abstract

提供了一种开关功率变换器，其响应于输出电压与上输出电压极限和下输出电压极限的比较以在输出电压的低带宽PI控制和高速控制之间切换。所述开关功率变换器响应于负载需求调适上电压极限和下电压极限。

Description

具有对于快速动态负载响应的适应性输出电压极限的高功率 因数功率变换器

技术领域

本申请涉及开关功率变换器，更具体地，涉及具有适应性输出电压极限的开关功率变换器。

背景技术

单级AC-DC功率变换是低成本并且因此受欢迎的电源拓扑。单级AC-DC功率开关变换器的一个重要参数是其功率因数，功率因数是由交流干线输送到单级AC-DC开关功率变换器的实际功率相比于输送到AC-DC开关功率变换器的视在功率的比率。与实际功率相反，视在功率对输入电流和电压之间的定相不敏感。因此，如果输入电流和电压是异相的，则会降低功率因数。到单级AC-DC开关功率变换器的整流的输入电压以对于AC干线两倍的频率从约零伏循环到峰值线路电压(例如，在美国为120V*1.414)。考虑到整流的输入电压的这种正弦脉动或循环，输入电流应当具有类似的分布以例如通过使用合适的峰值电流或恒定导通时间控制方法来取得高功率因数。

尽管单级AC-DC功率变换可因此提供高功率因数，但是为匹配整流的输入电压循环而对输入电流的整形使得输出电压在某个标称输出值左右形成纹波。如果单级AC-DC开关功率变换器中的控制环路具有大于AC干线频率的两倍的带宽，则其将采取行动以抑制这种输出电压纹波。但是在该情形中，由于输入电流将不再具有与整流的输入电压的正弦分布相同的整流的正弦分布，因此功率因数将下降。因此，单级AC-DC开关功率变换器中控制环路的带宽必须小于线路频率的两倍以取得高功率因数。产生的控制环路通常使用比例-积分(PI)控制器来实现。

然而，对于负载瞬变的响应来说，PI控制器的相对缓慢的响应速度是成问题的。例如，负载可能从对于功率相对轻的需求突然增加到相对高的需求。相反，在负载处高需求可能突然改变到低功率需求。为了适应这些瞬态改变，常规地将输出电压与上输出电压极限及下输出电压极限进行比较。输出电压极限也可以表示为输出电压阈值。如果输出电压反馈信号指示输出电压已经下降到下输出电压极限之下或上升到上输出电压极限之上，则显著增加控制器响应速度。例如，如果越过下输出电压极限，则可对每个功率开关循环使用最大开关导通时间。类似地，如果超出上输出电压极限，则可以对每个功率开关循环使用最小导通时间。在输出电压恢复成使得输出电压反馈信号处于上电压极限和下电压极限之间之后，可以重新开始低带宽PI控制。

尽管通过使用上电压极限和下电压极限实现的控制上的改变因此适应单级高功率因数校正(PFC)AC-DC功率变换器中的负载瞬变，但是输出电压将趋于下冲超过下输出电压极限并过冲超过上输出电压极限。例如，图1示出了用于常规的高PFC AC-DC功率变换器的输出电压，其用于初始轻负载电流，该初始轻负载电流之后突然需求重负载电流。在重负载时段期间输出电压的上极限和下极限必须提供充足裕量以进行正常操作。例如，常规地，峰值输出电压和上输出电压极限之间的裕量至少为标称输出电压(输出电压的DC平均值)的5％。同样，常规地，最小输出电压与下输出电压极限之间的裕量至少为标称输出电压的5％。在重负载操作期间，输出电压纹波自己可以为标称输出电压的5％。但是在轻负载操作期间，输出纹波明显小于在重负载操作期间观察到的5％纹波。在低负载操作期间下输出电压极限和V_输出的最小值之间的裕量将因此是重要的。在V_输出因重负载的施加而改变时，V_输出因此趋于下冲过下输出电压极限。在这个点处，将常规的PI控制停止，以使得可以按上面讨论地应用最大功率循环(或响应增益的增加)。输出电压将最终会恢复，因此常规PI控制可重新开始。当输出电压摆动到其期望最小值之下时，这种下冲是成问题的。

因此，在本技术领域中存在对于单级AC-DC功率变换器的改善瞬态响应的需要。

发明内容

提供了一种单级开关功率变换器，其适应性地改变用于区分输出电压的低带宽PI控制和高速控制的上输出电压极限和下输出电压极限。产生的适应性输出电压极限减轻了常规的高功率因数单级AC-DC功率变换器遭受的输出电压过冲和下冲的问题。

通过考虑下面的详细描述可以更好地理解这些有利特征。

附图说明

图1描绘了现有技术的单级AC-DC功率变换器的相比于其上输出电压极限和下输出电压极限的输出电压波形，该上输出电压极限和下输出电压极限用于在常规PI控制和响应于低负载电流情况快速转变到重负载电流情况而增加的响应速度之间进行切换。

图2描绘了根据本公开的实施方式的相比于其适应性的上输出电压极限和下输出电压极限的输出电压波形，该上输出电压极限和下输出电压极限用于在低带宽PI控制和从低负载条件快速改变到高负载条件的快速响应模式之间的切换。

图3描绘了根据本公开的实施方式的相比于其适应性的上输出电压极限和下输出电压极限的输出电压波形，该上输出电压极限和下输出电压极限用于在低带宽PI控制和从高负载条件瞬态改变到低负载条件的快速响应模式之间的切换。

图4描绘了根据本公开的实施方式的相比于其适应性的上输出电压极限和下输出电压极限的输出电压波形，该上输出电压极限和下输出电压极限用于在低带宽PI控制和从低负载条件逐渐改变到高负载条件的快速响应模式之间的切换。

图5是根据本公开的实施方式的配置为调适上输出电压极限和下输出电压极限的控制器的图。

图6是根据本公开的实施方式的包括图5的控制器的反激式变换器的图。

通过参考下面的详细描述，将最佳地理解本公开的实施方式及其优点。应当理解，相同的参考标记用于识别在一个或多个附图中示意的相同元件。

具体实施方式

为了满足改善单级AC-DC开关功率变换器中的瞬态响应的需要，对于当前输出电压纹波，适应性地确定触发从低带宽控制到快速响应控制的转变的上输出电压极限和下输出电压极限。以这种方式，上输出电压极限和下输出电压极限将取决于当前负载条件。在输出电流需求为轻的时段期间，在其标称值左右的输出电压纹波相对较小。本文公开的单态AC-DC开关功率变换器控制器通过与高输出电流需求时段期间使用的上输出电压极限相比降低上输出电压极限来响应于该减少的输出电压纹波。类似地，控制器在轻负载时段期间相比于在重负载条件期间使用的下输出电压极限增加下输出电压极限。

在重负载时段期间，输出电压纹波相对于输出电压的标称值(平均DC值)增加。因此响应于该增加的输出电压纹波，上输出电压极限增加。类似地，响应于增加的输出电压纹波，下输出电压极限降低。考虑到输出电压极限对当前负载需求的这种适应，控制器可以更快速地响应于欠电压或过电压条件。例如，图2示出了当负载从低负载需求的稳态时段突然改变到高负载需求的时段时的输出电压波形。由于在轻负载条件期间输出电压纹波相对于标称输出电压的减少，归因于与高负载时段期间使用的裕量相比的上输出电压极限的适应，上输出电压极限和标称输出电压之间的分离或裕量在轻负载条件期间被减小。类似地，相比于在高负载时段期间使用的裕量，在轻负载条件期间下输出电压极限和标称输出电压之间的裕量被适应性地减小。在时间t0，负载突然改变到重负载条件以使得输出电压被拉低到低输出电压极限之下。随后可以例如通过使用最大导通时间循环功率来将控制方法从常规的低速PI控制改变到高速控制。备选地，可以以充分增加的增益保持PI控制，以使得充分地响应于欠电压条件。如果在高速控制模式期间功率开关的循环在其最大导通时间饱和，则高速控制模式也可表示为开环控制模式，原因是导通时间不变化。备选地，切换频率可在高速控制模式期间增加。高速控制模式可继续直到输出电压上升到充分高于下输出电压极限为止，因此“中等”增益PI控制模式可接着发生，“中等”增益PI控制模式的响应速度大于低速PI控制模式但是小于高速控制模式。为了确定输出电压中的瞬态改变何时平息，控制器可在时间t0瞬态时段开始之后计数输出电压越过标称输出电压值的次数。在越过标称输出电压值的数量充足之后，控制器可以确定输出电压的瞬态时段已经在时间t1结束。如果标称电压的越过以两倍线路频率发生，则可以推定瞬态时段已经在时间t1结束，因此低带宽PI控制模式可重新开始。在瞬态时段期间，控制器可以调适电压极限但是在关于检测过电压或欠电压条件在瞬态时段期间不使用电压极限。归因于增加的负载，在时间t1的瞬态时段结束之后的上输出电压极限相比于在轻负载条件期间使用的上输出电压极限要更大。类似地，下输出电压极限相比于在轻负载条件期间使用的下输出电压极限被减小。产生的输出电压极限适应是相当有利的，原因是通过实行高速控制，相比于常规控制器，可以更快地检测欠电压条件并且可以更快地响应该欠电压条件。因此，归因于上输出电压极限和下输出电压极限的适应，相对于期望的标称值更佳地调节输出电压。

如在图3中示出的，对于从稳态重负载条件到低负载条件的突然或者瞬态的转变，发生类似的适应。在稳态重负载条件期间，输出电压纹波相对较大，使得输出电压极限的适应增加了极限到标称输出电压的裕量。在时间t0，负载需求突然转变到轻需求的时段。随后由于在重需求时段期间相对较缓慢的PI控制不能响应于负载需求的突然减少，当输出电压相应上升时，会违反上输出电压极限。然后，在随后的瞬态时段期间高速控制模式接着发生，在该随后的瞬态时段中控制器可计数输出电压越过标称输出电压的数量以在时间t1确定瞬态时段的结束。如关于图2的轻到重负载转变所描述的，在瞬态时段持续过程中输出电压已经充分恢复时控制器可切换到中等速度控制模式。控制器可以在瞬态时段期间调适输出电压极限以减少极限和标称输出之间的裕量。在时间t1瞬态时段的结束之后低带宽PI控制重新开始时使用减少裕量输出电压极限。以这种方式，控制器可以按照关于图2讨论的那样快速响应于随后施加的重负载。

如果负载需求没有突然改变，则控制器可以按照在图4中示出的对于从轻负载需求的时段到较重的负载需求的时段的逐渐转变，逐渐地调适输出电压极限。由于输出电压因负载需求的这种逐渐改变而从不违反输出电压极限，所以不调用高速控制模式。现在将讨论示例控制器实施方式。

图5示出示例控制器500。在该实施方式中，控制器500为峰值电流模式控制器，但是将可以理解本文讨论的输出电压极限适应也可以在恒定导通时间控制器中实现。将代表输出电压的反馈电压(V_FB)与比较器505处的参考电压进行比较以产生误差信号。补偿滤波器510可以按照高功率因数控制器技术领域中已知的方式补偿误差信号。乘法器515将误差信号与代表整流的输入电压V_输入的信号相乘以产生倍乘的误差信号。整流的输入电压以AC干线(未示出)频率两倍的频率进行循环。比较器520将倍乘的误差信号与代表由控制器500控制的AC-DC开关功率变换器的输入电流的I_感应信号进行比较。在低带宽PI控制期间，在I_感应超过倍乘的误差信号时比较器520在每个功率开关循环中切断功率开关(未示出)。倍乘的误差信号因此确定AC-DC开关功率变换器的期望峰值输入电流。由于该期望峰值输入电流是根据整流的输入电压的循环来调制的，所以产生的低带宽PI控制提供高功率因数。

模式控制电路525将输出电压(由V_FB代表)与上输出电压极限和下输出电压极限进行比较。如果输出电压在上输出电压极限和下输出电压极限之间，则比较器520按照上面讨论的那样控制功率开关循环。在输出电压超过上输出电压极限的过电压条件下，模式控制电路525使用快速模式控制来控制功率开关循环。类似地，模式控制电路525响应于欠电压条件调用快速模式控制，在欠电压条件中输出电压下降到下输出电压极限之下。基于输出电压与上输出电压极限和下输出电压极限的比较的模式控制是常规的。为了缓解与这种常规控制有关的下冲和过冲的问题，控制器500包括基于相比于标称输出电压的输出电压纹波适应性地改变上输出电压极限的上输出电压极限适应电路530。

上输出电压极限适应电路530可配置为使用输出电压纹波的百分比或者可简单地将电压偏移加到峰值输出电压以生成上输出电压极限。备选地，上输出电压极限适应电路530可并行地使用两种技术并且使用产生的最小或最大值。可以使用数字或模拟电路执行适应。为了提供平滑处理，上输出电压极限适应电路530可低通滤波上输出电压极限适应。下输出电压极限适应电路535类似地按照关于上输出电压极限适应电路530讨论的方式调适下输出电压极限。电路530和535可配置为在某最大负载需求条件下钳制(clamp)适应(防止上输出电压极限和下输出电压极限进一步改变)。

产生的输出电压极限适应可以在包括降压变换器和升压变换器的任意合适的高功率因数AC-DC开关功率变换器拓扑中实行。包括控制器500的示例反激式变换器600示于图6中。控制器500通过经由输出引脚5驱动其栅极来控制诸如NMOS晶体管Q1的功率开关的切换。在备选实施方式中，功率开关可使用双极型晶体管来实现。当被导通时，功率开关晶体管Q1响应于整流的输入电压V_输入允许初级电流流过变压器615的初级绕组610。包括二极管桥和电容器C1的整流器620对AC干线621上承载的交变线路电压进行整流以提供整流的输入电压V_输入。整流的输入电压V_输入因此仍然在AC干线循环的每半个循环里保持明显的正弦分布。

对于功率开关晶体管Q1的每个循环，初级绕组电流从零斜升到取决于输入电压V_输入、导通时间和初级绕组610的电感的峰值绕组电流值。当功率开关晶体管Q1停止循环时，次级绕组电流流过变压器615中的次级绕组，从峰值开始并且继续斜降到零。输出电容器C2使由次级绕组电流生成的产生输出电压V_输出稳定。二极管D1在初级绕组传导时防止次及绕组电流流动。备选地，二极管D1可以被晶体管开关替换，如同常规地利用同步整流的反激式变换器的情形。次级绕组电流产生跨越初级绕组610并且还跨越变压器615的辅助绕组630的反射电压。在二极管D1上将具有电压降，该电压降防止反射电压和输出电压之间的直接关系，同时次级电流仍然流动。但是当次级电流斜降到零时(变压器重置时间)，在二极管D1上间没有电压降，使得在这个时候产生的反射电压直接与输出电压相关。通过在该变压器重置时间间接采样输出电压，控制器500执行对输出电压的仅初级的反馈控制。例如，控制器500可包括通过由一对电阻器R3和R4形成的分压器对在辅助绕组630上的反射电压进行采样的V_FB引脚2。也可以通过二极管D2和电容器C3整流反射电压以形成在功率引脚1由控制器500接收的电源电压VCC。控制器500可包括接地引脚6和电流感应(I_感应)引脚4，引脚4通过在耦接到功率开关晶体管Q1的源极的采样电阻器R上产生的电压来采样初级绕组电流。通过控制器500产生的上输出电压极限和下输出电压极限的适应缓解了反激式变换器600中的输出电压的常规下冲和过冲。

除了缓解下冲和过冲问题之外，本文公开的适应性输出电压极限还解决了输出电容器C2的老化，输出电容器C2通常须具有相对较大的电容以确保稳定的稳态操作。为了以低成本提供充足的电容，常规使用电解质电容器来实现输出电容器C2。但是电解质电容器的电容在其寿命期间逐渐减小。输出电压纹波因此在电解质电容器的寿命期间逐渐增加。再次参考图4，输出电压纹波的缓慢增加是成问题的，原因在于增加的输出电压纹波将最终违反常规固定的上输出电压极限和下输出电压极限，因此正常操作不再稳定。为了延长期望寿命，制造商因此被迫增加电解质输出电容器的电容，这增加了成本。但是，本文描述的适应不仅能够使用具有减少的电容的比较便宜的输出电容器而且还可以有利地调适在输出电容器寿命中的增加的输出电压纹波。

如本领域技术人员现在可理解的并且取决于着手的特定应用，在不背离本公开的精神和范围的情况下可以对本公开的设备的材料、装置、配置和使用方法上做出许多修改、替换和变型。鉴于此，本公开的范围应当不限于本文示意和描述的特定实施方式的范围，因为它们仅仅是通过举例的方式描述的本公开的一些示例，本公开的范围应当与权利要求及其功能上的等价物的范围全面相称。

Claims (15)

1.一种控制开关功率变换器的系统；包括：

控制器，所述控制器用于控制开关功率变换器中的功率开关的循环，以调节输出电压到标称值，其中，所述控制器是峰值电流模式控制器；

上阈值电压适应电路，所述上阈值电压适应电路被配置为响应于所述输出电压与所述标称值之间的电压纹波的增加而增加上阈值电压，其中，所述上阈值电压适应电路进一步被配置为响应于所述电压纹波的减少而减少所述上阈值电压，其中，所述上阈值电压适应电路被配置为通过使用电压纹波的百分比来增加所述上阈值电压，并且其中，所述上阈值电压适应电路还被配置为将所述百分比添加到输出电压的峰值以增加所述上阈值电压；

下阈值电压适应电路，所述下阈值电压适应电路被配置为响应于所述电压纹波的增加而减少下阈值电压，其中，所述下阈值电压适应电路进一步被配置为响应于所述电压纹波的减少而增加所述下阈值电压；以及

模式控制电路，所述模式控制电路被配置为在用于开关功率变换器的输出电压小于所述上阈值电压并且大于所述下阈值电压时，允许控制器控制功率开关的循环，并且在所述输出电压大于所述上阈值电压或小于所述下阈值电压时防止控制器控制所述功率开关的循环。

2.根据权利要求1所述的系统，其中，所述下阈值电压适应电路被配置为通过使用所述电压纹波的百分比减少所述下阈值电压，并且其中，所述下阈值电压适应电路还被配置为从输出电压的最小值减去所述百分比以减少所述下阈值电压。

3.根据权利要求1所述的系统，其中，所述峰值电流模式控制器包括比较器，以响应于倍乘的误差信号与代表到AC-DC功率变换器的输入电流的输入电流信号I_感应的比较而生成切断命令。

4.根据权利要求3所述的系统，其中，所述AC-DC功率变换器是反激式变换器。

5.根据权利要求1所述的系统，其中，所述控制器是恒定导通时间控制器。

6.根据权利要求1所述的系统，其中，所述上阈值电压适应电路和下阈值电压适应电路被配置成在低电压纹波的时段期间使得所述上阈值电压和所述下阈值电压之间的分离减小，并且在高电压纹波的时段期间所述分离增加。

7.根据权利要求1所述的系统，其中，所述模式控制电路被配置为命令功率开关在所述输出电压小于所述下阈值电压时使用最大导通时间，并且在所述输出电压大于所述上阈值电压时使用最小导通时间。

8.一种控制开关功率变换器的方法，包括：

调适上阈值电压和下阈值电压之间的分离，从而所述分离响应于开关功率变换器的输出电压和输出电压的标称值之间的电压纹波的增加而增加，并且从而所述分离响应于所述电压纹波的减少而减少；以及

当所述输出电压小于所述上阈值电压并且大于所述下阈值电压时，使用比例-积分(PI)控制使开关功率变换器的功率开关循环，

其中，调适所述分离包括将电压偏移添加到输出电压的峰值以确定所述上阈值电压，以及从所述输出电压的最小值减去所述电压偏移以确定所述下阈值电压，其中，调适所述分离包括通过使用电压纹波的百分比来增加所述上阈值电压，并且其中，调适所述分离进一步包括将所述百分比添加到输出电压的峰值以增加所述上阈值电压。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，响应于电压纹波的百分比调适所述分离。

10.根据权利要求8所述的方法，其中，响应于所述输出电压的峰值和所述输出电压的最小值调适所述分离。

11.根据权利要求8所述的方法，还包括：

在输出电压降到所述下阈值电压之下时，使用最大导通时间使所述功率开关循环。

12.根据权利要求8所述的方法，还包括在所述输出电压降到所述下阈值电压之下时，使用最大切换频率。

13.根据权利要求8所述的方法，还包括：

在所述输出电压大于所述上阈值电压时，使用最小导通时间使所述功率开关循环。

14.根据权利要求8所述的方法，还包括响应于所述输出电压大于所述上阈值电压，使用最小切换频率。

15.根据权利要求8所述的方法，还包括钳制用于最大负载条件的分离的适应。