CN106416167B - 在基于ofdm的系统中通过sinr测量进行的定时偏移估计 - Google Patents

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Abstract

用于OFDM信号的定时同步的方法对于监听基站(BS)与移动通信系统中的另一个BS建立BS同步来说是有用的。所述方法包括估计信号与参考采样时刻的定时偏移。在估计定时偏移时，首先确定可估计的定时偏移的最大检测范围，该可估计的定时偏移仅通过信号中的两个预先选择的导频符号之间的观测的相位差来估计。然后将定时偏移确定为最大检测范围的整数倍加上残余定时偏移。通过候选整数集确定所乘的整数。根据考虑的候选整数，屏蔽OFDM信号采样序列的一部分并且计算由此而产生的信号与干扰加噪声比(SINR)。通过识别出具有最大SINR的候选整数确定所乘的整数。

Description

在基于OFDM的系统中通过SINR测量进行的定时偏移估计
技术领域
本发明总体上涉及在接收器处的正交频分复用(OFDM)信号的定时同步。特别地，本发明涉及一种通过测量掩码后的OFDM信号的信号与干扰加噪声比(SINR)来估计OFDM信号相对于参考采样时刻的定时偏移的技术。
背景技术
在利用上行链路和下行链路信号的时分双工(TDD)的移动通信系统中，基站(BS)需要在信号传输中彼此同步以避免在不同信号间产生不必要的干扰。一种实现移动通信系统的BS的同步的方法是允许第一BS监听来自第二BS的无线电信号，以使第一BS基于该无线电信号与第二BS时间同步。另外，有时需要重新同步。为了说明重新同步的需求，考虑图1示出的情况。最初与原主BS 120时间校准的监听BS 110，例如由于原主BS 120变为停止服务，而失去与该BS 120的同步。随后需要监听BS 110将其本身与新主BS 130同步。在信号传输中，在原主BS 120和新主BS 130之间可能已经存在固有的定时差。另外，原主BS 120和监听BS 110之间的信号路径125的长度通常与用于从新主BS 130到监听BS 110传输信号的信号路径135的长度不同。因此，在监听BS 110，接收到的从新主BS 130发送的信号通常与源于原主BS 120的另一个接收信号没有时间对准。要求在监听BS 110进行新主BS 130的信号的定时同步。
由于各种优点，大多数现今和将来的移动通信系统(例如，长期演进(LTE)系统)使用OFDM进行数据传输。Jan-Jaap van de Beek等人于1995年发表于通用个人通信的IEEE国际会议论文集中的“Low-Complexity Frame Synchronization in OFDM Systems”一文提出了一种用于建立OFDM信号的定时同步的相关方法，通过引用的方式将该公开合并到本文中。然而，这种相关方法要求观测时间间隔较长，这对监听BS来说是不现实的。
大多数移动通信系统在OFDM信号中嵌入了导频符号。通过进一步地利用这些导频符号可以实现定时同步。为了说明，图2描述了时间-频率平面，导频符号位于该平面中，其中，作为示例性的例子，根据LTE规范设置导频符号。有两个由频率间隔230分隔的导频符号210、220。定时偏移的存在被转换成两个导频符号210、220中的每一个的成比例的相移。由此可见，可基于观测的两个导频符号210、220之间的相移来估计定时偏移。因为观测的相移具有2π的模糊，所以具有可以估计的定时偏移的最大检测范围。在很多实际情况下，实际的定时偏移通常超过该最大检测范围。US2014/0036779A1和US7558245B2提供了一种克服该限制的定时偏移估计方法，但是这些方法的实现复杂度较高。
本领域需要一种利用导频符号估计超出前述最大检测范围的定时偏移的定时同步技术。该技术不仅适用于移动通信系统，而且对其他无线通信系统也是有用的，其他无线通信系统例如是具有多个接入点以进行协同传输的无线局域网(WLAN)。
发明内容
本发明的一个方面是提供一种用于执行接收的OFDM信号的定时同步的方法。所述接收的OFDM信号包含多个导频符号，所述多个导频符号包括两个预先选择的导频符号。所述方法包括：估计接收的OFDM信号与参考采样时刻的定时偏移。将所述定时偏移Noffset表示为采样时间间隔的整数数量。
按如下步骤估计所述定时偏移。确定可估计的定时偏移的最大检测范围，该可估计的定时偏移仅通过接收的OFDM信号中的两个预先选择的导频符号之间的观测的相位差来估计。由此，将Noffset确定为：Noffset＝ioffsetNdet+Nres，其中，Ndet是所述最大检测范围，ioffset是待确定的整数，并且Nres是残余定时偏移，所述残余定时偏移为正、负或零，且其值不大于Ndet的一半。在OFDM符号持续期间对接收的OFDM信号进行采样以获得NFFT个OFDM信号采样的序列S，其中，对接收的OFDM信号进行采样从所述参考采样时刻开始。值NFFT是在解调一个OFDM符号时使用的采样的数量。基于为了确定ioffset而选择的候选整数集，对每个候选整数重复信号与干扰加噪声比(SINR)计算过程。针对单个候选整数i的所述SINR计算过程包括：计算Nmask＝|iNdet|；当i>0时，将S的前Nmask个采样设为0以产生在i下的OFDM信号采样的屏蔽序列当i<0时，将S的后Nmask个采样设为0以产生当i＝0时，设置以及计算由给出的构建的OFDM符号的SINR。确定ioffset以使得在所有的候选整数中针对计算的SINR最大。
优选地，根据S中的所述两个预先选择的导频符号之间的观测的相位差确定Nres。
该方法可在包括一个或多个处理器的无线收发器中实现，所述一个或多个处理器被配置为根据公开的方法的任意一个实施例执行接收的OFDM信号的定时同步。所述无线收发器可在BS中实现。
如下文的实施例所示出的，公开了本发明的其他方面。
附图说明
图1示出了最初与原主BS时间校准的监听BS失去与该原主BS的同步，这样就要求监听BS与新主BS同步。
图2作为说明的例子描述了时间-频率平面，导频符号位于该平面中，其中，根据LTE规范设置导频符号。
图3示出了用于比较的三个OFDM信号，该三个OFDM信号是正确时间校准的信号、迟到信号和早到信号。
图4描述了根据本发明的示例性实施例的流程图，该流程图示出了用于估计定时偏移的步骤。
图5描述了根据本发明的示例性实施例的示出对值ioffset进行估计的流程图，所述值ioffset是定时偏移除以最大检测范围的商。
图6描述了根据本发明的一个实施例的流程图，该流程图示出了对残余定时偏移的估计。
图7描述了用于估计ioffset的值的装置。
图8以举例说明的方式示出了在无线通信设备中实现的无线收发器，其中，所述无线收发器在建立与接收的OFDM信号的定时同步中采用本发明的实施例。
具体实施方式
发明人已经发现促成本发明的形成的下述事实。
图3示出了用于比较的三个OFDM信号，第一个是正确时间校准的信号310，第二个是迟到信号320，第三个是早到信号330。考虑了如图1描述的情况。
不失一般性地，将监听BS 110使用的参考采样时刻340作为时间基准。如果从新主BS 130发送的OFDM信号在参考采样时刻340是时间校准的，则该OFDM信号是正确时间校准的信号310。OFDM信号具有位于OFDM符号体314之前的循环前缀(CP)312。作为用于举例说明的例子，参考采样时刻340位于CP 312的中间。在监听BS 110处，在一个OFDM符号体的持续时间342期间，对OFDM信号进行采样，从而产生了OFDM信号采样的序列。对该序列执行快速傅立叶变换(FFT)恢复了原来复用在OFDM信号中的数据符号。
如果来自新主BS 130的OFDM信号相对于正确时间校准的信号310延迟到达，则将该OFDM信号视为迟到信号320。在不知道该延迟的情况下，监听BS 110仍然在上述持续时间342对迟到信号320进行采样，并且由于迟到信号320中的紧邻的OFDM符号322，所以获得的OFDM信号采样序列包括位于获得的序列的前部的符号间干扰(ISI)区域326。由此可见，迟到信号320具有比正确时间校准的信号310的SINR小的SINR。
如果来自新主BS130的OFDM信号比正确时间校准的信号310早到达，则将该OFDM信号视为早到信号330。在采样之后，由于早到信号330中的紧邻的OFDM符号332，所以最终的OFDM信号采样序列包括位于最终的序列后部的ISI区域337。类似地，早到信号330具有比正确时间校准的信号310的SINR小的SINR。
对于迟到信号320或早到信号330来说，如果将ISI从OFDM信号采样序列中去除，则最终的SINR会增加。如果将ISI的整个区域326完全从迟到信号320中移除(或者如果将ISI的整个区域337完全从早到信号330中移除)，则最终的SINR达到最大值。因此，可通过屏蔽OFDM信号采样序列的一部分并找到导致最大SINR的该部分的长度，来估计从新主BS130发送的OFDM信号的定时偏移。基于该发现而提出了本发明。
虽然在下文的实施例中描述的本发明主要基于本发明在LTE系统或升级版的LTE系统中的示例性应用，但是本发明并不限于符合LTE规范或升级版LTE规范的无线通信系统。本发明适用于需要接收的OFDM信号的定时同步的任何无线通信系统，其中，该信号包含多个导频符号。这种无线通信系统的例子包括无线局域网(WiFi WLAN)和数字视频广播(DVB)系统。
本发明的一个方面是提供一种执行接收的OFDM信号的定时同步的方法。接收的OFDM信号包含多个导频符号，所述多个导频符号包括两个预先选择的导频符号(例如，图2示出的两个导频符号210、220)。该方法包括估计接收的OFDM信号的定时偏移，其中，与参考采样时刻(例如，图3示出的参考采样时刻340)的定时偏移被测量。不是将定时偏移指定为物理时间，本文的定时偏移更方便地表示为采样时间间隔的整数数量(为了便于本方法的数字实现)。定时偏移可以为正、负或零。(参见上面图3的三种情况)。将该定时偏移表示为Noffset。
借助图4示例性地示出了定时偏移的估计，图4描述了根据本发明的示例性实施例的流程图，该流程图示出了用于估计定时偏移的步骤。
在步骤420，在OFDM符号持续期间对OFDM信号进行采样以获得S，S是NFFT个OFDM信号采样的序列，其中，接收的OFDM信号的采样从参考采样时刻开始。将S表示为：
其中，sl(1≤l≤NFFT)是第l个OFDM信号采样。数量NFFT是在解调一个OFDM符号时使用的采样的数量，NFFT是预先确定的值并通常将其选择为2的幂次方以便于数字实现。
获得S后，优选的是对S执行FFT以产生NFFT个FFT输出的序列(步骤430)。
在步骤420中执行对接收的OFDM信号进行采样之前，确定可估计的定时偏移的最大检测范围(步骤410)通常是有利的，该可估计的定时偏移仅通过两个预先选择的导频符号之间的观测的相位差来估计。根据两个预先选择的导频符号之间的频率间隔(例如，图2中的两个导频符号210、220的频率间隔230)确定最大检测范围。具体地，可由下式确定最大检测范围Ndet：
Ndet＝q[NFFT/Δn] (2)
其中，Δn是两个预先选择的导频符号之间的一个或多个副载波间隔的数量，并且q[x]是将x转换为最接近的整数的函数。例如，LTE网络中的监听BS可以监听其他BS的下行链路小区专用参考信号(C-RS)，并且在该下行链路C-RS中的两个导频符号被6个副载波间隔分隔开。在这种情况下，Δn＝6。如果LTE网络使用NFFT＝2048，则NFFT/Δn＝341.333，并且Ndet＝341。
在确定了Ndet之后，定时偏移Noffset可确定为：
Noffset＝ioffsetNdet+Nres, (3)
其中，ioffset是待确定的整数，Nres是残余定时偏移。残余定时偏移为正、负或零，其值不大于Ndet的一半。注意，ioffset是定时偏移Noffset除以最大检测范围Ndet的商。还要注意的是，将定时偏移表示为最大检测范围的整数倍加上残余定时偏移。由此可知，ioffset是在获得定时偏移时最大检测范围所乘的整数。由于Noffset可以为正、负或零，所以ioffset也可以为正、负或零。
在步骤440和步骤450中分别估计值ioffset和值Nres。之后，在步骤460，将估计的值ioffset和Nres代入式(3)以计算Noffset。尽管图4示出了并行执行两个步骤440、450(由于如下文将示出的，ioffset和Nres的估计进程是独立的)，所以，但是在执行步骤450之前执行步骤440也是可能的，反之亦然。
图5描述了流程图，该流程图示出在步骤440估计ioffset的值的示例性实施例。
首先，在步骤510，选择用于确定ioffset的候选整数集{i}。每个候选整数可以为正、负或零。{i}的一个选择是：该集和由满足-imax≤i≤imax的整数组成，其中，imax的值由本领域技术人员根据实际情况确定。
然后对每个候选整数重复SINR计算过程570(步骤550)。针对单个候选整数i的SINR计算过程570包括步骤520、530和540。在步骤520，通过Nmask＝|iNdet|计算Nmask，其中，Nmask是S中要被屏蔽(即，设为0)的OFDM信号采样的数量。随后在步骤530基于下述三个规则屏蔽S中的Nmask个采样。如果i>0，则将S的前Nmask个采样屏蔽为0，这样通过下式给出在i下的OFDM信号采样的屏蔽序列
如果i<0，则将S的后Nmask个采样设为0，这样通过下式给出
在i＝0的情况下，不需要屏蔽，则：
在步骤540，计算由给出的构建的OFDM符号的SINR值。优选地，通过首先获得的FFT输出并随后从获得的FFT输出提取对应于多个导频符号的特定FFT输出的集来计算SINR值。从特定FFT输出的集计算SINR。
在计算了所有候选整数的SINR的值之后确定ioffset，以使得在所有的候选整数中针对计算的SINR最大(步骤560)。
图6描述了流程图，该流程图示出在步骤450中估计Nres的一个实施例。
从在步骤430中获得的NFFT个FFT输出中识别对应于两个预先选择的导频符号的两个FFT输出(步骤610)。然后在步骤620，计算超过两个预先选择的导频符号之间的预定相位差的该两个FFT输出之间的附加相移φ，φ∈(-π,π]。为了方便起见，在两个预先选择的导频符号之间，将第一预先选择的导频符号表示为相比于另一导频符号位于较低副载波上的一个导频符号，其中另一导频符号被表示为第二预先选择的导频符号。具体地，通过下式计算φ：
φ＝(v2-v1)-(θ2-θ1) (5)
将φ限制为满足φ∈(-π,π]，其中：θ2是第二预先选择的导频符号的预定相位；θ1是第一预先选择的导频符号的预定相位；v2是对应于第二预先选择的导频符号的FFT输出的相位；并且v1是对应于第一预先选择的导频符号的另一FFT输出的相位。注意，θ2-θ1是两个预先选择的导频符号之间的预定相位差。在步骤630，通过下式计算Nres：
Nres＝q[-(2π)-1φ×NFFT/Δn] (6)
图7描述了根据本发明的一个实施例的用于估计ioffset的值的装置。在射频(RF)前端712接收OFDM信号710，其中，通过模数转换器(ADC)714将信号710转换成数字格式。对数字格式的信号710的一个OFDM符号进行提取(块716)并且执行FFT(块718)。对块718的FFT输出与屏蔽函数731的FFT输出(块734)进行卷积(块740)。多个屏蔽函数存储在查找表732中，以使得可以读出给定候选整数i的期望屏蔽函数731而无需生成它。卷积的输出(块740)则是在频域中表示的屏蔽后的构建的OFDM符号。随后针对每个候选整数估计SINR(块742)。最后，将ioffset确定(块746)为在考虑的所有候选整数中具有最大SINR的特定候选整数。
本文公开的方法的每个实施例都可在无线收发器中实现。为了举例说明，图8描述了在无线通信装置810中实现的无线收发器820。该无线通信装置810的例子包括移动通信系统的BS、WLAN的接入点(AP)、以及在数字广播系统中使用的数字电视。无线收发器820包括一个或多个处理器830，所述一个或多个处理器830被配置为执行用于根据上文公开的方法的任何实施例执行接收的OFDM信号的定时同步的过程。
所述一个或多个处理器830可以利用通用或专用计算设备、计算机处理器或电子电路来实现，电子电路包括但不限于数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)以及根据本方法的教导配置或编程的其他可编程逻辑器件。
本文公开的方法可用于使监听BS与移动通信系统中的另一个BS建立BS同步。给定一BS，该BS包括被配置为执行与移动通信系统中的另一个BS建立BS同步的过程的一个或多个处理器，则BS同步建立过程包括执行接收到的上述另一个BS发送的OFDM信号的定时同步。特别地，根据本文公开的方法的实施例来实现接收的OFDM信号的定时同步。
在不背离本发明的精神和基本特征的情况下，本发明可以体现为其他具体形式。因此，在所有方面都将本实施例认为是说明性的而非限制性的。本发明的范围由所附的权利要求书而非前面的说明书限定，并且因此在权利要求的含义和等价范围内的所有修改都包括在本发明的范围内。

Claims (11)

1.一种用于执行接收的正交频分复用(OFDM)信号的定时同步的方法，所述接收的OFDM信号包含多个导频符号，所述多个导频符号包括两个预先选择的导频符号，所述方法包括：估计接收的OFDM信号的与参考采样时刻的定时偏移，将所述定时偏移Noffset表示为采样时间间隔的整数数量，其中，估计所述定时偏移包括：
确定可估计的定时偏移的最大检测范围，该可估计的定时偏移仅通过接收的OFDM信号中的两个预先选择的导频符号之间的观测的相位差来估计，由此将Noffset确定为：Noffset＝ioffsetNdet+Nres，其中，Ndet是所述最大检测范围，ioffset是待确定的整数，并且Nres是残余定时偏移，所述残余定时偏移为正、负或零，且其值不大于Ndet的一半；
在OFDM符号持续期间对接收的OFDM信号进行采样以获得NFFT个OFDM信号采样的序列S，其中，对接收的OFDM信号进行采样从所述参考采样时刻开始，并且NFFT是在解调一个OFDM符号时使用的采样的数量；
基于为了确定ioffset而选择的候选整数集，对每个候选整数重复信号与干扰加噪声比(SINR)计算过程，其中，针对单个候选整数i的SINR计算过程包括下述步骤：
(a)计算Nmask＝|iNdet|，其中，Nmask是S中要被屏蔽的OFDM信号采样的数量；
(b)当i>0时，将S的前Nmask个采样设为0以产生在i下的OFDM信号采样的屏蔽序列
(c)当i<0时，将S的后Nmask个采样设为0以产生
(d)当i＝0时，设置以及
(e)计算由给出的构建的OFDM符号的SINR；以及
确定ioffset以使得在所有的候选整数中针对计算的SINR最大。
2.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
根据S中的所述两个预先选择的导频符号之间的观测的相位差确定Nres。
3.根据权利要求2所述的方法，进一步包括：
对S执行快速傅里叶变换(FFT)以产生NFFT个FFT输出的序列；
其中，确定Nres包括：
从所述NFFT个FFT输出中识别对应于所述两个预先选择的导频符号的两个FFT输出；
确定超出所述两个预先选择的导频符号之间的预定相位差的所述两个FFT输出之间的附加相移φ，φ∈(-π,π]；以及
通过Nres＝q[-(2π)-1φ×NFFT/Δn]计算Nres，其中，Δn是所述两个预先选择的导频符号之间的一个或多个副载波间隔的数量，并且q[x]是将x转换为最接近的整数的函数。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，通过Ndet＝q[NFFT/Δn]确定Ndet，其中，Δn是所述两个预先选择的导频符号之间的一个或多个副载波间隔的数量，并且q[x]是将x转换为最接近的整数的函数。
5.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
对S执行快速傅里叶变换(FFT)以产生NFFT个FFT输出的序列；
其中：
通过对所述NFFT个FFT输出的序列与时域屏蔽函数的傅里叶变换进行卷积，获得步骤(b)和(c)中的每个步骤的其中，根据在S中设置0来构建所述时域屏蔽函数。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，从查找表中读取所述屏蔽函数。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述接收的OFDM信号具有符合长期演进(LTE)规范、升级版LTE规范、WiFi标准、或者数字视频广播(DVB)规范的信号格式。
8.一种无线收发器，其包括被配置为执行以下过程的一个或多个处理器：该过程用于根据权利要求1-6中任意一项所述的方法执行接收的正交频分复用(OFDM)信号的定时同步。
9.一种用于移动通信网络的基站(BS)，其中，所述BS包括权利要求8所述的无线收发器。
10.一种基站(BS)，其包括一个或多个处理器，所述一个或多个处理器被配置为执行与移动通信系统中的另一个BS建立BS同步的过程，其中：
BS同步建立过程包括执行接收到的从上述另一个BS发送的正交频分复用(OFDM)信号的定时同步；以及
根据权利要求1-6中的任意一项所述的方法执行接收到的OFDM信号的定时同步。
11.根据权利要求10所述的BS，其中，移动通信网络符合长期演进(LTE)规范或者升级版LTE规范。
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