CN107707498A - 一种基于相位累积多普勒频偏补偿的0/π调制测角方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基于相位累积多普勒频偏补偿的0/π调制测角方法，在帧结构中的同步序列之后插入两个完全相同的CP数据段(符号长度为128)和Frank序列，接收端通过同步序列检测到数据帧到来后，将接收到的两个Frank序列做复相关运算，根据得到的复相关值计算出两个Frank序列的相位差，进而推算出频偏大小，完成频偏补偿；采用非相干解调‑幅度包络检波技术，降低频偏对测角性能的影响。本发明的频偏估计算法精度高，能够降低频偏对测角性能的影响和跟踪接收机对和差通道对相位一致性的要求，支持时变信道下抗多径功能的扩展。

Description

一种基于相位累积多普勒频偏补偿的0/π调制测角方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及通信与测控领域中的一种单脉冲单通道跟踪接收机技术，可用于对目标的捕获、跟踪。

背景技术

在宽带通信系统中，通常采用自跟踪雷达稳定地跟踪目标，保证足够的天线增益，确保数据的远距离可靠传输。

在特定的应用场景下，天线跟踪系统不会额外发送信标信号，而是直接采用宽带通信信号来实现天线的波束跟踪，为了适用于任何形式的接收信号，通常采用正交0/π调制法和四相调制法两种方法。

李瑞榜早在“扩频信号跟踪测角技术研究”(无线电工程，2004(1))中提出了一种正交0/π调制方法。该方法对两路差信号用一组正交的低频调制方波分别进行0/π两相调制，接收机通过时域相关完成信号能量累计，以解调角度差信息。但不足之处在于时域相关过程中引入噪声能量，使系统的应用局限于高信噪比环境中。

王小妹在“宽带雷达信号接收系统单脉冲单通道跟踪接收机技术研究”(西安电子科技大学论文，2011(10))中介绍了四相调制方法，对正交合并后的差路信号进行四相调制，通过移位相关运算获得包络幅度，解调角度差信息，该方法可工作在低信噪比的环境中，但不足之处在于跟踪性能较差。

遗憾的是，上述两种方法均未提及多普勒频偏对跟踪系统的影响。在特定环境下，发射接收双方往往存在相对高速移动，在超高频段的通信过程中必然带来多普勒频偏的影响，影响跟踪系统的性能。

王珊珊在“单通道角跟踪接收机基带信号处理技术”(西安电子科技大学论文，2011(12))中，提出通过“FFT频率估计法”对多普勒频偏进行补偿，但不足之处在于其系统资源开销大，频率估计性能较差，并且该方法仅适合信标信号形式的频偏估计。

张鹏在“高动态_低信噪比条件下基于PCM_FM遥测信号的角跟踪技术研究”(国防科学技术大学论文，2012(11))中，对王小妹提出的四相调制方法做出改进，引入“二阶锁频环”对多普勒频偏进行补偿，但不足之处在于其锁频时间长，实时性差。

因此，现有的宽带信号测角方法无法兼顾高精度频偏估计补偿、适用信号形式范围广及实时性好的要求。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明提供一种基于相位累积频偏估计补偿技术的正交0/π调制测角方法，该方法和差通道相位一致性只需满足抗多普勒频偏100KHz，低频调制方波在跟踪接收机与射频网络前端允许出现可容忍的相差，系统自跟踪性能优异。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案包括以下步骤：

1)在馈源网络输出的帧结构中，在同步序列之后插入两个完全相同的CP数据段和Frank序列；接收端接收馈源网络输出的和信号、方位差信号和俯仰差信号；通过一对正交的低频调制方波，分别对方位差信号和俯仰差信号进行0/π调制；

2)调制后的方位差信号和俯仰差信号相加成总的差信号，经过一个定向耦合器，再与和信号相加，合成单通道跟踪信号；

3)对单通道跟踪信号进行窄带滤波；

4)对窄带滤波后的单通道跟踪信号进行正交下变频，变为I、Q两路基带信号，分别通过低通滤波后，再进行下采样处理；

5)根据步骤1)采用的一对正交低频调制方波，将一个方波周期分为4个时隙；在每一个时隙内，I、Q两路信号首尾处各去除N个采样点，N由正交低频调制方波的容许相位延时确定，分别延时一个采样点做自相关运算，完成能量累计，然后二者做求模运算，最终依次输出4个时隙的总能量值；

6)将步骤5)得到的四个总能量值的最大值与设定门限比较，若总能量值的最大值大于门限值，则执行步骤7)；否则，返回步骤5)；

7)将接收到的两个Frank序列做复相关运算，由复相关值通过反三角函数计算出前后两个Frank序列的相位差，得到多普勒频偏值，完成频偏补偿；

8)将步骤5)得到的四个总能量值通过两两加减运算解调出两路差信号以及和信号大小，并作归一化处理，得到方位差和俯仰差电平；

9)多次统计方位差和俯仰差电平，求平均值，送给伺服系统。

所述的步骤3)中滤波通带选为信号带宽的1/6。

所述的步骤4)中每个符号的采样点数选择为4。

所述的步骤6)中门限设置为无噪声条件下相关峰值的0.8倍。

所述的步骤8)中四个总能量值开根号后通过两两加减运算解调出两路差信号以及和信号大小。

本发明的有益效果是：

1)频偏估计算法精度高，可将多普勒频偏纠正到1.2KHz的残留频偏以内，系统抗多普勒频偏100KHz。

2)采用非相干解调-幅度包络检波技术，降低频偏对测角性能的影响。

3)系统预留CP数据段，支持时变信道下抗多径功能的扩展。

4)采用正交0/π调制方法，减小和差信号之间的交叉耦合，降低了跟踪接收机对和差通道对相位一致性的要求。

5)在包络检波时，I、Q两路信号首尾各去除N个采样点，避免低频调制方波组在基带信号端与射频网络端的相位偏差所造成的影响，其中，相位延时Δt与去除采样点数N的关系为Δt＝±N/f_s。

附图说明

图1是帧结构示意图。

图2是本发明的跟踪接收机工作原理图。

图3是不纠频偏时，在不同信噪比条件下，角误差百分比与频偏关系仿真图。

图4是当信噪比为8dB时，在纠/不纠频偏条件下，角误差百分比与频偏大小关系仿真图。

图5是频偏估计精度图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明，本发明包括但不仅限于下述实施例。

本发明的技术思路是，1)在帧结构中的同步序列之后插入两个完全相同的CP数据段(符号长度为128)和Frank序列(符号长度为1024)，其帧结构如附图1所示，接收端通过同步序列检测到数据帧到来后，将接收到的两个Frank序列做复相关运算，根据得到的复相关值计算出两个Frank序列的相位差，进而推算出频偏大小，完成频偏补偿；2)采用非相干解调-幅度包络检波技术，降低频偏对测角性能的影响；3)增设CP数据段是为了进行频域均衡抵消多径效应，如果应用场景不考虑多径效应，可不增加CP，本发明预留CP数据段以备后续功能扩展。

本发明实现步骤如下：

1)跟踪接收机接收到馈源网络输出的和信号、方位差和俯仰差三路信号，通过一对正交的低频调制方波，分别对方位差和俯仰差信号进行0/π调制；

2)调制后的两路差信号相加成总的差信号，经过一个定向耦合器，再与和信号相加，合成单通道跟踪信号；

3)总合成信号通过一个窄带的带通滤波器(滤波器的通带大小一般选为信号带宽的1/6)；

4)经过正交下变频变为I、Q两路基带信号，分别通过低通滤波器后，再进行下采样处理(每个符号的采样点数一般选择为4)；

5)根据步骤1)采用的一对正交低频调制方波，将时间分为4个时隙。在每一个时隙内，I、Q两路信号首尾处各去除N个采样点(去除的采样点数N由正交调制方波的容许相位延时确定)，分别延时一个采样点做自相关运算，完成能量累计，然后二者做求模运算，最终依次输出4个时隙的总能量值；

6)将步骤5)得到的四个总能量值的最大值与设置门限(门限一般设置为无噪声条件下相关峰值的0.8倍)比较，判断通信信号是否到来，若总能量值的最大值大于门限值，则执行步骤7)；否则，返回步骤5)；

7)将接收到的两个Frank序列做复相关运算，由复相关值通过反三角函数计算出前后两个Frank序列的相位差，得到多普勒频偏值，完成频偏补偿。

8)同步骤5)，在不同时隙时得到四个总能量值。通过两两加减运算解调出两路差信号以及和信号大小，并作归一化处理，得到方位差和俯仰差电平；

9)多次统计方位差和俯仰差电平，求平均值，送给伺服系统。

本发明可适用于任何形式的接收信号，用向量的形式描述信号。参照图2，本发明的具体实现步骤如下文描述。

1)假设天线馈源网络产生的三通道信号为：和信号U_∑、方位差信号U_A和俯仰差信号U_E，则

|U_A|＝kμθ_A|U_Σ|，|U_E|＝kμθ_E|U_∑|

其中，θ_A和θ_E分别为方位误差角和俯仰误差角，k为和差通道耦合系数，μ为天线差斜率。通过两组正交的低频调制方波c₁(t)和c₂(t)分别对方位差和俯仰差信号进行0/π调制，即(c₁(t),c₂(t))取值为(0,0),(0,1),(1,1),(1,0)时，方位和俯仰误差信号分别移相(0°,0°),(0°,180°),(180°,180°),(180°,0°)。

2)将四相调制后的信号与和信号相加，得到总合成信号。合成信号在不同时隙下的幅度为

U₁＝[1+kμ(θ_A+θ_E)]U_∑，当(c₁(t),c₂(t))＝(0,0)时，

U₂＝[1+kμ(θ_A-θ_E)]U_∑，当(c₁(t),c₂(t))＝(0,1)时，

U₃＝[1-kμ(θ_A+θ_E)]U_∑，当(c₁(t),c₂(t))＝(1,1)时，

U₄＝[1-kμ(θ_A-θ_E)]U_∑，当(c₁(t),c₂(t))＝(1,0)时。

3)总合成信号通过一个窄带的带通滤波器(滤波器的通带大小一般选为信号带宽的1/6)。

4)合成信号经过正交下变频变为I、Q两路基带信号，分别通过低通滤波器后，再进行下采样处理(每个符号的采样点数一般不小于4)。

5)以前文提及的一对低频方波信号c₁(t)、c₂(t)为基准，将时间分为四个时隙。在每一个时隙内，两路信号首尾各去除N个采样点(去除的采样点数N由正交调制方波的容许相位延时确定)，分别延时一个采样点做自相关运算，完成能量累计，然后二者做求模运算，输出总能量值和假设每个时隙内I，Q两路信号的采样点为(U_kI(1),U_kI(2),…,U_kI(L))和(U_kQ(1),U_kQ(2),…,U_kQ(L))，则有

其中，L为每个时隙内采样点数，f_s为采样频率，可容忍相位延时为Δt＝±N/f_s。

6)设定判决门限为η₀(门限一般设置为无噪声条件下相关峰值的0.8倍)，如果满足关系式(1)：则根据两个Frank序列进行频域均衡；否则，继续判断直至关系式(1)成立。

7)将接收到的两个Frank序列做复相关运算，得到复相关值R_f，

其中，L为每个时隙内采样点数，[·]^*为共轭运算。由复相关值计算出前后两个Frank序列的相位差

从而得到多普勒频偏值Δf，

其中，R_s为接收信号的符号速率。最后，对后续数据段进行频偏补偿，有

U_k(i)＝[U_kI(i)+jU_kQ(i)]exp(-j2πiΔf/R_s),k＝1,2,3,4,i＝1,2,…,L；

8)同步骤5)，在不同时隙时得到四个总能量值和设和为未归一化的方位和俯仰误差电平，则

由此，可得出归一化后的方位和俯仰误差电平和

9)统计M次方位和俯仰误差电平，求均值作为最终角度差信息，将其送至伺服系统，有

本发明的有益效果可通过以下仿真进一步说明。

1.仿真条件

在Simulink平台搭建跟踪接收机仿真系统，仿真参数设置如下：接收信号形式QPSK，信号比特率100Mbps，方位电平0.7，俯仰电平0.4，和信号电平2，低频调制方波10KHz，中频1.5GHz。

2.仿真内容和结果

仿真一：

针对没有频偏补偿技术的传统方法，假设和差通道无相位差，在上述仿真条件下，对测角误差与频偏、信噪比变化的性能进行仿真比较，仿真结果如图3所示。

系统频偏在0～60KHz时，测角误差百分比随系统频偏的增大而缓慢增大，在信噪比为8dB时，误差百分比控制在2％以内；系统频偏大于60KHz时，测角误差百分比快速增加，最大达到5％。

仿真二：

用本发明的跟踪接收机方法和没有频偏补偿技术的传统方法在上述仿真条件下，设定信噪比为8dB，对测角误差与频偏变化的性能进行仿真比较，仿真结果如图4所示。

系统频偏在0～20KHz时，两种方法的测角误差百分比都控制在1％以内；系统频偏大于60KHz时，传统方法的测角误差百分比快速增加，最大达到5％，而本发明的跟踪接收机方法测角误差百分比始终控制在1％以内，有效地降低多普勒频偏对测角性能的影响。

仿真三：

用本发明的频偏补偿算法在上述仿真条件下，设定频偏大小为100KHz，仿真10⁶次，对频偏补偿后的残留频偏进行仿真统计，仿真结果如图5所示。通过频偏补偿后，系统残留频偏基本控制在1.2KHz以内。

Claims (5)

1.一种基于相位累积多普勒频偏补偿的0/π调制测角方法，其特征在于包括下述步骤：

1)在馈源网络输出的帧结构中，在同步序列之后插入两个完全相同的CP数据段和Frank序列；接收馈源网络输出的和信号、方位差信号和俯仰差信号；通过一对正交的低频调制方波，分别对方位差信号和俯仰差信号进行0/π调制；

2)调制后的方位差信号和俯仰差信号相加成总的差信号，经过一个定向耦合器，再与和信号相加，合成单通道跟踪信号；

3)对单通道跟踪信号进行窄带滤波；

4)对窄带滤波后的单通道跟踪信号进行正交下变频，变为I、Q两路基带信号，分别通过低通滤波后，再进行下采样处理；

5)根据步骤1)采用的一对正交低频调制方波，将一个方波周期分为4个时隙；在每一个时隙内，I、Q两路信号首尾处各去除N个采样点，N由正交低频调制方波的容许相位延时确定，分别延时一个采样点做自相关运算，完成能量累计，然后二者做求模运算，最终依次输出4个时隙的总能量值；

6)将步骤5)得到的四个总能量值的最大值与设定门限比较，若总能量值的最大值大于门限值，则执行步骤7)；否则，返回步骤5)；

7)将接收到的两个Frank序列做复相关运算，由复相关值通过反三角函数计算出前后两个Frank序列的相位差，得到多普勒频偏值，完成频偏补偿；

8)将步骤5)得到的四个总能量值通过两两加减运算解调出两路差信号以及和信号大小，并作归一化处理，得到方位差和俯仰差电平；

9)多次统计方位差和俯仰差电平，求平均值，送给伺服系统。

2.根据权利要求1所述的基于相位累积多普勒频偏补偿的0/π调制测角方法，其特征在于：所述的步骤3)中滤波通带选为信号带宽的1/6。

3.根据权利要求1所述的基于相位累积多普勒频偏补偿的0/π调制测角方法，其特征在于：所述的步骤4)中每个符号的采样点数选择为4。

4.根据权利要求1所述的基于相位累积多普勒频偏补偿的0/π调制测角方法，其特征在于：所述的步骤6)中门限设置为无噪声条件下相关峰值的0.8倍。

5.根据权利要求1所述的基于相位累积多普勒频偏补偿的0/π调制测角方法，其特征在于：所述的步骤8)中四个总能量值开根号后通过两两加减运算解调出两路差信号以及和信号大小。