CN106789796B - 一种基于正交数字包络检波的0/π调制测角方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基于正交数字包络检波的0/π调制测角方法，通过时分开关分别实现两路差信号的0/π调制，降低测角性能对和差通道相位一致性的敏感度；总合成信号通过窄带滤波，将不同速率波形的下行通道通过一个通道实现，降低硬件成本；经过正交下变频得到I、Q两路基带信号，分别错开一个采样点做自相关，更准确地累计信号能量，解决工程实现中的残留载波问题；每个时隙内的首尾部分采样点不做相关运算，避免低频调制方波组在基带信号端与射频网络端的相位偏差影响。本发明和差通道相位一致性只需满足低频调制方波在跟踪接收机与射频网络前段允许出现可容忍的相差，本地载频与中频频率无需完全一致，利于硬件工程实现，系统自跟踪性能优异。

Description

一种基于正交数字包络检波的0/π调制测角方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及通信与测控领域中的一种单脉冲单通道跟踪接收机技术，可用于对目标的捕获、跟踪。

背景技术

在超宽带通信系统中，通常设计一窄波束高增益定向天线，采用自跟踪雷达稳定地跟踪目标，确保接收信号的功率大小，保障数据的远距离可靠传输。针对目前常用的单脉冲单通道雷达跟踪系统，跟踪接收机分为0/π调制和四相调制两种调制方法，将射频馈源网络输出的和差信号采用不同调制方式合为一路信号，通过对应方法解调角度差信息，并将其传递给伺服系统，驱动天线对准目标。因此，对跟踪接收机测角精度的研究有重要意义。

Adams.Norman.H.、Sequeira.H.Brian和Bray.Matthew等人在“Monopulseautotrack methods using software-defined radios”(IEEE Aerospace Confere--nce,2015(3))中提出改进后的0/π调制方法，对正交合并后的差路信号进行0/π两相调制，利用锁相环技术实现相干检波解调角度差信息，跟踪性能优异，但不足之处在于该方法仅适用于单载波接收信号。

为了将0/π调制方法适用于任何形式的接收信号，李瑞榜早在“扩频信号跟踪测角技术研究”(无线电工程，2004(1))中提出了一种改进方法，该方法对两路差信号用一组正交的低频调制方波分别进行0/π两相调制，接收机通过时域相关完成信号能量累计，以解调角度差信息。但不足之处在于时域相关过程中引入噪声能量，使系统的应用局限于高信噪比环境中。

王小妹在“宽带雷达信号接收系统单脉冲单通道跟踪接收机技术研究”(西安电子科技大学论文，2011(10))中介绍了四相调制方法，对正交合并后的差路信号进行四相调制，通过移位相关运算获得包络幅度，解调角度差信息，适用于任何形式的接收信号，但不足之处在于跟踪性能较差。

此外，上述两种测角方法对和差通道的相位一致性(交叉耦合特性)要求很高，需满足使得硬件成本和难度大大增加。同时，低频调制方波无法在跟踪接收机与射频网络前段始终保持同相，随时间推移或外界环境改变，该相位偏差会导致系统测角性能下降。现有的宽带信号测角方法无法兼顾高精度测角及低硬件要求。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明提供一种基于正交移位一点相关包络检波技术的正交0/π调制方法，该方法和差通道相位一致性只需满足低频调制方波在跟踪接收机与射频网络前段允许出现可容忍的相差，本地载频与中频频率无需完全一致，利于硬件工程实现，系统自跟踪性能优异。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案包括以下步骤：

1)跟踪接收机接收到馈源网络输出的和信号、方位差和俯仰差三路信号，通过一对正交的低频调制方波，分别对方位差和俯仰差信号进行0/π调制；

2)调制后的两路差信号与和信号相加，合成单通道跟踪信号；

3)单通道跟踪信号进行带通滤波，通带大小为信号带宽的1/6；

4)滤波后的单通道跟踪信号经过正交下变频变为I、Q两路基带信号，分别通过低通滤波后进行下采样处理，每个符号的采样点数不小于4；

5)根据步骤1)采用的一对正交低频调制方波，将时间分为4个时隙；在每一个时隙内，I、Q两路信号首尾处各去除N个采样点，分别延时一个采样点做自相关运算，完成能量累计，然后二者做求模运算，最终依次输出4个时隙的总能量值；

6)将四个总能量值的最大值与设定的门限比较，若四个总能量值的最大值大于门限值，则执行步骤7)；否则，返回步骤5)；

7)根据输出的四个总能量值，通过加减运算解调出两路差信号以及和信号大小，并作归一化处理，得到方位差和俯仰差电平；

8)多次统计方位差和俯仰差电平，求平均值，送给伺服系统。

本发明的有益效果是：以正交0/π调制方法为原型做出改进，减小和差信号之间的交叉耦合，降低了跟踪接收机对和差通道对相位一致性的要求；针对不同波形速率的接收信号，在A/D转换之前，采用小部分频带技术，统一经过一个窄带带通滤波器，避免了不同速率信号之间来回切换滤波器的问题；包络检波技术采用正交移位一点相关技术，通过下变频为正交I、Q两路信号，分别移位一点相关后求模得出信号包络，采用该技术的优点是本地载频与中频无需完全一致，解决了工程实现中的残留载频问题。在包络检波时，I、Q两路信号首尾各去除N个采样点，避免低频调制方波组在基带信号端与射频网络端的相位偏差所造成的影响，其中，相位延时Δt与去除采样点数N的关系为Δt＝±N/f_s。

附图说明

图1是本发明的跟踪接收机工作原理图。

图2是下变频下采样及正交移位一点相关包络检波原理图。

图3是角误差百分比与和差通道相位差关系仿真图。

图4是角误差百分比与信噪比关系仿真图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明，本发明包括但不仅限于下述实施例。

本发明的技术思路是，通过时分开关分别实现两路差信号的0/π调制，降低测角性能对和差通道相位一致性的敏感度；总合成信号通过窄带滤波器，将不同速率波形的下行通道通过一个通道实现，降低硬件成本；经过正交下变频得到I、Q两路基带信号，分别错开一个采样点做自相关，更准确地累计信号能量，同时解决工程实现中的残留载波问题；每个时隙内的首尾部分采样点不做相关运算，避免低频调制方波组在基带信号端与射频网络端的相位偏差影响。

本发明实现步骤如下：

1)跟踪接收机接收到馈源网络输出的和信号、方位差和俯仰差三路信号，通过一对正交的低频调制方波，分别对方位差和俯仰差信号进行0/π调制；

2)调制后的两路差信号相加成总的差信号，经过一个定向耦合器，再与和信号相加，合成单通道跟踪信号；

3)总合成信号通过一个窄带的带通滤波器(滤波器的通带大小一般选为信号带宽的1/6)；

4)经过正交下变频变为I、Q两路基带信号，分别通过低通滤波器后，再进行下采样处理(每个符号的采样点数一般不小于4)；

5)根据步骤1)采用的一对正交低频调制方波，将时间分为4个时隙。在每一个时隙内，I、Q两路信号首尾处各去除N个采样点(去除的采样点数N由正交调制方波的容许相位延时确定)，分别延时一个采样点做自相关运算，完成能量累计，然后二者做求模运算，最终依次输出4个时隙的总能量值；

6)将步骤5)得到的四个总能量值的最大值与设置门限(门限一般设置为无噪声条件下相关峰值的0.8倍)比较，判断通信信号是否到来，若总能量值的最大值大于门限值，则执行步骤7)；否则，返回步骤5)；

7)根据输出的四个总能量值，通过加减运算解调出两路差信号以及和信号大小，并作归一化处理，得到方位差和俯仰差电平；

8)多次统计方位差和俯仰差电平，求平均值，送给伺服系统。

参照附图1和附图2，本发明的具体实现步骤如下文描述。

1)假设天线馈源网络产生的三通道信号为：和信号U_∑、方位差信号U_A和俯仰差信号U_E，则

|U_A|＝kμθ_A|U_∑|，|U_E|＝kμθ_E|U_∑|

其中，θ_A和θ_E分别为方位误差角和俯仰误差角，k为和差通道耦合系数，μ为天线差斜率。通过两组正交的低频调制方波c₁(t)和c₂(t)分别对方位差和俯仰差信号进行0/π调制，即(c₁(t),c₂(t))取值为(0,0),(0,1),(1,1),(1,0)时，方位和俯仰误差信号分别移相(0°，0°)，(0°，180°)，(180°，180°)，(180°，0°)。

2)将四相调制后的信号与和信号相加，得到总合成信号。合成信号在不同时隙下的幅度为

U₁＝[1+kμ(θ_A+θ_E)]U_∑，当(c₁(t),c₂(t))＝(0,0)时，

U₂＝[1+kμ(θ_A-θ_E)]U_∑，当(c₁(t),c₂(t))＝(0,1)时，

U₃＝[1-kμ(θ_A+θ_E)]U_∑，当(c₁(t),c₂(t))＝(1,1)时，

U₄＝[1-kμ(θ_A-θ_E)]U_∑，当(c₁(t),c₂(t))＝(1,0)时。

3)总合成信号通过一个窄带的带通滤波器(滤波器的通带大小一般选为信号带宽的1/6)。

4)合成信号经过正交下变频变为I、Q两路基带信号，分别通过低通滤波器后，再进行下采样处理(每个符号的采样点数一般不小于4)。

5)以前文提及的一对低频方波信号c₁(t)、c₂(t)为基准，将时间分为四个时隙。在每一个时隙内，两路信号首尾各去除N个采样点(去除的采样点数N由正交调制方波的容许相位延时确定)，分别延时一个采样点做自相关运算，完成能量累计，然后二者做求模运算，输出总能量值和假设每个时隙内I，Q两路信号的采样点为(U_1I(1),U_1I(2),…,U_1I(L))和(U_1Q(1),U_1Q(2),…,U_1Q(L))，则有

其中，L为每个时隙内采样点数，f_s为采样频率，可容忍相位延时为Δt＝±N/f_s。

6)设定判决门限为η₀(门限一般设置为无噪声条件下相关峰值的0.8倍)，如果满足关系式(1)：则根据四个时隙的总能量值解调角度差信息；否则，继续判断直至关系式(1)成立。

7)设和为未归一化的方位和俯仰误差电平，则

由此，可得出归一化后的方位和俯仰误差电平和

8)统计M次方位和俯仰误差电平，求均值作为最终角度差信息，将其送至伺服系统，有

本发明的有益效果可通过以下仿真进一步说明。为方便叙述，下文命名正交0/π调制方法、四相调制方法和0/π调制方法为方法1、2和3。

1.仿真条件

在Simulink平台搭建跟踪接收机方法1和2仿真系统，仿真参数设置如下：接收信号形式QPSK，信号比特率100Mbps，方位电平0.7，俯仰电平0.4，和信号电平2，低频调制方波10KHz，信噪比8dB，采样率400MHz。

方法3仿真参数设置如下：接收信号形式信标信号，频率100MHz，方位电平0.7，俯仰电平0.4，和信号电平2，低频调制方波10KHz，信噪比8dB，采样率400MHz。

2.仿真内容和结果

仿真一：

用本发明的跟踪接收机方法1与传统的四相调制方法2和0/π调制方法3在上述仿真条件下，对测角误差与随差通道相位差变化的性能进行仿真比较，仿真结果如附图3所示。

方法1、2和3的测角误差与和差通道相位差的关系如图3所示。在和差通道范围[-20°,20°]时，方法1的测角误差百分比控制在1/10以内，而方法2和3的测角误差百分比接近60％。相比于方法2和3，方法1对和差通道相位一致性要求更低，易于硬件实现和降低成本。

仿真二：

用本发明的跟踪接收机方法1与传统的四相调制方法2和0/π调制方法3在上述仿真条件下，对测角误差随信噪比变化的性能进行仿真比较，仿真结果如附图4所示。

方法1、2和3的测角误差与信噪比的关系如图4所示。当信噪比在范围[0 10]dB时，方法1和3的测角误差百分比控制在3‰以内，而方法2的测角误差百分比小于2％。相比于方法2，方法1和方法3可工作的信噪比范围更大。

Claims (1)

1.一种基于正交数字包络检波的0/π调制测角方法，其特征在于包括下述步骤：

1)跟踪接收机接收到馈源网络输出的和信号、方位差和俯仰差三路信号，通过一对正交的低频调制方波，分别对方位差和俯仰差信号进行0/π调制；

2)调制后的两路差信号与和信号相加，合成单通道跟踪信号；

3)单通道跟踪信号进行带通滤波，通带大小为信号带宽的1/6；

4)滤波后的单通道跟踪信号经过正交下变频变为I、Q两路基带信号，分别通过低通滤波后进行下采样处理，每个符号的采样点数不小于4；

5)根据步骤1)采用的一对正交低频调制方波，将时间分为4个时隙；在每一个时隙内，I、Q两路信号首尾处各去除N个采样点，分别延时一个采样点做自相关运算，完成能量累计，然后二者做求模运算，最终依次输出4个时隙的总能量值；

6)将四个总能量值的最大值与设定的门限比较，若四个总能量值的最大值大于门限值，则执行步骤7)；否则，返回步骤5)；

7)根据输出的四个总能量值，通过加减运算解调出两路差信号以及和信号大小，并作归一化处理，得到方位差和俯仰差电平；

8)多次统计方位差和俯仰差电平，求平均值，送给伺服系统。