CN107231176A - 一种基于子载波能量的ofdm‑mfsk水声通信宽带多普勒估计与补偿方法 - Google Patents
一种基于子载波能量的ofdm‑mfsk水声通信宽带多普勒估计与补偿方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种基于子载波能量的OFDM‑MFSK水声通信宽带多普勒估计与补偿方法，属于水下通信领域。具体内容如下：发射端在同步信号与数据之间插入脉冲对信号；接收端首先对同步信号进行检测，完成多普勒初步补偿；按照逐数据块的方式，对数据中每个OFDM‑MFSK数据块进行解调估计出有效子载波位置，并将全部有效子载波处的能量和作为代价函数，按照假设的不同多普勒因子进行搜索，以此获得当前数据块的精细多普勒因子，完成多普勒的细补偿；最后进行接收数据的解调。本方法有效实现了水下OFDM‑MFSK通信系统中宽带多普勒的精确估计与补偿，解决了传统多普勒估计方法稳定性差估计精度低的问题。
Description
技术领域
本发明涉及的是一种基于子载波能量的OFDM-MFSK水声通信宽带多普勒估计与补偿方法，属于水下通信领域。
背景技术
在水声通信中，信源和信宿之间的相对运动会导致水声通信系统受到严重的多普勒影响。在多载波水声通信系统中，严重的多普勒效应直接使系统受到子载波间干扰以及子载波信噪比降低的影响，导致误码率增加。水声信道的超宽带特性，使得多载波系统的不同子载波的频率偏移是非一致的，即宽带多普勒效应，故应将多普勒因子作为主要参数进行研究。
通常水声通信系统采用发射已知的单频信号通过估计频率偏移来计算多普勒因子，但水声信道严重的频率选择性使得单频信号在使用中信噪比损失严重，导致测量结果出现误差，同时为了获得较高的估计精度，一般单频信号较长，会降低系统的功率效率。也有学者提出在水声通信系统一帧数据的首尾插入线性调频信号(LFM)，通过测量发射信号时间上的压缩与扩展来估计整帧数据的平均多普勒因子，然而当系统发射数据较长时，接收端必须存储全部的一帧数据才能完成多普勒的补偿，由此带来较大的硬件存储开销和较长的通信时延，不利于系统的实际工程应用，而且当信道恶劣变化较快时，首尾线性调频信号的相关峰最大值会出现在不同的多途路径上，导致测时不准，给多普勒估计结果带来较大偏差。在无线电OFDM系统中，通过在发射数据中插入空子载波来实现多普勒的精确估计并得到了广泛的研究，但该方法牺牲了固有子载波数量，对于相同带宽条件下，OFDM-MFSK系统由于采用MFSK的映射方式，有效子载波的数量随着调制数M的增加而减少，通信速率降低，若依然采用将空子载波插入的方法，OFDM-MFSK系统将会进严重损失系统的通信速率。综上所述，传统的水下通信宽带多普勒估计方法在使用中存在一定的问题，而本发明则可以有效避免上述问题，实现了水下OFDM-MFSK系统宽带多普勒的稳健高精度估计。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于子载波能量的OFDM-MFSK水声通信宽带多普勒估计与补偿方法，该方法有效实现了水下OFDM-MFSK通信系统中宽带多普勒的精确估计与补偿，解决了传统多普勒估计方法在快变多途水声信道应用中存在稳定性差、估计精度低的问题。
本发明的目的是这样实现的：
(1)发射端在同步信号与数据之间插入脉冲对信号；
(2)接收端首先对同步信号进行检测，截取脉冲对信号和数据，利用脉冲对信号对多普勒进行粗估计，并完成多普勒初步补偿；
(3)按照逐数据块的方式，对数据中每个OFDM-MFSK数据块进行解调估计出有效子载波位置，并将全部有效子载波处的能量和作为代价函数，按照假设的不同多普勒因子进行搜索，以此获得当前数据块的精细多普勒因子，并完成多普勒的细补偿；
(4)最后进行接收数据的解调。
本发明的特点为：在通信系统发射端需要在同步信号与数据之间加入宽带脉冲对信号；然后接收端利用宽带脉冲对信号实现宽带多普勒的稳健粗估计，并对全部数据进行初步补偿，残余多普勒可以视为窄带多普勒，即将系统的宽带多普勒问题转化为窄带多普勒问题；接下来按照逐数据块的方式，利用每个OFDM-MFSK数据块中固有的有效子载波能量，搜索实现残余的窄带多普勒精细估计和跟踪；最后进行全部接收数据的解调。
本发明的主要优势在于：(1)通过采用宽带脉冲对信号实现了宽带多普勒的稳健估计，以此有效避免了单频信号受多途衰落水声信道的影响信噪比损失的问题，同时解决了首尾插入线性调频信号(LFM)方法受时变多途水声信道影响估计稳定性差的问题，且脉冲对方法无需接收数据的长时间存储，提高了通信的实时性；(2)现有的技术采用脉冲对算法可以有效提高多普勒的估计稳定性，但由于受多途环境的影响，其估计精度与真实值存在一定的偏差(或者称为残余偏差)，而本发明提供的方法在脉冲对方法基础上，利用每个OFDM-MFSK数据块固有的有效子载波，将有效子载波能量和作为代价函数，通过对不同多普勒因子进行搜索来获得逐个数据块的精细多普勒估计，有效确保了多普勒因子的估计精度，实现了多普勒的跟踪，弥补了脉冲对算法只能对瞬时多普勒进行估计的缺点；(3)相比于传统OFDM系统中的空子载波方法，本发明提供的方法采用的是每个数据块中固有的子载波，并未插入空子载波，因此没有牺牲系统原有的频带利用率和通信速率，所以提出的基于子载波能量的OFDM-MFSK水声通信宽带多普勒估计与补偿方法可以在快变多途信道下实现稳健高精度的宽带多普勒估计与补偿；(4)本发明不仅可以应用于基于循环前缀的OFDM-MFSK(CP-OFDM-MFSK)水声通信系统，也可应用于基于置零的OFDM-MFSK(ZP-OFDM-MFSK)水声通信系统中，具有良好的通用性。
附图说明
图1是OFDM-MFSK水声通信系统发射帧结构示意图；
图2是OFDM-MFSK数据块的两种实现方式示意图；
图3是OFDM-MFSK水声通信系统接收端的多普勒处理流程图；
图4是有效子载波能量搜索示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明给出更详细的说明。
1、首先在发射的一帧数据中加入宽带脉冲对信号，具体使用的发射帧结构如图1所示。使用线性调频信号作为同步信号，采用的宽带脉冲对由线性调频信号(LFM)组成，最后是多个OFDM-MFSK数据块组成的数据。脉冲对与同步信号和数据之间要加入保护间隔，保护间隔长度大于信道多途扩展长度。每个OFDM-MFSK数据块为单个时域OFDM-MFSK符号加入循环前缀或者置零数据后的信号，图2给出的是单个OFDM-MFSK数据块的两种实现方式。
2、接收端的信号处理过程如图3所示。首先对同步信号进行检测，截取脉冲对信号和数据。利用脉冲对信号实现宽带多普勒粗估计，并完成多普勒初步补偿。下面给出利用脉冲对信号实现宽带多普勒粗估计的详细过程：
假设发送单个脉冲序列的时域信号xn的复通带等效信号为
sn＝xn exp(j2πftnTs) (1)
其中，ft为发送载波频率，Ts为采样间隔。
在接收端，若不考虑噪声的影响，则复基带等效信号为
rn＝xn exp(j2πfrnTs)exp(-j2πftnTs)＝xn exp(j2πΔfnTs) (2)
式中，fr为接收载波频率，Δf＝fr-ft为载波频率偏移。
则两个重复序列的复相关为
其中，D为这两个重复序列这间的延时对应的采样点数，即为单个脉冲序列的采样点数。
因此，得到载波频率偏移量
式中，∠Rr为复相关函数计算出的相位，fs＝1/Ts为采样频率，τ单个脉冲的持续时间。
两个重复序列自相关函数的相位取值范围∠Rr∈(-π,+π)，因此测量频偏频率超过这个范围将产生多普勒频偏估计模糊的现象，故实际中需要根据载体的最大运动速度，确定系统最大载波频率偏移，进而确定使用的单个脉冲的持续时间。由此，粗估计得到的多普勒因子ε1为
ε1＝Δf/ft (5)
根据估计出的多普勒因子ε1，对接收的数据进行重采样，完成数据多普勒初步补偿，新的采样率fs′＝fs(1+ε1)。
3、经过多普勒初步补偿后，可以将系统宽带多普勒问题转化为窄带多普勒问题。按照逐数据块的方式，对数据中每个OFDM-MFSK数据块进行解调，估计出有效子载波位置，并将全部有效子载波处的能量和作为代价函数，按照假设的不同多普勒因子进行搜索，以此获得当前数据块的精细多普勒因子，并完成多普勒的细补偿。下面详细给出单个OFDM-MFSK数据块的多普勒因子精细估计过程：
假定经过多普勒初步补偿以后每个OFDM-MFSK符号的离散信号表达式为R＝[r1,r2,...,rN]。若对该符号进行G次速度搜索，则第i(1≤i≤G)次搜索时得到的每个子载波的幅度为
式中，W为傅立叶变换矩阵，为含有多普勒因子的对角矩阵，N为DFT点数，K为全部载波个数，()T代表矩阵转置,()*代表矩阵共轭。
其中，T为一个OFDM-MFSK符号长度，为搜索时假定的多普勒因子，vi搜索时假定的相对运动速度，c水下声速。
将解调后的数据以M为一组进行划分，按照最大似然判决得到全部P＝K/M个有效子载波，并将全部有效子载波的能量求和，得到第i次多普勒因子搜索的能量和
其中，pm为第P组MFSK数据中的第m个元素。
图4给出了利用傅立叶变换求解子载波能量和的示意图，由图可知当设定的多普勒因子为真值时，可以获得每个有效子载波能量的最大值，即子载波能量和的代价函数是关于假设多普勒因子的凸函数，搜索函数中最大值所对应的多普勒因子即为估计值ε2，表达式如下：
4、由估计出的残余窄带多普勒因子ε2，再对数据进行一次重采样，完成残余多普勒的精细补偿，最后完成数据的解调。
Claims (7)
1.一种基于子载波能量的OFDM-MFSK水声通信宽带多普勒估计与补偿方法，其特征在于：(1)发射端在同步信号与数据之间插入脉冲对信号，脉冲对信号最后是多个OFDM-MFSK数据块组成的数据；(2)接收端首先对同步信号进行检测，截取脉冲对信号和数据，利用脉冲对信号对多普勒进行粗估计，并完成多普勒初步补偿；(3)按照逐数据块的方式，对数据中每个OFDM-MFSK数据块进行解调估计出有效子载波位置，并将全部有效子载波处的能量和作为代价函数，按照假设的不同多普勒因子进行搜索，以此获得当前数据块的精细多普勒因子，并完成多普勒的细补偿；(4)最后进行接收数据的解调。
2.根据权利要求1所述的一种基于子载波能量的OFDM-MFSK水声通信宽带多普勒估计与补偿方法，其特征在于：所述的脉冲对信号为带宽脉冲对信号，使用的发射帧结构如附图1所示，采用的宽带脉冲对由线性调频信号(LFM)组成，最后是多个OFDM-MFSK数据块组成的数据。
3.根据权利要求1所述的一种基于子载波能量的OFDM-MFSK水声通信宽带多普勒估计与补偿方法，其特征在于：插入的脉冲对信号与同步信号和数据之间要加入保护间隔，保护间隔长度大于信道多途扩展长度，所述的OFDM-MFSK数据块每个为单个时域OFDM-MFSK符号加入循环前缀或者置零数据后的信号，单个OFDM-MFSK数据块的两种实现方式如附图2所示。
4.根据权利要求1所述的一种基于子载波能量的OFDM-MFSK水声通信宽带多普勒估计与补偿方法，其特征在于：所述的利用脉冲对信号对多普勒进行粗估计过程如下，假设发送单个脉冲序列的时域信号xn的复通带等效信号为
sn＝xn exp(j2πftnTs) (1)
其中，ft为发送载波频率，Ts为采样间隔；
在接收端，若不考虑噪声的影响，则复基带等效信号为
rn＝xn exp(j2πfrnTs)exp(-j2πftnTs)＝xn exp(j2πΔfnTs) (2)
式中，fr为接收载波频率，Δf＝fr-ft为载波频率偏移；则两个重复序列的复相关为
<mrow>
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<mi>R</mi>
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其中，D为这两个重复序列这间的延时对应的采样点数，即为单个脉冲序列的采样点数；
因此，得到载波频率偏移量
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<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
式中，∠Rr为复相关函数计算出的相位，fs＝1/Ts为采样频率，τ单个脉冲的持续时间；
两个重复序列自相关函数的相位取值范围∠Rr∈(-π,+π)，因此测量频偏频率超过这个范围将产生多普勒频偏估计模糊的现象，故实际中需要根据载体的最大运动速度，确定系统最大载波频率偏移，进而确定使用的单个脉冲的持续时间，由此，粗估计得到的多普勒因子ε1为
ε1＝Δf/ft (5)
根据估计出的多普勒因子ε1，对接收的数据进行重采样，完成数据多普勒初步补偿，新的采样率fs′＝fs(1+ε1)。
5.根据权利要求1所述的一种基于子载波能量的OFDM-MFSK水声通信宽带多普勒估计与补偿方法，其特征在于：经过多普勒初步补偿后，可以将系统宽带多普勒问题转化为窄带多普勒问题，按照逐数据块的方式，对数据中每个OFDM-MFSK数据块进行解调，估计出有效子载波位置，并将全部有效子载波处的能量和作为代价函数，按照假设的不同多普勒因子进行搜索，以此获得当前数据块的精细多普勒因子，并完成多普勒的细补偿。
6.根据权利要求5所述的一种基于子载波能量的OFDM-MFSK水声通信宽带多普勒估计与补偿方法，其特征在于：所述的单个OFDM-MFSK数据块的多普勒因子精细估计过程如下，假定经过多普勒初步补偿以后每个OFDM-MFSK符号的离散信号表达式为R＝[r1,r2,...,rN]，若对该符号进行G次速度搜索，则第i(1≤i≤G)次搜索时得到的每个子载波的幅度为
式中，W为傅立叶变换矩阵，为含有多普勒因子的对角矩阵，N为DFT点数，K为全部载波个数，()T代表矩阵转置,()*代表矩阵共轭；
<mrow>
<msub>
<mover>
<mi>&epsiv;</mi>
<mo>~</mo>
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<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
其中，T为一个OFDM-MFSK符号长度，为搜索时假定的多普勒因子，vi搜索时假定的相对运动速度，c水下声速；
将解调后的数据以M为一组进行划分，按照最大似然判决得到全部P＝K/M个有效子载波，并将全部有效子载波的能量求和，得到第i次多普勒因子搜索的能量和
<mrow>
<mi>E</mi>
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<mo>)</mo>
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</mrow>
其中，pm为第P组MFSK数据中的第m个元素；
利用傅立叶变换求解子载波能量和的示意图如附图4所示，由图可知当设定的多普勒因子为真值时，可以获得每个有效子载波能量的最大值，即子载波能量和的代价函数是关于假设多普勒因子的凸函数，搜索函数中最大值所对应的多普勒因子即为估计值表达式如下：
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</mrow>
其中，ε2为多普勒因子。
7.根据权利要求1所述的一种基于子载波能量的OFDM-MFSK水声通信宽带多普勒估计与补偿方法，其特征在于：由估计出的残余窄带多普勒因子ε2，再对数据进行一次重采样，完成残余多普勒的精细补偿，最后完成数据的解调。
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