CN106416111A

CN106416111A - 用于发送和接收广播信号的设备和方法

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Publication number: CN106416111A
Application number: CN201580028652.9A
Authority: CN
Inventors: 金哉亨; 文徹圭; 高祐奭; 白钟燮; 洪性龙
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2015-03-24
Filing date: 2015-07-07
Publication date: 2017-02-15
Anticipated expiration: 2035-07-07
Also published as: EP3276972A1; CN111277531A; US20180026819A1; EP3276972A4; EP3276972B1; US20160286525A1; WO2016153118A1; JP2017517957A; US11343130B2; CA2945944A1; EP3276966A1; TW201635739A; US10348545B2; CN106416111B; US20200153668A1; CA2945944C; US9838235B2; EP3276966A4; US10554466B2; JP2017522755A

Abstract

公开了一种广播信号发送器。根据本发明的广播信号发送器包括：输入格式化模块，所述输入格式化模块被配置为将输入流解复用为至少一个PLP(物理层管道)；BICM(比特交织编码调制)模块，所述BICM模块被配置为对所述至少一个PLP的数据执行错误校正处理；帧构建模块，所述帧构建模块被配置为生成包括所述至少一个PLP的信号帧；波形生成模块，所述波形生成模块被配置为通过将前导码插入到所述信号帧中并且执行OFDM调制来生成所述广播信号。

Description

用于发送和接收广播信号的设备和方法

技术领域

本发明涉及用于发送广播信号的设备、用于接收广播信号的设备以及用于发送和接收广播信号的方法。

背景技术

随着模拟广播信号发送走向结束，正在开发用于发送/接收数字广播信号的各种技术。数字广播信号可以比模拟广播信号包括更大量的视频/音频数据，并且还包括除了视频/音频数据以外的各种类型的附加数据。

发明内容

技术问题

也就是说，数字广播系统可以提供HD(高清晰度)图像、多信道音频和各种附加服务。然而，针对数字广播，需要提高用于发送大量数据的数据发送效率、发送/接收网络的稳健性和考虑到移动接收设备的网络灵活性。

技术方案

为了解决上述技术问题，根据本发明的一个实施方式的广播信号发送器包括：输入格式化模块，所述输入格式化模块被配置为将输入流解复用为至少一个PLP(物理层管道)；BICM(比特交织编码调制)模块，所述BICM模块被配置为对所述至少一个PLP的数据执行错误校正处理；帧构建模块，所述帧构建模块被配置为生成包括所述至少一个PLP的信号帧；波形生成模块，所述波形生成模块被配置为通过将前导码插入到所述信号帧中并且执行OFDM调制来生成广播信号，其中，所述波形生成模块还包括导频插入模块，所述导频插入模块被配置为将包括CP(连续导频)和SP(离散导频)的导频插入到所述广播信号，另外，所述CP被插入到所述信号帧的每个符号中并且所述CP的数目是基于FFT(快速傅里叶变换)大小来确定的。

在根据本发明的一个实施方式的广播信号发送器中，包括在所述信号帧中的载波的数目从最大载波数目减少一个单位，所述单位是通过将控制单位值乘以减少系数(reducing cofficient)而得到的，并且所述控制单位值与基于所述FFT大小确定的载波的预定数目对应。

在根据本发明的一个实施方式的广播信号发送器中，当所述FFT大小为8时，所述控制单位值与96对应，当所述FFT大小为16时，所述控制单位值与192对应，当所述FFT大小为32时，所述控制单位值与384对应。

在根据本发明的一个实施方式的广播信号发送器中，所述CP包括公共CP集和附加CP集。

在根据本发明的一个实施方式的广播信号发送器中，所述公共CP集包括针对32KFFT模式的第一CP集、针对16K FFT模式的第二CP集和针对8K FFT模式的第三CP集；并且所述第一CP集、所述第二CP集和所述第三CP集是通过使用预定的第一基准CP集而生成的。

在根据本发明的一个实施方式的广播信号发送器中，所述第一CP集是通过将第二基准CP集添加到所述第一基准CP集而生成的，并且所述第二基准CP集是通过将所述第一基准CP集颠倒并移位而生成的。

在根据本发明的一个实施方式的广播信号发送器中，所述第二CP集是通过从包括在所述第一CP集中的CP导出每个第二索引的CP而生成的。

在根据本发明的一个实施方式的广播信号发送器中，所述第三CP集是通过从包括在所述第一CP集中的CP导出每个第四索引的CP而生成的。

在根据本发明的一个实施方式的广播信号发送器中，所述附加CP集被添加在SP的载波位置处以确保所述信号帧的每个数据符号中的恒定数目的数据载波，并且所述附加CP集取决于SP模式和所述FFT大小。

在根据本发明的一个实施方式的广播信号发送器中，包括在所述信号帧中的载波的数目从最大载波数目减少一个单位，所述单位是通过将控制单位值乘以减少系数而得到的，并且所述控制单位值与基于所述FFT大小确定的载波的预定数目对应，其中，根据所述减少系数不同地添加针对特定SP模式和特定FFT大小的所述附加CP集。

根据本发明的一个实施方式的一种用于发送广播信号的方法包括以下步骤：将输入流解复用为至少一个PLP(物理层管道)；对所述至少一个PLP的数据执行错误校正处理；生成包括所述至少一个PLP的信号帧；以及通过将前导码插入到所述信号帧中并且执行OFDM调制来生成广播信号，其中，生成信号帧的步骤还包括以下步骤：将包括连续导频(CP)和离散导频(SP)的导频插入到所述广播信号，另外，所述CP被插入到所述信号帧的每个符号中并且所述CP的数目是基于快速傅里叶变换(FFT)大小来确定的。

有益效果

本发明能够根据服务特性来处理数据以针对每个服务或服务分量来控制QoS(服务质量)，由此提供各种广播服务。

本发明通过经由相同的RF信号带宽发送各种广播服务能够实现传输灵活性。

本发明使用MIMO系统能够提高数据传输效率以及增加广播信号的发送/接收的稳健性。

根据本发明，可以提供能够甚至用移动接收设备或在室内环境下无错误地接收数字广播信号的广播信号发送及接收方法和设备。

在下文中，将参照实施方式更详细地描述本发明的其它方面和效果。

附图说明

附图被包括以提供对本发明的进一步理解，并且被并入本申请中且构成本申请的一部分，附图示出了本发明的实施方式，并且与本说明书一起用于解释本发明的原理。

图1例示了根据本发明的实施方式的用于发送针对未来广播服务的广播信号的设备的结构。

图2例示了根据本发明的一种实施方式的输入格式化块。

图3例示了根据本发明的另一实施方式的输入格式化块。

图4例示了根据本发明的另一实施方式的输入格式化块。

图5例示了根据本发明的实施方式的BICM块。

图6例示了根据本发明的另一实施方式的BICM块。

图7例示了根据本发明的一种实施方式的帧构建块。

图8例示了根据本发明的实施方式的OFDM生成块。

图9例示了根据本发明的实施方式的用于接收针对未来广播服务的广播信号的设备的结构。

图10例示了根据本发明的实施方式的帧结构。

图11例示了根据本发明的实施方式的帧的信令层级结构。

图12例示了根据本发明的实施方式的前导码信令数据。

图13例示了根据本发明的实施方式的PLS1数据。

图14例示了根据本发明的实施方式的PLS2数据。

图15例示了根据本发明的另一实施方式的PLS2数据。

图16例示了根据本发明的实施方式的帧的逻辑结构。

图17例示了根据本发明的实施方式的PLS映射。

图18例示了根据本发明的实施方式的EAC映射。

图19例示了根据本发明的实施方式的FIC映射。

图20例示了根据本发明的实施方式的DP类型。

图21例示了根据本发明的实施方式的DP映射。

图22例示了根据本发明的实施方式的FEC结构。

图23例示了根据本发明的实施方式的比特交织。

图24例示了根据本发明的实施方式的单元字解复用。

图25例示了根据本发明的实施方式的时间交织。

图26例示了根据本发明的示例性实施方式的扭曲的行-列块交织器的基本操作。

图27例示了根据本发明的另一示例性实施方式的扭曲的行-列块交织器的操作。

图28例示了根据本发明的示例性实施方式的扭曲的行-列块交织器的对角读取模式。

图29例示了根据本发明的示例性实施方式的从每个交织阵列交织的XFECBLOCK。

图30详细例示了根据本发明的一个实施方式的广播信号接收器的同步与解调模块的框图。

图31至图33例示了根据本发明的广播信号的灵活的NoC结构的实施方式。

图34至图37例示了根据本发明的一个实施方式的当NoC根据FFT大小改变时生成约束条件以保持常量NoA的情况。

图38例示了根据本发明的一个实施方式的用于生成CP索引的方法。

图39例示了根据本发明的实施方式的用于根据FFT大小生成CP集的方法。

图40和图41例示了根据本发明的一个实施方式的用于生成基准CP集和使用基准CP集生成CP模式的方法。

图42至图45例示了根据本发明的另一实施方式的用于生成基准CP集并且使用该基准CP集来生成CP模式的方法。

图46至图51例示了在图42至图45中示出的CP集的性能和分布。

图52例示了根据本发明的实施方式的附加CP集。

图53例示了用于定位图52的附加CP集的索引的方法。

图54例示了根据本发明的实施方式的用于发送另一广播信号发送器的广播信号的方法。

图55例示了根据本发明的一个实施方式的用于接收广播信号的方法。

具体实施方式

现在将详细参照本发明的优选实施方式，在附图中示出了这些优选实施方式的示例。下文将参照附图给出的详细描述旨在解释本发明的示例性实施方式，而非示出能够根据本发明实现的仅有的实施方式。下面的详细描述包括特定的细节以便提供对本发明的全面理解。然而，对本领域技术人员显而易见的将是，可以在不具有这些特定细节的情况下实施本发明。

虽然在本发明中使用的大多数术语已选自本领域中广泛使用的通用术语，但是一些术语已由申请人任意选择，并且在下面的描述中将根据需要详细解释它们的含义。因此，应当基于术语的本意而非它们的简单名称或含义来理解本发明。

本发明提供了用于发送和接收针对未来广播服务的广播信号的设备和方法。根据本发明的实施方式的未来广播服务包括地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。本发明可以根据一种实施方式通过非MIMO(多输入多输出)或MIMO来处理未来广播服务的广播信号。根据本发明的实施方式的非MIMO方案可以包括MISO(多输入单输出)方案、SISO(单输入单输出)方案等。

虽然在下文中为方便描述起见，MISO或MIMO使用两个天线，但是本发明可应用于使用两个或更多个天线的系统。

本发明可以限定三个物理层(PL)规范(profile)(基本规范、手持规范和高级规范)，每一个被优化为在获得针对具体使用情况所需的性能的同时使接收器复杂性最小。物理层(PHY)规范是相对应的接收器应当实施的所有配置的子集。

三个PHY规范共享大多数功能块，但是在具体的块和/或参数方面稍有不同。未来可以限定额外的PHY规范。针对系统演变，未来的规范还可以通过未来的扩展帧(FEF)而与单个RF信道中的现有规范复用。下文描述每个PHY规范的细节。

4.基本规范

基本规范表示针对通常连接至屋顶天线的固定接收设备的主要使用情况。基本规范还包括能够被运输至某地但属于相对静止的接收类型的便携式装置。基本规范的使用通过一些改进的实施方式可以被扩展至手持式设备或甚至车载设备，但是对于基本规范接收器操作，并不期望这些使用情况。

接收的目标SNR范围约从10dB至20dB，该范围包括了现有广播系统(例如，ATSC A/53)的15dB SNR接收能力。接收器复杂性和功耗并不像在将使用手持规范的电池操作的手持式装置中那样关键。在下面的表1中列出了针对基本规范的关键系统参数。

[表1]

LDPC码字长度	16K、64K位
		星座大小	4～10bpcu(每信道使用的位)
时间解交织存储器大小	≤2¹⁹个数据单元
		导频模式	针对固定接收的导频模式
FFT大小	16K、32K点

5.手持规范

手持规范被设计为用于利用电池电力操作的手持装置和车载装置中。这些装置可以以徒步速度和车辆速度来移动。功耗以及接收器复杂性对于实现手持规范的装置是非常重要的。手持规范的目标SNR范围约从0dB至10dB，但是在旨在更深的室内接收时，可以被配置为达到小于0dB。

除了低SNR能力以外，对于由接收器移动造成的多普勒效应的复原能力是手持规范的最重要的性能属性。在下面的表2中列出了针对手持规范的关键系统参数。

[表2]

LDPC码字长度	16K位
		星座大小	2～8bpcu
时间解交织存储器大小	≤2¹⁸个数据单元
		导频模式	针对移动和室内接收的导频模式
FFT大小	8K、16K点

6.高级规范

高级规范以实现更复杂为代价提供了最高的信道容量。该规范需要使用MIMO发送和接收，并且UHDTV服务是该规范具体被设计所针对的目标使用情况。增大的容量还可以用来在例如多SDTV或HDTV服务的给定带宽中允许更多数目的服务。

高级规范的目标SNR范围约从20dB至30dB。MIMO传输可以最初使用现有的椭圆极化传输设备，且未来扩展至全功率交叉极化传输。在下面的表3中列出了针对高级规范的关键系统参数。

[表3]

LDPC码字长度	16K、64K位
		星座大小	8～12bpcu
时间解交织存储器大小	≤2¹⁹个数据单元
		导频模式	针对固定接收的导频模式
FFT大小	16K、32K点

在这种情况下，基本规范可以用作用于地面广播服务和移动广播服务两者的规范。即，基本规范可以用来定义包括移动规范的规范的概念。另外，高级规范可以被划分成针对具有MIMO的基本规范的高级规范和针对具有MIMO的手持规范的高级规范。另外，可以根据设计者的意图来改变这三种规范。

下面的术语和定义可以应用于本发明。下面的术语和定义可以根据设计而改变。

辅助流：承载可以用于未来的扩展或根据广播员或网络运营商的需要的尚未定义的模块和编码的数据的单元序列

基本数据管道：承载服务信令数据的数据管道

基带帧(或BBFRAME)：形成对一个FEC编码处理(BCH和LDPC编码)的输入的Kbch位的集合

单元：由OFDM传输的一个载波承载的调制值

编码块：PLS1数据的LDPC编码块或PLS2数据的LDPC编码块中的一个

数据管道：在承载服务数据或相关元数据的物理层中的可以承载一个或多个服务或服务分量的逻辑信道。

数据管道单元：在帧中用于将数据单元分配至DP的基本单元。

数据符号：在帧中的不是前导码符号的OFDM符号(帧信令符号和帧边缘符号被包括在数据符号中)

DP_ID：在由SYSTEM_ID识别的系统内这8位字段唯一地标识DP

虚拟单元：承载用来填充不用于PLS信令、DP或辅助流的其余容量的伪随机值的单元

紧急警报信道：帧的承载EAS信息数据的部分

帧：以前导码开始并且以帧边缘符号结束的物理层时隙

帧重复单元：在超级帧中重复八次的属于包括FEF的相同或不同物理层规范的帧的集合

快速信息信道：在帧中承载在服务与对应的基本DP之间的映射信息的逻辑信道

FEC块：DP数据的LDPC编码位的集合

FFT大小：用于特定模式的等于以基本周期T的循环表示的激活符号周期Ts的标称FFT大小

帧信令符号：承载PLS数据的一部分的、在帧的开始处使用的、按照FFT大小、保护间隔和离散导频模式的特定组合的且具有较高导频密度的OFDM符号

帧边缘符号：在帧的结尾处使用的、按照FFT大小、保护间隔和离散导频模式的特定组合的且具有较高导频密度的OFDM符号

帧组：在超级帧中具有相同PHY规范类型的所有帧的集合。

未来扩展帧：以前导码开始的可以用于未来扩展的超级帧内的物理层时隙

未来播UTB系统：提出的物理层广播系统，其输入是一个或更多个MPEG2-TS或IP或者一般流，且其输出是RF信号

输入流：通过系统递送至最终用户的服务的全体的数据流

正常数据符号：不包括帧信令符号和帧边缘符号的数据符号

PHY规范：相对应的接收器应当实施的所有配置的子集

PLS：由PLS1和PLS2构成的物理层信令数据

PLS1：在FSS符号中承载的具有固定大小、编码和调制的PLS数据的第一集合，其承载关于系统的基本信息以及解码PLS2所需的参数

注意：PLS1数据在帧组的持续时间内保持不变。

PLS2：在FSS符号中发送的PLS数据的第二集合，其承载关于系统和DP的更详细的PLS数据

PLS2动态数据：可以逐帧动态改变的PLS2数据

PLS2静态数据：在帧组持续时间内保持静态的PLS2数据

前导码信令数据：由前导码符号承载的并且用来识别系统的基本模式的信令数据

前导码符号：承载基本PLS数据并且位于帧的开始部分中的固定长度导频符号

注意：前导码符号主要用于快速初始带扫描以检测系统信号、其定时、频率偏移和FFT大小。

预留以备将来使用：本文件没有定义但将来可以定义

超级帧：8个帧重复单元的集合

时间交织块(TI块)：与时间交织存储器的一种用途相对应的其内执行时间交织的单元的集合

TI组：执行针对特定DP的动态容量分配的单元，由整数组成，XFEC块块的动态变化数目

注意：TI组可以直接被映射至一个帧或可以被映射至多个帧。其可以包含一个或更多个TI块。

类型1DP：所有DP以TDM方式被映射到帧中的帧的DP

类型2DP：所有DP以FDM方式被映射到帧中的帧的DP

XFEC块：承载一个LDPC FEC块的所有位的Ncell单元的集合

根据本发明的实施方式的用于发送针对未来广播服务的广播信号的设备可以包括输入格式化块1000、BICM(比特交织编码和调制)块1010、帧结构块1020、OFDM(正交频分复用)生成块1030和信令生成块1040。将给出对用于发送广播信号的设备的每个模块的操作的描述。

IP流/数据包和MPEG2-TS是主输入格式，其它流类型被处理为一般流。除了这些数据输入以外，还输入管理信息以控制针对每个输入流的相对应带宽的调度和分配。同时允许一个或多个TS流输入、IP流输入和/或一般流输入。

输入格式化块1000可以将每一个输入流解复用成一个或多个数据管道，独立编码和调制被应用于该一个或多个数据管道中的每一个。数据管道(DP)是用于稳健性控制的基本单元，由此影响服务质量(QoS)。一个或多个服务或服务分量可以由单个DP承载。下文将描述输入格式化块1000的操作的细节。

数据管道是物理层中承载服务数据或相关元数据的逻辑信道，该逻辑信道可以承载一个或多个服务或服务分量。

另外，数据管道单元：在帧中用于将数据单元分配至DP的基本单元。

在BICM块1010中，针对错误校正添加奇偶校验数据并且编码的比特流被映射至复数值星座符号。这些符号跨用于相对应的DP的特定交织深度而被交织。针对高级规范，在BICM块1010中执行MIMO编码并且针对MIMO传输在输出处添加附加的数据路径。下文将描述BICM块1010的操作的细节。

帧构建块1020能够将输入DP的数据单元映射到帧内的OFDM符号中。在映射之后，频率交织被用于频域分集，特别是防止频率选择衰退信道。下文将描述帧构建块1020的操作的细节。

当在每个帧的开始处插入前导码之后，OFDM生成块1030能够施加具有循环前缀的传统OFDM调制以作为保护间隔。针对天线空间分集，跨发送器应用分布式MISO方案。另外，在时域中，执行峰值至平均功率减小(PAPR)方案。对于灵活网络规划，该提议提供了各种FFT大小、保护间隔长度和相对应的导频模式的集合。下文将描述OFDM生成块1030的操作的细节。

信令生成块1040能够创建用于每个功能块的操作的物理层信令信息。还发送该信令信息，使得在接收器侧适当地恢复感兴趣的服务。下文将描述信令生成块1040的操作的细节。

图2、图3和图4例示了根据本发明的实施方式的输入格式化块1000。将给出对每个附图的描述。

图2例示了根据本发明的一种实施方式的输入格式化块。图2示出了当输入信号是单个输入流时的输入格式化模块。

在图2中示出的输入格式化块与参照图1描述的输入格式化块1000的实施方式相对应。

向物理层的输入可以由一个或多个数据流构成。每个数据流由一个DP承载。模式适配模块将到来的数据流截剪成基带帧(BBF)的数据字段。系统支持三种类型的输入数据流：MPEG2-TS、互联网协议(IP)和一般流(GS)。MPEG2-TS的特征在于固定长度(188个字节)且第一字节是同步字节(0x47)的数据包。由于在IP数据包报头中进行信号通知，因此IP流由可变长度IP数据报包构成。系统针对IP流支持IPv4和IPv6两者。GS可以由在封装数据包报头内进行信号发送的可变长度数据包或固定长度数据包构成。

(a)示出了针对信号DP的模式适配块2000和流适配块2010，并且(b)示出了用于生成并处理PLS数据的PLS生成块2020和PLS加扰器2030。将给出对每一个块的操作的描述。

输入流分流器将输入TS、IP、GS流分成多个服务或服务分量(音频、视频等)流。模式适配模块2010由CRC编码器、BB(基带)帧截剪器和BB帧报头插入块构成。

CRC编码器提供三种CRC编码以便按用户包(UP)级别进行错误检测(即，CRC-8、CRC-16和CRC-32)。在UP后附加所计算出的CRC字节。CRC-8被用于TS流，并且CRC-32用于IP流。如果GS流不提供CRC编码，则应当应用所提出的CRC编码。

BB帧截剪器将输入映射到内部逻辑位格式。首先接收的位被定义为是MSB。BB帧截剪器分配等于可用数据字段容量的输入位数目。为了分配等于BBF有效载荷的输入位数目，将UP数据包流截剪成适于BBF的数据字段。

BB帧报头插入块能够将2字节的固定长度的BBF报头插入到BB帧前。BBF报头由STUFFI(1位)、SYNCD(13位)和RFU(2位)构成。除了固定的2字节BBF报头以外，BBF还可以在2字节BBF报头的结尾处具有扩展字段(1个字节或3个字节)。

流适配块2010由填充插入块和BB加扰器组成。

填充插入块能够将填充字段插入到BB帧的有效载荷中。如果输入至流适配块的数据足以填充BB帧，则STUFFI被设置为“0”，并且BBF不具有填充字段。否则，STUFFI被设置为“1”，并且恰好在BBF报头后插入填充字段。填充字段包括2个字节的填充字段报头和可变大小的填充数据。

BB加扰器对整个BBF加扰以进行能量扩散。加扰序列与BBF同步。通过反馈移位寄存器生成该加扰序列。

PLS生成块2020可以生成物理层信令(PLS)数据。PLS向接收器提供访问物理层DP的手段。PLS数据由PLS1数据和PLS2数据构成。

PLS1数据是在帧中的FSS符号中承载的具有固定大小、编码和调制的PLS数据的第一集合，该PLS1数据承载关于系统的基本信息以及解码PLS2数据所需的参数。PLS1数据提供基本传输参数，该基本传输参数包括能够接收和解码PLS2数据所需的参数。另外，PLS1数据在帧组的持续期间内保持不变。

PLS2数据是在FSS符号中传输的PLS数据的第二集合，该PLS2数据承载关于系统和DP的更详细的PLS数据。PLS2包含为接收器提供足够信息以解码期望的DP的参数。PLS2信令进一步由两种类型的参数构成，PLS2静态数据(PLS2-STAT数据)和PLS2动态数据(PLS2-DYN数据)。PLS2静态数据是在帧组的持续期间内保持静态的PLS2数据，并且PLS2动态数据是可以逐帧动态改变的PLS2数据。

下文将描述PLS数据的细节。

PLS加扰器2030能够对生成的PLS数据加扰以进行能量扩散。

上述块可以被省略或被具有相似或相同功能的块替换。

图3例示了根据本发明的另一实施方式的输入格式化块。

在图3中示出的输入格式化块与参照图1描述的输入格式化块1000的实施方式相对应。

图3示出了当输入信号与多个输入流相对应时输入格式化块的模式适配块。

用于处理多个输入流的输入格式化块的模式适配块能够独立地处理多个输入流。

参照图3，用于分别处理多个输入流的模式适配块可以包括输入流分流器3000、输入流同步器3010、补偿延迟块3020、空数据包删除块3030、报头压缩块3040、CRC编码器3050、BB帧截剪器3060和BB报头插入块3070。将给出对模式适配块中的每一个块的描述。

CRC编码器3050、BB帧截剪器3060和BB报头插入块3070的操作与参照图2描述的CRC编码器、BB帧截剪器和BB报头插入块的操作相对应，且因此省略对其的描述。

输入流分流器3000能够将输入TS、IP、GS流分流成多个服务或服务分量(音频、视频等)流。

输入流同步器3010可以被称为ISSY。ISSY能够提供适当的手段以针对任何输入数据格式来确保固定位速率(CBR)和固定的端对端传输延迟。ISSY总是用于承载TS的多DP的情况，并且可选地用于承载GS流的多DP。

补偿延迟块3020可以在插入ISSY信息后延迟分流的TS数据包流以允许TS数据包重新组合机制，而在接收器中不需要额外的存储器。

空数据包删除块3030仅用于TS输入流情况。一些TS输入流或分流的TS流可能出现大量的空数据包以便容纳CBR TS流中的VBR(可变位速率)服务。在这种情况下，为了避免不必要的传输开销，可以识别且不传输空数据包。在接收器中，通过参照在传输中被插入的删除的空数据包(DNP)计数器，被去除的空数据包可以在它们原来所在的精确位置被重新插入，由此确保固定位速率并且避免需要时间戳(PCR)更新。

报头压缩块3040可以提供数据包报头压缩以提高针对TS或IP输入流的传输效率。因为接收器可以具有关于报头的特定部分的先验信息，所以可以在发送器中删除该已知的信息。

对于传输流，接收器具有关于同步字节配置(0x47)和数据包长度(188个字节)的先验信息。如果输入TS流承载仅具有一个PID(即，仅针对一个服务分量(视频、音频等)或服务子分量(SVC基层、SVC增强层、MVC基视图或MVC依赖视图))的内容，则能够将TS数据包报头压缩(可选地)应用于传输流。如果输入流是IP流，则可选地使用IP数据包报头压缩。

上述块可以被省略或被具有相似或相同功能的块替换。

图4例示了根据本发明的另一实施方式的输入格式化块。

在图4中例示的输入格式化块与参照图1描述的输入格式化块1000的实施方式相对应。

图4例示了当输入信号与多个输入流相对应时输入格式化模块的流适配块。

参照图4，用于分别处理多个输入流的模式适配块可以包括调度器4000、1-帧延迟块4010、填充插入块4020、带内信令4030、BB帧加扰器4040、PLS生成块4050和PLS加扰器4060。将给出对流适配块中的每一个块的描述。

填充插入块4020、BB帧加扰器4040、PLS生成块4050和PLS加扰器4060的操作与参照图2描述的填充插入块、BB加扰器、PLS生成块和PLS加扰器的操作相对应，且因此省略了对其的描述。

调度器4000可以根据每一个DP的FEC块的数目来确定跨整个帧的整体单元分配。包括针对PLS、EAC和FIC的分配，调度器生成作为带内信令或帧的FSS中的PLS单元而传输的PLS2-DYN数据的值。后续将描述FEC块、EAC和FIC的细节。

1-帧延迟块4010可以将输入数据延迟一个传输帧，使得关于下一帧的调度信息可以通过针对要插入到DP中的带内信令信息的当前帧而被传输。

带内信令4030可以将PLS2数据的未延迟部分插入到帧的DP中。

上述块可以被省略或被具有相似或相同功能的块替换。

图5例示了根据本发明的实施方式的BICM块。

在图5中例示的BICM块与参照图1描述的BICM块1010的实施方式相对应。

如上所述，根据本发明的实施方式的用于发送针对未来广播服务的广播信号的设备可以提供地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。

因为QoS(服务质量)取决于由根据本发明的实施方式的用于发送针对未来广播服务的广播信号的设备提供的服务的特性，因此与各服务相对应的数据需要通过不同的方案来处理。因此，根据本发明的实施方式的BICM块通过将SISO、MISO和MIMO方案独立地应用于分别与数据路径相对应的数据管道，可以独立地处理输入至其的DP。因此，根据本发明的实施方式的用于发送针对未来广播服务的广播信号的设备可以控制通过每个DP传输的每个服务或服务分量的QoS。

(a)示出了由基本规范和手持规范共享的BICM块，并且(b)示出了高级规范的BICM块。

由基本规范和手持规范共享的BICM块和高级规范的BICM块可以包括用于处理每一个DP的多个处理块。

将给出对针对基本规范和手持规范的BICM块和针对高级规范的BICM块的每一个处理块的描述。

针对基本规范和手持规范的BICM块的处理块5000可以包括数据FEC编码器5010、位(bit，比特)交织器5020、星座映射器5030、SSD(信号空间分集)编码块5040和时间交织器5050。

数据FEC编码器5010能够使用外部编码(BCH)和内部编码(LDPC)对输入的BBF执行FEC编码以生成FEC块过程。外部编码(BCH)是可选的编码方法。下文将描述数据FEC编码器5010的操作的细节。

比特交织器5020可以使数据FEC编码器5010的输出交织以利用LDPC编码和调制方案的组合来实现优化性能，同时提供高效地可实施结构。下文将描述比特交织器5020的操作的细节。

星座映射器5030可以使用QPSK、QAM-16、不均匀QAM(NUQ-64、NUQ-256、NUQ-1024)或不均匀星座(NUC-16、NUC-64、NUC-256、NUC-1024)根据基本规范和手持规范中的比特交织器5020来调制每一个单元字，或根据高级规范中的单元字解复用器5010-1来调制单元字，以给出功率归一化的星座点e1。该星座映射仅应用于DP。观察到QAM-16和NUQ是正方形的，而NUC具有任意形状。当每一个星座旋转90度的任意倍时，旋转的星座与其原始的星座精确地交叠。该“旋转感”对称性质使实部和虚部分量的容量和平均功率彼此相等。NUQ和NUC两者针对每个编码速率被具体地定义并且使用的具体一个被在PLS2数据中提出的参数DP_MOD信号通知。

SSD编码块5040可以在二维(2D)、三维(3D)和四维(4D)中预编码单元以在困难的衰退条件下增加接收稳健性。

时间交织器5050可以在DP级别下操作。可以针对每个DP不同地设置时间交织(TI)的参数。下文将描述时间交织器5050的操作的细节。

针对高级规范的BICM块的处理块5000-1可以包括数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器和时间交织器。然而，处理块5000-1与处理块5000的不同之处在于其还包括单元字解复用器5010-1和MIMO编码块5020-1。

另外，在处理块5000-1中的数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器和时间交织器的操作与描述的数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030和时间交织器5050的操作相对应，且因此省略了对其的描述。

单元字解复用器5010-1用于高级规范的DP以将单个单元字流分成双单元字流以进行MIMO处理。下文将描述单元字解复用器5010-1的操作的细节。

MIMO编码块5020-1可以使用MIMO编码方案来处理单元字解复用器5010-1的输出。MIMO编码方案针对广播信号发送是最佳的。MIMO技术是获得容量增大的有前景的方式，但是它取决于信道特性。特别是针对广播，信道的强LOS分量或由不同的信号传播特性造成的两个天线之间的接收信号功率的差异使得难以从MIMO获得容量增益。提出的MIMO编码方案使用基于旋转的预编码和MIMO输出信号中的一个的相位随机化来克服该问题。

MIMO编码旨在针对在发送器和接收器两者处需要至少两个天线的2×2 MIMO系统。在该提议中定义了两个MIMO编码模式：全速率空间复用(FR-SM)和全速率全分集空间复用(FRFD-SM)。FR-SM编码提供了容量增加和在接收器侧相对小的复杂性增加，而FRFD-SM编码提供了容量增加和额外的分集增益以及在接收器侧复杂性的显著增加。提出的MIMO编码方案不具有对天线极性配置的限制。

针对高级规范帧，需要MIMO处理，这意味着在高级规范帧中的所有DP均由MIMO编码器处理。在DP级别下应用MIMO处理。星座映射器对输出的NUQ(e1,i和e2,i)被馈送至MIMO编码器的输入。成对的MIMO编码器输出(g1,i和g2,i)由相同的载波k和它们各自的TX天线的OFDM符号1发送。

上述块可以被省略或由具有相似或相同功能的块替换。

图6例示了根据本发明的另一实施方式的BICM块。

在图6中例示的BICM块与参照图1描述的BICM块1010的实施方式相对应。

图6例示了用于保护物理层信令(PLS)、紧急警报信道(EAC)和快速信息信道(FIC)的BICM块。EAC是承载EAS信息数据的帧的一部分，并且FIC是帧中的承载服务与相对应的基本DP之间的映射信息的逻辑信道。下文将描述EAC和FIC的细节。

参照图6，用于保护PLS、EAC和FIC的BICM块可以包括PLS FEC编码器6000、比特交织器6010、星座映射器6020和时间交织器6030。

另外，PLS FEC编码器6000可以包括加扰器、BCH编码/零插入块、LDPC编码块和LDPC奇偶校验位删余(puncturing，打孔)块。将给出对BICM块中的每一个块的描述。

PLS FEC编码器6000能够编码加扰的PLS 1/2数据、EAC和FIC部分。

加扰器可以在BCH编码前将PLS1数据和PLS2数据加扰并且缩短和删余LDPC编码。

BCH编码/零插入块可以使用缩短的BCH码对加扰的PLS 1/2数据执行外编码以进行PLS保护并且在BCH编码后插入零位。仅对于PLS1数据，零插入的输出位可以在LDPC编码前被重新排列。

LDPC编码块可以使用LDPC码将BCH编码/零插入块的输出编码。为了生成完整的编码块，从每一个零插入PLS信息块I_ldpc和其后的附加物将C_ldpc、奇偶校验位P_ldpc系统地编码。

[数学式1]

针对PLS1和PLS2的LDPC码参数如下面的表4。

[表4]

LDPC奇偶校验位删余块可以对PLS1数据和PLS2数据执行删余。

当向PLS1数据保护施加缩短时，一些LDPC奇偶校验位在LDPC编码之后被删余。另外，针对PLS2数据保护，PLS2的LDPC奇偶校验位在LDPC编码之后被删余。不传输这些被删余的位。

比特交织器6010可以使每一个缩短的和删余的PLS1数据和PLS2数据交织。

星座映射器6020可以将比特交织的PLS1数据和PLS2数据映射到星座上。

时间交织器6030可以使映射的PLS1数据和PLS2数据交织。

上述块可以被省略或可以被具有相似或相同功能的块替换。

图7例示了根据本发明的一种实施方式的帧构建块。

在图7中例示的帧构建块与参照图1描述的帧构建块1020的实施方式相对应。

参照图7，帧构建块可以包括延迟补偿块7000、单元映射器7010和频率交织器7020。将给出对帧构建块中的每一个块的描述。

延迟补偿块7000可以调节数据管道与相对应的PLS数据之间的定时以确保它们在发送器端时间相同。通过解决数据管道的由输入格式化块和BICM块引起的延迟，PLS数据被延迟与数据管道相同的量。BICM块的延迟主要是由于时间交织器5050。带内信令数据承载下一TI组的信息，使得它们被承载为比要被信号通知的DP提前一个帧。延迟补偿块由此延迟带内信令数据。

单元映射器7010可以将PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和虚拟单元映射到帧中的OFDM符号的激活载波中。单元映射器7010的基本功能是针对(如果有的话)DP、PLS单元和EAC/FIC单元中的每一个将由TI产生的数据单元映射到在帧内的与OFDM符号的每一个相对应的激活OFDM单元的阵列中。服务信令数据(诸如PSI(节目专用信息)/SI)可以被数据管道单独地收集和发送。单元映射器根据由调度器产生的动态信息以及帧结构的配置来操作。下文将描述帧的细节。

频率交织器7020可以将从单元映射器7010接收的数据单元随机地交织以提供频率分集。另外，频率交织器7020可以使用不同的交织种子顺序对由两个顺序的OFDM符号构成的每个OFDM符号对进行操作以在单个帧中获得最大交织增益。下文将描述频率交织器7020的操作的细节。

上述块可以被省略或可以被具有相似或相同功能的块替换。

图8例示了根据本发明的实施方式的OFDM生成块。

在图8中例示的OFDM生成块与参照图1描述的OFDM生成块1030的实施方式相对应。

OFDM生成块通过由帧构建块产生的单元调制OFDM载波，插入导频，并且产生用于传输的时域信号。另外，该块随后插入保护间隔，并且应用PAPR(峰值平均功率无线电)减小处理以产生最终RF信号。

参照图8，帧构建块可以包括导频和预留信号音插入块8000、2D-eSFN编码块8010、IFFT(快速傅里叶逆变换)块8020、PAPR减小块8030、保护间隔插入块8040、前导码插入块8050、其它系统插入块8060和DAC块8070。将给出对帧构建块中的每一个块的描述。

导频和预留信号音插入块8000可以插入导频和预留信号音。

利用已知为导频的基准信息来调制OFDM符号内的各单元，该导频具有在接收器中已知为先验的传输值。导频单元的信息由离散导频、连续导频、边缘导频、FSS(帧信令符号)导频和FES(帧边缘符号)导频构成。每一个导频根据导频类型和导频模式以特定的增加的功率级别被发送。导频信息的值从基准序列获得，该基准序列是值的序列，每一个值针对在任何给定符号上的每一个被传输的载波。导频可以用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计和传输模式识别，并且还可以用于遵循相位噪声。

在除了帧的前导码、FSS和FES以外的每一个符号中的离散导频单元中发送从基准序列获得的基准信息。连续导频被插入到帧的每一个符号中。连续导频的数目和位置取决于FFT大小和离散导频模式这两者。边缘载波是除了前导码符号以外的每个符号中的边缘导频。插入它们以允许直到频谱的边缘的频域内插。在FSS中插入FSS导频，并且在FES中插入FES导频。插入它们以允许直到帧的边缘的时间内插。

根据本发明的实施方式的系统支持SFN网络，其中，分布式MISO方案可选地用于支持非常稳健的传输模式。2D-eSFN是使用多个TX天线的分布式MISO方案，多个TX天线中的每一个位于SFN网络中的不同发送器位置中。

2D-eSFN编码块8010能够进行2D-eSFN处理以使从多个发送器发送的信号的相位畸变，从而在SFN配置中创建时间分集和频率分集两者。因此，能够减少由于长时间内的低平坦衰落或深衰落而造成的突发错误。

IFFT块8020能够使用OFDM调制方案来调制来自2D-eSFN编码块8010的输出。在没有被指定为导频(或预留信号音)的数据符号中的任意单元承载来自频率交织器的多个数据单元中的一个。这些单元被映射至OFDM载波。

PAPR减小块8030能够使用各种PAPR减小算法在时域中对输入信号执行PAPR减小。

保护间隔插入块8040能够插入保护间隔，并且前导码插入块8050能够在信号前插入前导码。下文将描述前导码结构的细节。其它系统插入块8060能够在时域中复用多个广播发送/接收系统的信号，使得提供广播服务的两个或更多个不同广播发送/接收系统的数据在相同的RF信号带宽中能够被同时发送。在这种情况下，两个或更多个不同的广播发送/接收系统指的是提供不同广播服务的系统。不同的广播服务可以指的是地面广播服务、移动广播服务等。与各广播服务相关的数据可以通过不同的帧来传输。

DAC块8070能够将输入数字信号转变成模拟信号并且输出该模拟信号。从DAC块7800输出的信号可以根据物理层规范通过多个输出天线被发送。根据本发明的实施方式的Tx天线可以具有竖直或水平极性。

上述块可以被省略或根据设计被具有相似或相同功能的块替换。

根据本发明的实施方式的用于接收针对未来广播服务的广播信号的设备可以与参照图1描述的用于发送针对未来广播服务的广播信号的设备相对应。

根据本发明的实施方式的用于接收针对未来广播服务的广播信号的设备可以包括同步与解调模块9000、帧解析模块9010、解映射和解码模块9020、输出处理器9030和信令解码模块9040。将给出对用于接收广播信号的设备的每个模块的操作的描述。

同步与解调模块9000可以通过m个Rx天线接收输入信号，执行信号检测和相对于与用于接收广播信号的设备对应的系统的同步并且执行与由用于发送广播信号的设备执行的过程的逆过程相对应的解调。

帧解析模块9010可以解析输入信号帧并且提取发送由用户选择的服务所通过的数据。如果用于发送广播信号的设备执行交织，则帧解析模块9010能够执行与交织的逆过程相对应的解交织。在这种情况下，通过解码从信令解码模块9040输出的数据能够获得需要被提取的信号和数据的位置以恢复由用于发送广播信号的设备生成的调度信息。

解映射和解码模块9020能够将输入信号转变成位域数据并且然后必要时将其解交织。为了传输效率，解映射和解码模块9020能够针对施加的映射执行解映射，并且通过解码来校正在传输信道上产生的错误。在这种情况下，解映射和解码模块9020能够通过解码从信令解码模块9040输出的数据来获得用于解映射和解码所需的传输参数。

输出处理器9030能够执行通过用于发送广播信号的设备施加的各压缩/信号处理过程的逆过程以提高传输效率。在这种情况下，输出处理器9030能够根据从信令解码模块9040输出的数据来获得必要的控制信息。输出处理器9030的输出与输入至用于发送广播信号的设备的信号相对应并且可以是MPEG-TS、IP流(v4或v6)和一般流。

信令解码模块9040能够从由同步与解调模块9000解调的信号获得PLS信息。如上所述，帧解析模块9010、解映射和解码模块9020和输出处理器9030能够使用从信令解码模块9040输出的数据来执行其功能。

图10例示了根据本发明的实施方式的帧结构。

图10示出了超级帧中的帧类型和FRU的示例配置。(a)示出了根据本发明的实施方式的超级帧，(b)示出了根据本发明的实施方式的FRU(帧重复单元)，(c)示出了在FRU中的可变PHY规范的帧并且(d)示出了帧的结构。

超级帧可以由8个FRU构成。FRU是针对帧的TDM的基本复用单元，并且在超级帧中被重复八次。

在FRU中的每个帧属于PHY规范(基本规范、手持规范、高级规范)中的一种或FEF。在FRU中允许的帧的最大数目是4个，并且在FRU(例如，基本规范、基本规范、手持规范、高级规范)中给定的PHY规范能够出现从0次至4次的任意次数。如果需要，PHY规范定义可以使用前导码中PHY_PROFILE的预留值来扩展。

如果包括FEF部分，则该FEF部分被插入在FRU的结尾处。当在FRU中包括FEF时，在超级帧中FEF的最小数目是8。不建议FEF部分彼此相邻。

一个帧被进一步划分成多个OFDM符号和前导码。如在(d)中所示，帧包括前导码、一个或更多个帧信令符号(FSS)、正常数据符号和帧边缘符号(FES)。

前导码是能实现快速未来播UTB系统信号检测并且提供用于高效发送和接收信号的基本传输参数的集合的特殊符号。下文将描述前导码的详细说明。

FSS的主要目的是承载PLS数据。为了快速同步和信道估计，以及由此的PLS数据的快速解码，FSS比正常数据符号具有更密的导频模式。FES具有与FSS完全相同的导频，其针对恰好在FES前的符号能实现在FES内的仅频率内插以及时域内插，而不外推。

图11例示了根据本发明的实施方式的帧的信令层级结构。

图11例示了信令层级结构，该信令层级结构被分成三个主要部分：前导码信令数据11000、PLS1数据11010和PLS2数据11020。在每个帧中由前导码符号承载的前导码的目的是指示传输类型和该帧的基本传输参数。PLS1使接收器能够访问并且解码PLS2数据，该PLS2数据包含访问感兴趣的DP的参数。PLS2在每个帧中被承载并且被分成两个主要部分：PLS2-STAT数据和PLS2-DYN数据。如有必要，PLS2数据的静态部分和动态部分通过填充而被跟随。

图12例示了根据本发明的实施方式的前导码信令数据。

前导码信令数据承载使接收器能够访问PLS数据并且在帧结构内追踪DP所需的21位信息。前导码信令数据的细节如下：

PHY_PROFILE：该3位字段指示当前帧的PHY规范类型。在下面的表5中给出了不同PHY规范类型的映射。

[表5]

值	PHY规范
		000	基本规范
001	手持规范
		010	高级规范
011～110	预留
		111	FEF

FFT_SIZE：该2位字段指示在帧组内的当前帧的FFT大小，如下面的表6所述。

[表6]

值	FFT大小
		00	8K FFT
01	16K FFT
		10	32K FFT
11	预留

GI_FRACTION：该3位字段指示在当前超级帧中的保护间隔部分值，如下面的表7所述。

[表7]

值	GI_FRACTION
		000	1/5
001	1/10
		010	1/20
011	1/40
		100	1/80
101	1/160
		110～111	预留

EAC_FLAG：该1位字段指示是否在当前帧中提供EAC。如果该字段被设置为“1”，则在当前帧中提供紧急警报服务(EAS)。如果该字段被设置为“0”，则在当前帧中不承载EAS。该字段可以在超级帧内被动态切换。

PILOT_MODE：该1位字段指示针对在当前帧组中的当前帧，导频模式是移动模式还是固定模式。如果该字段被设置为“0”，则使用移动导频模式。如果该字段被设置为“1”，则使用固定导频模式。

PAPR_FLAG：该1位字段指示针对在当前帧组中的当前帧是否使用PAPR减小。如果该字段被设置为值“1”，则针对PAPR减小使用信号音预留。如果该字段被设置为“0”，则不使用PAPR减小。

FRU_CONFIGURE：该3位字段指示在当前超级帧中存在的帧重复单元(FRU)的PHY规范类型配置。在当前超级帧中的所有前导码中的该字段中标识在当前超级帧中表达的所有规范类型。该3位字段针对每一种规范具有如在下面的表8中示出的不同的定义。

[表8]

RESERVED：为将来使用而预留这7位字段。

图13例示了根据本发明的实施方式的PLS1数据。

PLS1数据提供包括能实现接收和解码PLS2所需的参数的基本传输参数。如上所述，在一个帧组的整个持续期间内，PLS1数据保持不变。PLS1数据的信令字段的详细定义如下：

PREAMBLE_DATA：该20位字段是不包括EAC_FLAG的前导码信令数据的副本。

NUM_FRAME_FRU：该2位字段指示每个FRU的帧的数目。

PAYLOAD_TYPE：该3位字段指示在帧组中承载的有效载荷数据的格式。如在表9中所示，信号发送PAYLOAD_TYPE。

[表9]

值	有效载荷类型
		1XX	发送TS流
X1X	发送IP流
		XX1	发送GS流

NUM_FSS：该2位字段指示在当前帧中的FSS符号的数目。

SYSTEM_VERSION：该8位字段指示发送的信号格式的版本。该SYSTEM_VERSION被分成2个4位字段，它们是主版本和副版本。

主版本：SYSTEM_VERSION字段的MSB四位指示主版本信息。主版本字段的变化指示非向后兼容变化。默认值是“0000”。针对在该标准中描述的版本，该值被设置为“0000”。

副版本：SYSTEM_VERSION字段的LSB四位指示副版本信息。副版本字段的变化是向后兼容的。

CELL_ID：这是唯一地标识ATSC网络中的地理单元的16位字段。ATSC单元覆盖区域可以根据每个未来播UTB系统使用的频率的数目由一个或更多个频率构成。如果CELL_ID的值未知或未指定，则该字段被设置为“0”。

NETWORK_ID：这是唯一地标识当前ATSC网络的16位字段。

SYSTEM_ID：该16位字段唯一地标识ATSC网络内的未来播UTB系统。未来播UTB系统是地面广播系统，其输入是一个或更多个输入流(TS、IP、GS)，并且其输出是RF信号。未来播UTB系统承载一个或更多个PHY规范和FEF(如果有的话)。相同的未来播UTB系统可以承载不同的输入流并且在允许本地服务插入的不同地理区域中使用不同的RF频率。帧结构和调度被控制在一个位置中并且针对在未来播UTB系统内的所有传输都相同。一个或更多个未来播UTB系统可以具有相同的SYSTEM_ID，这意味着它们都具有相同的物理层结构和配置。

下面的循环由用来指示FRU配置和每个帧类型的长度的FRU_PHY_PROFILE、FRU_FRAME_LENGTH、FRU_GI_FRACTION和预留构成。循环大小是固定的，使得在FRU内信号通知(包括FEF的)四个PHY规范。如果NUM_FRAME_FRU小于4，则用0填充未使用的字段。

FRU_PHY_PROFILE：该3位字段指示相关的FRU的第(i+1)(i是循环索引)个帧的PHY规范类型。该字段使用与在表8中示出的相同的信令格式。

FRU_FRAME_LENGTH：该2位字段指示相关的FRU的第(i+1)个帧的长度。与FRU_GI_FRACTION一起使用FRU_FRAME_LENGTH，能够获得帧持续时间的精确值。

FRU_GI_FRACTION：该3位字段指示相关FRU的第(i+1)个帧的保护间隔部分值。根据表7信号通知FRU_GI_FRACTION。

RESERVED：为将来使用而预留该4位字段。

下面的字段提供了用于解码PLS2数据的参数。

PLS2_FEC_TYPE：该2位字段指示由PLS2保护使用的FEC类型。根据表10信号通知该FEC类型。下文将描述LDPC码的细节。

[表10]

内容	PLS2 FEC类型
		00	4K-1/4和7K-3/10LDPC码
01～11	预留

PLS2_MOD：该3位字段指示由PLS2使用的调制类型。根据表11信号通知该调制类型。

[表11]

值	PLS2_MODE
		000	BPSK
001	QPSK
		010	QAM-16
011	NUQ-64
		100～111	预留

PLS2_SIZE_CELL：该15位字段指示C_{total_partial_block}，针对PLS2的全部编码块的在当前帧组中承载的集合的大小(指定为QAM单元的数目)。该值在当前帧组的整个持续期间是常数。

PLS2_STAT_SIZE_BIT：该14位字段按位指示当前帧组的PLS2-STAT的大小。该值在当前帧组的整个持续期间是常数。

PLS2_DYN_SIZE_BIT：该14位字段按位指示当前帧组的PLS2-DYN的大小。该值在当前帧组的整个持续期间是常数。

PLS2_REP_FLAG：该1位标志指示在当前帧组中是否使用PLS2重复模式。当该字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当该字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。

PLS2_REP_SIZE_CELL：该15位字段指示C_{total_partial_block}，当使用PLS2重复时，针对PLS2的部分编码块的在当前帧组的每个帧中承载的集合的大小(指定为QAM单元的数目)。如果不使用重复，则该字段的值等于0。该值在当前帧组的整个持续期间是常数。

PLS2_NEXT_FEC_TYPE：该2位字段指示用于在下一帧组中的每个帧中承载的PLS2的FEC类型。根据表10信号通知该FEC类型。

PLS2_NEXT_MOD：该3位字段指示用于在下一帧组中的每个帧中承载的PLS2的调制类型。根据表11信号通知该调制类型。

PLS2_NEXT_REP_FLAG：该1位标志指示是否在下一帧组中使用PLS2重复模式。当该字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当该字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。

PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL：该15位字段指示C_{total_full_block}，当使用PLS2重复时，针对PLS2的全部编码块的在下一帧组的每个帧中承载的集合的大小(指定为QAM单元的数目)。如果在下一帧组中不使用重复，则该字段的值等于0。该值在当前帧组的整个持续期间是常数。

PLS2_NEXT_REP_STAT_SIZE_BIT：该14位字段按位指示针对下一帧组的PLS2-STAT的大小。该值在当前帧组中是常数。

PLS2_NEXT_REP_DYN_SIZE_BIT：该14位字段按位指示针对下一帧组的PLS2-DYN的大小。该值在当前帧组中是常数。

PLS2_AP_MODE：该2位字段指示针对在当前帧组中的PLS2是否提供附加的奇偶校验位。该值在当前帧组的整个持续期间是常数。下面的表12给出了该字段的值。当该字段被设置为“00”时，在当前帧组中针对PLS2不使用附加的奇偶校验位。

[表12]

值	PLS2-AP模式
		00	不提供AP
01	AP1模式
		10～11	预留

PLS2_AP_SIZE_CELL：该15位字段指示PLS2的附加奇偶校验位的大小(指定为QAM单元的数目)。该值在当前帧组的整个持续期间是常数。

PLS2_NEXT_AP_MODE：该2位字段指示是否针对下一帧组的每个帧中的PLS2信令提供附加的奇偶校验位。该值在当前帧组的整个持续期间是常数。表12定义了该字段的值。

PLS2_NEXT_AP_SIZE_CELL：该15位字段指示在下一帧组的每个帧中的PLS2的附加奇偶校验位的大小(指定为QAM单元的数目)。该值在当前帧组的整个持续期间是常数。

RESERVED：为将来使用而预留该32位字段。

CRC_32：应用于整个PLS1信令的32位错误检测码。

图14例示了根据本发明的实施方式的PLS2数据。

图14例示了PLS2数据的PLS2-STAT数据。PLS2-STAT数据在帧组内相同，而PLS2-DYN数据提供了针对当前帧特定的信息。

PLS2-STAT数据的字段的细节如下：

FIC_FLAG：该1位字段指示在当前帧组中是否使用FIC。如果该字段被设置为“1”，则在当前帧中提供FIC。如果该字段被设置为“0”，则在当前帧中不承载FIC。该值在当前帧组的整个持续期间是常数。

AUX_FLAG：该1位字段指示在当前帧组中是否使用辅助流。如果该字段被设置为“1”，则在当前帧中提供辅助流。如果该字段被设置为“0”，则在当前帧中不承载辅助流。该值在当前帧组的整个持续期间是常数。

NUM_DP：该6位字段指示在当前帧中承载的DP的数目。该字段的值的范围从1至64，并且DP的数目是NUM_DP+1。

DP_ID：该6位字段在PHY规范内唯一地标识DP。

DP_TYPE：该3位字段指示DP的类型。根据下面的表13对此进行信号通知。

[表13]

值	DP类型
		000	DP类型1
001	DP类型2
		010～111	预留

DP_GROUP_ID：该8位字段标识与当前DP相关联的DP组。其可以由接收器使用以访问将具有相同DP_GROUP_ID的与特定服务相关联的服务分量的DP。

BASE_DP_ID：该6位字段指示承载在管理层中使用的服务信令数据(诸如PSI/SI)的DP。由BASE_DP_ID指示的DP可以是承载服务信令数据以及服务数据的正常DP，或仅承载服务信令数据的专用DP。

DP_FEC_TYPE：该2位字段指示由相关联的DP使用的FEC类型。根据下面的表14来信号通知该FEC类型。

[表14]

值	FEC_TYPE
		00	16K LDPC
01	64K LDPC
		10～11	预留

DP_COD：该4位字段指示由相关联的DP使用的码率。根据下面的表15来信号通知该码率。

[表15]

值	码率
		0000	5/15
0001	6/15
		0010	7/15
0011	8/15
		0100	9/15
0101	10/15
		0110	11/15
0111	12/15
		1000	13/15
1001～1111	预留

DP_MOD：该4位字段指示由相关联的DP使用的调制。根据下面的表16来信号通知该调制。

[表16]

值	调制
		0000	QPSK
0001	QAM-16
		0010	NUQ-64
0011	NUQ-256
		0100	NUQ-1024
0101	NUC-16
		0110	NUC-64
0111	NUC-256
		1000	NUC-1024
1001～1111	预留

DP_SSD_FLAG：该1位字段指示是否在相关联的DP中使用SSD模式。如果该字段被设置为值“1”，则使用SSD。如果该字段被设置为值“0”，则不使用SSD。

下面的字段仅在PHY_PROFILE等于指示高级规范的“010”时出现：

DP_MIMO：该3位字段指示向相关联的DP应用了哪种类型的MIMO编码处理。根据表17来信号通知MIMO编码处理的类型。

[表17]

值	MIMO编码
		000	FR-SM
001	FRFD-SM
		010～111	预留

DP_TI_TYPE：该1位字段指示时间交织的类型。值“0”指示一个TI组与一个帧相对应并且包含一个或更多个TI块。值“1”指示一个TI组被承载在超过1个的帧中并且仅包含一个TI块。

DP_TI_LENGTH：通过在DP_TI_TYPE字段内如下设置的值来确定该2位字段(允许的值仅为1、2、4、8)的使用：

如果DP_TI_TYPE被设置为值“1”，则该字段指示每个TI组被映射至的帧的数目PI，并且每个TI组有一个TI块(NTI＝1)。在下面的表18中定义了具有2位字段的允许的PI值。

如果DP_TI_TYPE被设置为值“0”，则该字段指示每个TI组的TI块的数目NTI，并且每个帧有一个TI组(PI＝1)。在下面的表18中定义了具有2位字段的允许的PI值。

[表18]

2位字段	P_I	N_TI
			00	1	1
01	2	2
			10	4	3
11	8	4

DP_FRAME_INTERVAL：该2位字段指示针对相关联的DP在帧组内的帧间隔(I_JUMP)，并且允许的值是1、2、4、8(相对应的2位字段分别是“00”、“01”、“10”或“11”)。针对帧组的每个帧中不出现的DP，该字段的值等于相继帧之间的间隔。例如，如果在帧1、5、9、13等上出现DP，则该字段被设置为“4”。针对在每个帧中出现的DP，该字段被设置为“1”。

DP_TI_BYPASS：该1位字段确定时间交织器5050的可用性。如果针对DP不使用时间交织，则其被设置为“1”。而如果使用时间交织，则其被设置为“0”。

DP_FIRST_FRAME_IDX：该5位字段指示超级帧的出现当前DP的第一个帧的索引。DP_FIRST_FRAME_IDX的值的范围从0至31。

DP_NUM_BLOCK_MAX：该10位字段指示针对该DP的DP_NUM_BLOCKS的最大值。该字段的值具有与DP_NUM_BLOCKS相同的范围。

DP_PAYLOAD_TYPE：该2位字段指示由给定的DP承载的有效载荷数据的类型。根据下面的表19来信号通知DP_PAYLOAD_TYPE。

[表19]

值	有效载荷类型
		00	TS
01	IP
		10	GS
11	预留

DP_INBAND_MODE：该2位字段指示当前的DP是否承载带内信令信息。根据下面的表20来信号通知该带内信令类型。

[表20]

值	带内模式
		00	不承载带内信令
01	仅承载带内-PLS
		10	仅承载带内-ISSY
11	承载带内-PLS和带内-ISSY

DP_PROTOCOL_TYPE：该2位字段指示由给定的DP承载的有效载荷的协议类型。当选择输入有效载荷类型时，根据下面的表21来对此进行信号通知。

[表21]

DP_CRC_MODE：该2位字段指示在输入格式化块中是否使用CRC编码。根据下面的表22来信号通知该CRC模式。

[表22]

值	CRC模式
		00	不使用
01	CRC-8
		10	CRC-16
11	CRC-32

DNP_MODE：该2位字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的空数据包删除模式。根据下面的表23来信号通知DNP_MODE。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(“00”)，则DNP_MODE被设置为值“00”。

[表23]

值	空数据包删除模式
		00	不使用
01	DNP-正常
		10	DNP-偏移
11	预留

ISSY_MODE：该2位字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的ISSY模式。根据下面的表24来信号通知该ISSY_MODE。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(“00”)，则ISSY_MODE被设置为值“00”。

[表24]

值	ISSY模式
		00	不使用
01	ISSY-UP
		10	ISSY-BBF
11	预留

HC_MODE_TS：该2位字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的TS报头压缩模式。根据下面的表25来信号通知该HC_MODE_TS。

[表25]

值	报头压缩模式
		00	HC_MODE_TS 1
01	HC_MODE_TS 2
		10	HC_MODE_TS 3
11	HC_MODE_TS 4

HC_MODE_IP：该2位字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为IP(“01”)时的IP报头压缩模式。根据下面的表26来信号通知该HC_MODE_IP。

[表26]

值	报头压缩模式
		00	无压缩
01	HC_MODE_IP 1
		10～11	预留

PID：该13位字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)且HC_MODE_TS被设置为“01”或“10”时针对TS报头压缩的PID数目。

RESERVED：为将来使用而预留该8位字段。

仅在FIC_FLAG等于“1”时出现下面的字段：

FIC_VERSION：该8位字段指示FIC的版本号。

FIC_LENGTH_BYTE：该13位字段按字节指示FIC的长度。

RESERVED：为将来使用而预留该8位字段。

仅在AUX_FLAG等于“1”时出现下面的字段：

NUM_AUX：该4位字段指示辅助流的数目。0表示不使用辅助流。

AUX_CONFIG_RFU：为将来使用而预留该8位字段。

AUX_STREAM_TYPE：为将来使用而预留该4位字段以用于指示当前辅助流的类型。

AUX_PRIVATE_CONFIG：为将来使用而预留该28位字段以用于信号通知辅助流。

图15例示了根据本发明的另一实施方式的PLS2数据。

图15例示了PLS2数据的PLS2-DYN数据。PLS2-DYN数据的值可以在一个帧组的持续期间改变，而字段的大小保持不变。

PLS2-DYN数据的字段的细节如下：

FRAME_INDEX：该5位字段指示在超级帧内的当前帧的帧索引。超级帧的第一帧的索引被设置为“0”。

PLS_CHANGE_COUNTER：该4位字段指示在配置将改变前超级帧的数目。配置改变的下一超级帧由在该字段内信号通知的值来指示。如果该字段被设置为值“0000”，则这意味着没有预见到预计的改变：例如，值“1”指示在下一超级帧中存在改变。

FIC_CHANGE_COUNTER：该4位字段指示在配置(即，FIC的内容)将改变前超级帧的数目。配置改变的下一超级帧由在该字段内信号通知的值来指示。如果该字段被设置为值“0000”，则这意味着没有预见到预计的改变：例如，值“0001”指示在下一超级帧中存在改变。

RESERVED：为将来使用而预留该16位字段。

下面的字段出现在描述与在当前帧中承载的DP相关联的参数的NUM_DP上的循环中。

DP_ID：该6位字段唯一地指示在PHY规范内的DP。

DP_START：该15位(或13位)字段使用DPU寻址方案来指示DP中的第一个的起始位置。DP_START字段根据在下面的表27中示出的PHY规范和FFT大小而具有不同的长度。

[表27]

DP_NUM_BLOCK：该10位字段指示针对当前DP的当前TI组中的FEC块的数目。DP_NUM_BLOCK的值的范围从0至1023。

RESERVED：为将来使用而预留该8位字段。

下面的字段指示与EAC相关联的FIC参数。

EAC_FLAG：该1位字段指示在当前帧中存在EAC。该位是与在前导码中的EAC_FLAG相同的值。

EAS_WAKE_UP_VERSION_NUM：该8位字段指示唤醒指示的版本号。

如果EAC_FLAG字段等于“1”，则针对EAC_LENGTH_BYTE字段分配以下的12位。如果EAC_FLAG字段等于“0”，则针对EAC_COUNTER分配以下的12位。

EAC_LENGTH_BYTE：该12位字段按字节指示EAC的长度。

EAC_COUNTER：该12位字段指示在EAC到达的帧之前的帧的数目。

仅在AUX_FLAG字段等于“1”时出现下面的字段：

AUX_PRIVATE_DYN：为将来使用而预留该48位字段以用于信号通知辅助流。该字段的含义取决于在可配置PLS2-STAT中的AUX_STREAM_TYPE的值。

CRC_32：应用于整个PLS2的32位错误检测码。

图16例示了根据本发明的实施方式的帧的逻辑结构。

如上所述，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和虚拟单元被映射到帧中的OFDM符号中的激活载波中。PLS1和PLS2首先被映射到一个或更多个FSS中。然后，EAC单元(如果有的话)恰好被映射到PLS字段后，然后是FIC单元(如果有的话)。在PLS或EAC、FIC(如果有的话)之后，DP被映射。在首先映射后是类型1DP，且然后是类型2DP。下文将描述DP的类型的细节。在一些情况下，DP可以承载针对EAS或服务信令数据的一些特殊数据。辅助流或多个辅助流(如果有的话)跟随DP，然后进而跟随的是虚拟单元。以上述顺序(即，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和虚拟数据单元)将它们所有一起映射精确地填充了帧中的单元容量。

图17例示了根据本发明的实施方式的PLS映射。

PLS单元被映射至FSS的激活载波。根据由PLS占据的单元的数目，一个或更多个符号被指定为FSS，并且由PLS1中的NUM_FSS信号通知FSS的数目N_FSS。FSS是用于承载PLS单元的特殊符号。由于在PLS中稳健性和延迟是关键问题，因此FSS具有允许在FSS内的快速同步和仅频率内插的更高的导频密度。

PLS单元以自上向下的方式被映射至N_FSS个FSS的激活载波，如在图17的示例中所示。PLS1单元以单元索引的递增次序首先从第一FSS的第一单元被映射。PLS2单元紧跟在PLS1的最后一个单元之后，并且继续向下映射直到第一FSS的最后一个单元索引为止。如果需要的PLS单元的总数目超过一个FSS的激活载波的数目，则映射进行至下个FSS并且以与第一FSS完全相同的方式继续。

在PLS映射完成之后，接下来承载DP。如果在当前帧中存在EAC、FIC或它们两者，则它们位于PLS与“正常”DP之间。

图18例示了根据本发明的实施方式的EAC映射。

EAC是用于承载EAS消息的专用信道并且针对EAS链接至DP。提供EAS支持，但是EAC本身可能存在或不存在在每个帧中。恰好在PLS2单元之后映射EAC(如果有的话)。除了PLS单元以外，EAC之前并非任何FIC、DP、辅助流或虚拟单元。映射EAC单元的过程与映射PLS的过程完全相同。

EAC单元以图18中的示例中示出的单元索引的递增次序从PLS2的下个单元被映射。根据EAS消息大小，EAC单元可以占据一些符号，如图18所示。

EAC单元紧跟在PLS2的最后一个单元之后，并且继续向下映射直到最后一个FSS的最后一个单元索引为止。如果所需的EAC单元的总数目超过最后一个FSS映射的剩余激活的载波的数目，则继续进行至下个符号并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下个符号是比FSS具有更多激活载波的正常数据符号。

在EAC映射完成之后，如果存在FIC，则接下来承载FIC。如果不发送FIC(如在PLS2字段中进行信号通知)，则DP恰好在EAC的最后一个单元之后。

图19例示了根据本发明的实施方式的FIC映射。

(a)示出了不具有EAC的FIC单元的示例映射，并且(b)示出了具有EAC的FIC单元的示例映射。

FIC是用于承载交叉层信息的专用信道以能够获得快速服务和信道扫描。该信息主要包括DP与每个广播公司的服务之间的信道绑定信息。对于快速扫描，接收器能够解码FIC并且获得诸如广播公司ID、服务的数目和BASE_DP_ID的信息。对于快速服务获得，除了FIC以外，使用BASE_DP_ID还可以解码基本DP。除了其承载的内容之外，基本DP以与正常DP完全相同的方式被编码并且被映射至帧。因此，针对基本DP，不需要附加的描述。在管理层中产生并使用该FIC数据。在管理层规范中描述了FIC数据的内容。

FIC数据是可选的，并且通过PLS2的静态部分中的FIC_FLAG参数来信号通知FIC的使用。如果使用FIC，则FIC_FLAG被设置为“1”，并且在PLS2的静态部分中定义FIC的信令字段。在该字段中信号通知的是FIC_VERSION和FIC_LENGTH_BYTE。FIC使用与PLS2相同的调制、编码和时间交织参数。FIC共享诸如PLS2_MOD和PLS2_FEC的相同信令参数。恰好在PLS2或EAC(如果有的话)之后映射FIC数据(如果有的话)。FIC之前并非任何正常DP、辅助流或虚拟单元。映射FIC单元的方法与映射EAC的方法完全相同，映射EAC的方法又与映射PLS的方法相同。

在PLS之后不具有EAC的情况下，以如(a)中的示例中示出的单元索引的递增次序从PLS2的下个单元映射FIC单元。根据FIC数据大小，可以在一些符号上映射FIC单元，如在(b)中所示。

FIC单元紧跟在PLS2的最后一个单元之后，并且继续向下映射直到最后一个FSS的最后一个单元索引为止。如果需要的FIC单元的总数目超过最后的FSS的剩余激活的载波的数目，则继续映射至下个符号并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下个符号是比FSS具有更多激活载波的正常数据符号。

如果在当前帧中发送EAS消息，则EAC在FIC之前，并且以在(b)中示出的单元索引的递增次序从EAC的下个单元映射FIC单元。

在完成FIC映射之后，映射一个或更多个DP，然后是辅助流(如果有的话)和虚拟单元。

图20例示了根据本发明的实施方式的DP的类型。

图20示出了类型1DP并且(b)示出了类型2DP。

在映射前述信道(即，PLS、EAC和FIC)之后，映射DP的单元。根据映射方法，DP被分类成两种类型中的一种：

类型1DP：通过TDM映射DP

类型2DP：通过FDM映射DP

DP的类型由PLS2的静态部分中的DP_TYPE字段指示。图20例示了类型1DP和类型2DP的映射顺序。类型1DP首先以单元索引的递增次序被映射，并且然后在达到最后一个单元索引之后，符号索引增加1。在下个符号内，继续以从p＝0开始的单元索引的递增次序来映射DP。利用在一个帧中一同映射的DP的数目，每个类型1DP按时间成组，类似于DP的TDM复用。

类型2DP首先以符号索引的递增次序被映射，且然后在达到帧的最后一个OFDM符号之后，单元索引增加1并且符号索引转回到第一可用符号，并且然后从该符号索引增加。在将多个DP一同映射在一个帧中之后，与DP的FDM复用类似，类型2DP中的每一个按频率被分组在一起。

如果需要，类型1DP和类型2DP可以在一个帧中共存，但有一个限制：类型1DP总是在类型2DP之前。承载类型1DP和类型2DP的OFDM单元的总数目不能超过针对DP的传输可用的OFDM单元的总数目：

[数学式2]

D_DP1+D_DP2≤D_DP

其中，D_DP1是由类型1DP占据的OFDM单元的数目，D_DP2是由类型2DP占据的单元的数目。由于PLS、EAC、FIC都是以与类型1DP相同的方式被映射，因此它们都遵循“类型1映射规则”。因此，总的来说，类型1映射总是在类型2映射之前。

图21例示了根据本发明的实施方式的DP映射。

(a)示出了用于映射类型1DP的OFDM单元的寻址，并且(b)示出了用于映射类型2DP的OFDM单元的寻址。

针对类型1DP的激活数据单元，定义用于映射类型1DP(0、…、D_DP1-1)的OFDM单元的寻址。寻址方案限定了来自类型1DP中的每一个的TI的单元被分配至激活数据单元的顺序。其还用来在PLS2的动态部分中信号通知DP的位置。

在不具有EAC和FIC的情况下，地址0指的是恰好在最后一个FSS中承载PLS的最后一个单元后的单元。如果发送EAC，并且FIC不在相对应的帧中，则地址0指的是恰好在承载EAC的最后一个单元后的单元。如果在相对应的帧中发送FIC，则地址0指的是恰好在承载FIC的最后一个单元后的单元。考虑到在(a)中示出的两种不同情况，可以计算针对类型1DP的地址0。在(a)中的示例中，假设PLS、EAC和FIC都被发送。向EAC和FIC中的任一个或两者被省略的情况的扩展是明确的。如果在将所有单元映射至FIC之后FSS中存在有其余的单元，如在(a)的左侧示出。

针对类型2DP的激活数据单元而定义用于映射类型2DP(0、…、D_DP2-1)的OFDM单元的寻址。寻址方案限定了来自针对类型2DP中的每一个的TI的单元被分配至激活数据单元的顺序。其还用来在PLS2的动态部分中信号通知DP的位置。

如在(b)中所示，三个稍微不同的情况是可能的。针对在(b)的左侧示出的第一情况，在最后一个FSS中的单元对于类型2DP映射可用。针对在中间示出的第二情况，FIC占据了正常符号的单元，但是在该符号上的FIC单元的数目不大于C_FSS。在(b)中的右侧示出的第三情况除了在该符号上映射的FIC单元的数目超过C_FSS以外，与第二情况相同。

向类型1DP在类型2DP之前的情况的扩展是明确的，因为PLS、EAC和FIC遵循与类型1DP相同的“类型1映射规则”。

数据管道单元(DPU)是在帧中用于将数据单元分配至DP的基本单元。

DPU被定义为用于在帧中定位DP的信令单元。单元映射器7010可以映射由DP中的每一个的TI产生的单元。时间交织器5050输出TI块的序列并且每一个TI块包括可变数目的XFEC块，该XFEC块进而由一组单元构成。在XFEC块中的单元的数目N_cells取决于FEC块大小N_ldpc和每个星座符号传输位的数目。DPU被定义为在给定PHY规范中支持的XFEC块中的单元的数目N_cells的所有可能值的最大公约数。DPU在单元中的长度被定义为L_DPU。由于每个PHY规范支持FEC块大小与每个星座符号的位的不同数目的不同组合，因此基于PHY规范定义L_DPU。

图22例示了根据本发明的实施方式的FEC结构。

图22例示了根据本发明的实施方式的在比特交织前的FEC结构。如上所述，数据FEC编码器可以使用外部编码(BCH)和内部编码(LDPC)对输入的BBF执行FEC编码以产生FEC块过程。例示的FEC结构与FEC块相对应。另外，FEC块和FEC结构具有与LDPC码字的长度相对应的相同值。

BCH编码被应用于每一个BBF(K_bch位)，并且然后LDPC编码被应用于经BCH编码的BBF(K_ldpc位＝N_bch位)，如在图22中所示。

N_ldpc的值是64800位(长FEC块)或16200位(短FEC块)。

下面的表28和表29分别示出了针对长FEC块和短FEC块的FEC编码参数。

[表28]

[表29]

BCH编码和LDPC编码的操作的细节如下：

12错误校正BCH码用于BBF的外部编码。通过将所有多项式乘在一起获得针对短FEC块和长FEC块的BCH生成多项式。

LDPC码用来对外部BCH编码的输出进行编码。为了生成完整的B_ldpc(FEC块)，P_ldpc(奇偶校验位)从每一个I_ldpc(BCH编码的BBF)被系统地编码，并且被附加至I_ldpc。完整的B_ldpc(FEC块)被表达为如下的式。

[数学式3]

分别在上面的表28和表29中给出了针对长FEC块和短FEC块的参数。

计算长FEC块的N_ldpc-K_ldpc奇偶校验位的详细过程如下：

1)初始化奇偶校验位

[数学式4]

2)在奇偶校验检查矩阵的地址的第一行中指定的奇偶校验位地址处累加第一信息位-i0。下文将描述奇偶校验检查矩阵的地址的细节。例如，针对比率13/15：

[数学式5]

3)针对接下来的359个信息位，i_s，s＝1,2,…,359，使用下面的式在奇偶校验位地址处累加。

[数学式6]

{x+(s mod 360)×Q_ldpc}mod(N_ldpc-K_ldpc)

其中，x表示与第一位i0相对应的奇偶校验位累加器的地址，并且Q_ldpc是在奇偶校验检查矩阵的地址中指定的依赖于编码率的常数。继续举例，针对比率13/15，Q_ldpc＝24，因此针对信息位i1，执行下面的操作：

[数学式7]

4)针对第361个信息位i₃₆₀，在奇偶校验检查矩阵的地址的第二行中给出奇偶校验位累加器的地址。以类似的方式，使用式6获得针对后面的359个信息位i_s(s＝361,362,…,719)的奇偶校验位累加器的地址，其中，x表示与信息位i₃₆₀相对应的奇偶校验位累加器的地址，即，在奇偶校验检查矩阵的地址的第二行中的项。

5)以类似的方式，针对360个新信息位的每个组，来自奇偶校验检查矩阵的地址的新的行用来找到奇偶校验位累加器的地址。

在所有信息位被用尽之后，如下获得最终奇偶校验位：

6)顺序地执行下面从i＝1开始的操作

[数学式8]

其中，pi(i＝0,1,…N_ldpc-K_ldpc-1)的最终内容等于奇偶校验位p_i。

[表30]

编码率	Q_ldpc
		5/15	120
6/15	108
		7/15	96
8/15	84
		9/15	72
10/15	60
		11/15	48
12/15	36
		13/15	24

除了用表31替换表30以及用短FEC块的奇偶校验检查矩阵的地址替换长FEC块的奇偶校验检查矩阵的地址以外，针对短FEC块的该LDPC编码过程根据针对长FEC块的LDPC编码过程。

[表31]

编码率	Q_ldpc
		5/15	30
6/15	27
		7/15	24
8/15	21
		9/15	18
10/15	15
		11/15	12
12/15	9
		13/15	6

图23例示了根据本发明的实施方式的比特交织。

LDPC编码器的输出是比特交织的，该比特交织由奇偶校验交织，随后的准循环块(QCB)交织和组内交织构成。

(a)示出了准循环块(QCB)交织，并且(b)示出了组内交织。

FEC块可以是奇偶校验交织的。在奇偶校验交织的输出处，LDPC码字由长FEC块中的180个相邻的QC块和短FEC块中的45个相邻的QC块构成。长FEC块或短FEC块中的每个QC块由360位构成。奇偶校验交织的LDPC码字通过QCB交织而被交织。QCB交织的单元是QC块。在奇偶校验交织的输出处的QC块被QCB交织重新排列，如图23所示，其中，根据FEC块长度，N_cells＝64800/η_MOD或16200/η_MOD。QCB交织模式对调制类型和LDPC编码率的每一个组合是唯一的。

在QCB交织之后，根据在下面的表32中定义的调制类型和顺序(η_MOD)来执行组内交织。还定义了针对一个组内的QC块的数目N_{QCB_IG}。

[表32]

调制类型	η_mod	N_{QCB_IG}
			QAM-16	4	2
NUC-16	4	4
			NUQ-64	6	3
NUC-64	6	6
			NUQ-256	8	4
NUC-256	8	8
			NUQ-1024	10	5
NUC-1024	10	10

利用QCB交织输出的N_{QCB_IG}个QC块来执行组内交织处理。组内交织具有使用360个列和N_{QCB_IG}个行来写入和读取组内的位的处理。在写入操作中，按行写入来自QCB交织输出的位。按列执行读取操作以从每个行中读出m个位，其中，针对NUC，m等于1，并且针对NUQ，m等于2。

图24例示了根据本发明的实施方式的单元字解复用。

(a)示出了针对8个和12个bpcu MIMO的单元字解复用，并且(b)示出了针对10个bpcu MIMO的单元字解复用。

比特交织输出的每个单元字(c_0,1,c_1,1,…c_nmod-1,1)被解复用成(d_1,0,m,d_1,1,m…,d_1,nmod-1,m)和(d_2,0,m,d_2,1,m,…,d_2,nmod-1,m)，如在(a)中所示，这描述了针对一个XFEC块的单元字解复用处理。

针对使用用于MIMO编码的不同类型的NUQ的10个bpcu MIMO的情况，重复使用NUQ-1024的比特交织器。比特交织器输出的每一个单元字(c_0,1,c_1,1,…,c_9,1)被解复用成(d_1,0,m,d_1,1,m,…,d_1,3,m)和(d_2,0,m,d_2,1,m,…,d_2,5,m)，如在(b)中所示。

图25例示了根据本发明的实施方式的时间交织。

(a)至(c)示出了TI模式的示例。

时间交织器以DP级别工作。时间交织(TI)的参数可以针对每个DP而不同地设置。

在PLS2-STAT数据的部分中出现的以下参数配置TI：

DP_TI_TYPE(允许的值：0或1)：表示TI模式；“0”指示每个TI组具有多个TI块(超过一个TI块)的模式。在这种情况下，一个TI组直接被映射至一个帧(没有帧间交织)。“1”指示每个TI组仅具有一个TI块的模式。在这种情况下，TI块可以在超过一个帧的范围上扩展(帧间交织)。

DP_TI_LENGTH：如果DP_TI_TYPE＝“0”，则该参数是每个TI组的TI块的数目NTI。针对DP_TI_TYPE＝“1”，该参数是从一个TI组扩展的帧的数目PI。

DP_NUM_BLOCK_MAX(允许的值：0至1023)：表示每个TI组的XFEC块的最大数目。

DP_FRAME_INTERVAL(允许的值：1、2、4、8)：表示承载给定PHY规范的相同DP的两个连续帧之间的帧的数目IJUMP。

DP_TI_BYPASS(允许的值：0或1)：如果针对DP不使用时间交织，则该参数被设置为“1”。如果使用了时间交织，则该参数被设置为“0”。

另外，来自PLS2-DYN数据的参数DP_NUM_BLOCK被用于表示由DP的一个TI组承载的XFEC块的数目。

当针对DP不使用时间交织时，不考虑下面的TI组、时间交织操作和TI模式。然而，仍然还需要针对来自调度器的动态配置信息的延迟补偿块。在每个DP中，从SSD/MIMO编码接收的XFEC块被分组到TI组中。即，每个TI组是整数个XFEC块的集合并且将包含动态可变数目的XFEC块。索引n的TI组中的XFEC块的数目用N_{xBLOCK_Group}(n)来表示，并且在PLS2-DYN数据中被信号通知为DP_NUM_BLOCK。注意，N_{xBLOCK_Group}(n)可以从最小值0变化成最大值N_{xBLOCK_Group_MAX}(与DP_NUM_BLOCK_MAX相对应)，该N_{xBLOCK_Group_MAX}的最大值为1023。

每一个TI组或者直接被映射到一个帧上或者在PI帧上扩展。每一个TI组还被划分为超过一个TI块(NTI)，其中，每个TI块与时间交织存储器的一种使用相对应。TI组内的TI块可以包含稍微不同数目的XFEC块。如果TI组被划分成多个TI块，则其仅直接被映射至一个帧。针对时间交织，(除了跳过时间交织的额外选项以外)存在三种选项，如在下面的表33中所示。

[表33]

在每个DP中，TI存储器存储输入的XFEC块(从SSD/MIMO编码块输出XFEC块)。假设输入的XFEC块被定义为

其中，d_n,s,r,q是在第n个TI组的第s个TI块中的第r个XFEC块的第q个单元，并且表示将SSD和MIMO编码的输出表示如下

另外，假设来自时间交织器5050的输出XFEC块被定义为

其中，h_n,s,i是在第n个TI组的第s个TI块中的(针对i＝0，...，N_{xBLOCK_TI}(n，s)×N_cells-1)的第i个输出单元。

典型地，在帧构建的处理之前，时间交织器还将用作DP数据的缓冲器。这通过针对每个DP的两个存储库的方式而实现。第一TI块被写至第一库。在读取第一库等的同时，第二TI块被写至第二库。

TI是扭曲的行-列块交织器。针对第n个TI组的第s个TI块，TI存储器的行的数目N_r等于单元的数目N_cell，即，N_r＝N_cell，而列的数目N_c等于数目N_{xBLOCK_TI}(n,s)。

图26A例示了在时间交织器中的写操作，并且图26B例示了在时间交织器中的读操作。如图26A所示，在时间交织存储器的第一列中沿列方向写入第一XFECBLOCK并且在下一列中写入第二XFECBLOCK，并且继续这种操作。另外，在交织阵列中，沿对角方向读取单元。如图26B所示，在正在(沿着从最左边的列开始的行向右侧)从第一行至最后一行进行对角读取的同时，读取N_r个单元。具体地，当假设z_n，s，i(i＝0，...，N_rN_c)是要依次读取的时间交织存储单元位置时，通过如在下面给出的式所示地计算行索引R_n，s，i、列索引C_n，s，i和关联的扭曲参数T_n，s，i执行在交织阵列中的读取操作。

[数学式9]

GENERATE(R_n，s，i，C_n，s，i)＝

{

R_n，s，i＝mod(i，N_r)，

T_n，s，i＝mod(S_shift×R_n，s，i，N_c)，

}

其中，S_shift是与N_{xBLOCK TI}(n，s)无关的对角读取过程的公共位移值，并且该位移值由在下面给出的式中示出的PLS2-STAT中给出的N_{xBLOCK TI MAX}来确定。

[数学式10]

对于

因此，通过坐标z_n，s，i＝N_rC_n，s，i+R_n，s，i来计算要读取的单元位置。

更具体地，图27例示了当N_{xBLOCK_TI}(0,0)＝3、N_{xBLOCK TI}(1，0)＝6且N_{xBLOCK TI}(2，0)＝5时针对包括虚拟XFEBLOCK的相应时间交错组的时间交错存储器的交错阵列。

变量N_{xBLOCK TI}(n，s)＝N_r将等于或小于N′_xBLOCKTIMAX。因此，为了使接收器能与N_{xBLOCK_TI}(n，s)无关地实现单个存储器，针对扭曲的行-列块交织器的交织阵列的大小通过将虚拟XFECBLOCK插入到时间交织存储器中而被设置为N_r×N_c＝N_cells×N′_{xBLOCK_TI_MAX}的大小，并且如在下面给出的式所示地实现读取过程。

[数学式11]

时间交织组的数目被设置为3。在PLS2-STAT中通过DP_TI_TYPE＝‘0’、DP_FRAME_INTERVAL＝‘1’以及DP_TI_LENGTH＝‘1’(即，NTI＝1、IJUMP＝1以及PI＝1)用信号通知时间交织器的选项。在PLS2-DYN数据中通过相应XFECBLOCK的NxBLOCK_TI(0,0)＝3、NxBLOCK_TI(1,0)＝6以及NxBLOCK_TI(2,0)＝5用信号通知每个时间交织组的Ncells＝30的相应XFECBLOCK的数目。在PLS2-STAT数据中通过NxBLOCK_Group_MAX用信号通知XFECBLOCK的最大数目，并且继续进行

更具体地，图28例示了来自具有参数N′_{xBLOCK TI MAX}＝7和Sshift＝(7-1)/2＝3的相应交织阵列的对角读取模式。在这种情况下，在由上文给出的伪码表示的读取过程期间，当V_i≥N_cellsN_{xBLOCK_TI}(n，s)时，省略Vi的值，并且使用Vi的下一个计算值。

图29例示了根据本发明的示例性实施方式的具有参数N′_{xBLOCK_TI_MAX}＝7和Sshift＝3的每个交织阵列交织的XFECBLOCK。

图30例示了包括在图9的同步与解调模块9000中的子模块。

同步/解调模块包括：调谐器30010，该调谐器30010用于调谐到广播信号；ADC模块30020，该ADC模块30020用于将接收到的模拟信号转变成数字信号；前导码检测模块30030，该前导码检测模块30030用于检测包括在接收到的信号中的前导码；保护序列检测模块30040，该保护序列检测模块30040用于检测包括在接收到的信号中的保护序列；波形变换模块30050，该波形变换模块30050用于对接收到的信号执行FFT；基准信号检测模块30060，该基准信号检测模块30060用于检测包括在接收到的信号中的导频信号；信道均衡器30070，该信道均衡器30070用于通过使用提取的保护序列来执行信道均衡；波形逆变换模块30100；时域基准信号检测模块30090，该时域基准信号检测模块30090用于检测时域中的导频信号；以及时间/频率同步模块30010，该时间/频率同步模块30010用于通过使用前导码和导频信号对接收到的信号执行时间/频率同步。波形逆变换模块30080针对逆FFT执行变换，该波形逆变换模块30080可以根据特定实施方式而被省略或者用执行与其相同或相似的功能的不同模块来替换。

图30例示了接收器处理由多个天线经由多条路径接收的信号的情况；并行地示出了相同的模块，没有提供其说明。

在本发明中，接收器能够通过使用基准信号检测模块30060和时域基准信号检测模块30090来检测并利用导频信号。基准信号检测模块30060能够检测频域中的导频信号，并且接收器能够通过使用检测到的导频信号的特性来执行同步和信道估计。时域基准信号检测模块30090能够检测接收到的信号的时域中的导频信号，并且接收器能够通过使用检测到的导频信号的特性来执行同步和信道估计。本文件将检测频域中的导频信号的模块30060和检测时域中的导频信号的模块30090中的至少一个称为导频信号检测模块。另外，在本文件中，基准信号被称为导频信号。

接收器能够检测包括在接收信号中的CP模式并且通过使用检测到的CP模式经由粗略的自动频率控制(AFC)、精细的AFC和公共相位误差(CPE)校正来执行同步。接收器能够通过使用导频信号检测模块来检测包括在接收到的信号中的导频信号，并且通过将检测到的导频信号与对接收器已知的那些导频信号进行比较来执行时间/频率同步。

本发明尝试设计实现各种目标和效果的CP模式。首先，根据本发明的CP模式尝试通过针对预定数目的激活载波(NoC)和预定SP模式在每个OFDM符号中保持激活数据载波(NoA)的数目来减少信令信息并且简化时间交织和载波映射中的相互作用。

另外，本发明尝试根据SP模式改变NoC和CP模式以实现上述条件。另外，根据本发明的CP模式尝试公平地选择SP承载CP和非SP承载CP，使得能够实现在频谱上大致均匀的分布和在频谱上随机位置分布以抵制频率选择信道。另外，CP模式被构成为使得能够保持CP的整体开销，并且CP位置的数目能够随着NoC减小而减少。承载SP的CP和不承载SP的CP可以被称为SP承载CP和非SP承载CP。SP承载CP表示其位置与SP的位置交叠的CP，而非SP承载CP表示其位置与SP的位置不交叠的CP。

CP的模式或位置信息可以按照索引表的形式存储在发送器或接收器的存储器中。然而，由于在广播系统中使用的SP模式已经被多样化并且NoC的模式已增加，因此索引表的大小已增加到占用存储器的大部分。因此，本发明尝试解决上述问题并且提供满足上述CP模式的目标和效果的CP模式。

在本文件中，包括在SP模式中的SP当中的频域中的间隔由Dx表示，并且时域中的间隔由Dy表示。换句话说，Dx表示沿着频率轴在承载导频的载波当中的间隔，而Dy表示沿着时间轴形成一个分散的导频序列的符号的数目。

在广播系统的情况下，频谱掩码可以根据国家和地区而改变。因此，根据情况，广播信号的带宽可能必须改变，并且为此目的，本发明提供了灵活的载波数(NoC)结构。

图31至图33例示了根据本发明的广播信号的灵活NoC结构的实施方式。

通过灵活的NoC结构，可以使用两种不同的方法来构成信号。

1)确定最小带宽和根据最小带宽的最小NoC，并且通过使用最小带宽和最小NoC，NoC按预定单位被扩展。在这种方法中，根据最小NoC设计的非SP承载CP不随着NoC扩展而改变，但是由于没有充分地利用扩展后的带宽，因此性能可能劣化。为此，可以增加一个表来确定随着NoC增加而增加的非SP承载CP。

2)确定最大带宽和根据最大带宽的最大NoC，并且通过使用最大NoC，NoC按预定单位减小。在该方法中，能够通过指定与最大NoC对应的窗口来使用对非SP承载CP进行掩码的导频。在这种情况下，CP的数目被设计为具有使得能够防止由于NoC减少而导致的性能劣化的余量。换句话说，系统被设计为使得从最大NoC减小的最小NoC能够具有特定数目的非SP承载CP。另外，该方法能够用来支持需要附加的窄带宽或更小的NoC的情况。该方法能够通过下面的数学式12来表达。

[数学式12]

NoC＝NoC_Max–k*Δ

在数学式12中，NoC表示载波的数目(即，包括在一个信号帧中的符号的数目)，该数目为OFDM子载波的数目。Δ表示控制单位值，并且k表示与控制单位值相乘以确定要被减少的载波的数目的系数。如图31至图33所示，Δ能够根据FFT大小而改变：分别为Δ_8K-FFT＝96、Δ_16K-FFT＝192和Δ_32K-FFT＝384。k能够取从0至4的一个值。k还能够用减少系数(C_(red_coeff))来表示。最大NoC(NoC_Max)与FFT大小不同，并且如图31至图33所示，最大NoC针对8K FFT可以是6529，针对16K FFT可以是13057，并且针对23k FFT可以是26113。

根据实施方式，非SP承载CP的数目可以通过最大NoC或最小NoC来确定。如图31所示，可以将系统结构化为使得针对最大NoC的非SP承载CP的数目是45，并且针对最小NoC的非SP承载CP的数目是43，其中k＝4。然而，在这种情况下，如果考虑广播系统的带宽，则发送和接收的性能可能劣化。因此，如图32所示，系统可以被设计为使得在由于NoC从最大NoC减小而使带宽窗口被掩码的同时，针对最小NoC的非SP承载CP的数目变为45，并且相反地，针对最大NoC的非SP承载CP的数目变为48以防止性能劣化。图33例示了在图32中示出的方法的实施方式，其中，在8K FFT的情况下，非SP承载CP的数目从45变成48；在该实施方式中，NoC和CP的估计数目根据FFT大小和k值而改变。

本发明构成使得NoC能够根据需要从在数学式12中示出的最大NoC减小Δ的倍数的系统。另外，系统被进一步构成为使得在最大NoC的情况下，非SP承载CP的数目根据FFT大小与针对8K的48、针对16K的96和针对96K的192对应；能够从图31至图33找到根据k的增加非SP承载CP的数目的变化。

在下文中，将描述用于在如上所述地使用灵活NoC的情况下保持常数NoA的方法。

在支持灵活NoC的情况下，NoC可以以Max(Dx)为单位扩展或减少；也在这种情况下，生成对SP承载CP的数目及其位置的约束以便保持常数NoA。在NoC以Dx为单位扩展或减少的情况下，能够根据SP模式、FFT大小和k值来改变这种约束。

图34至图37例示了根据本发明的一个实施方式的当NoC根据FFT大小而改变时生成约束以保持常数NoA的情况。

如上所述，在支持灵活NoC的情况下，NoC根据k值和FFT大小减小96、182和384个单元。然而，通过与Dx*Dy对应的块单元，重复SP模式。因此，如果正在减小的Δ的值不与Dx*Dy块的倍数对应，则违反了针对常数NoA配置的导频模式。这是由于NoC可以不与Dx*Dy的倍数对应，因为NoC被减小最大Dx单元。这个事实可以通过以下的数学式表达。

[数学式13]

MOD(NoC-1,Dx*Dy)

在数学式13中，如果从0至4的范围中的k的结果值为0，则保持NoA，但是在其它情况下，因为不保持NoA，所以需要改变导频模式。当在8K FFT的情况下SP模式是(Dx,Dy)＝{(32,2),(16,4),(32,4)}以及在16K FFT的情况下SP模式是(Dx,Dy)＝(32,4)时，发生这种情况。

图34例示了在使用8K FFT并且SP模式(Dx,Dy)＝(32,2)的条件下需要改变导频模式以支持常数NoA的情况。在图34中，在使用8K FFT并且SP模式(Dx,Dy)＝(32,2)的情况下，针对k＝0,2,4，MOD(NoC-1,Dx*Dy)的值是0；并且针对k＝1,3，MOD(NoC-1,Dx*Dy)的值是32。因此，在k＝1,3的情况下，需要改变导频模式以具有常数NoA。

图35例示了在使用8K FFT并且SP模式(Dx,Dy)＝(16,4)的条件下需要改变导频模式以支持常数NoA的情况。在图35中，在使用8K FFT并且SP模式(Dx,Dy)＝(16,4)的情况下，针对k＝0,2,3，MOD(NoC-1,Dx*Dy)的值是0；并且针对k＝1,3，MOD(NoC-1,Dx*Dy)的值是32。因此，在k＝1,3的情况下，需要改变导频模式以具有常数NoA。

图36例示了在使用8K FFT并且SP模式(Dx,Dy)＝(32,4)的条件下需要改变导频模式以支持常数NoA的情况。在图36中，在使用8K FFT并且SP模式(Dx,Dy)＝(32,4)的情况下，针对k＝0,4，MOD(NoC-1,Dx*Dy)的值是0；针对k＝1，MOD(NoC-1,Dx*Dy)的值是32，针对k＝2，MOD(NoC-1,Dx*Dy)的值是64，并且针对k＝3，MOD(NoC-1,Dx*Dy)的值是96。因此，在k＝1,2,3的情况下，需要改变导频模式以具有常数NoA。

图37例示了在使用16K FFT并且SP模式(Dx,Dy)＝(32,4)的条件下需要改变导频模式以支持常数NoA的情况。在图37中，在使用16K FFT并且SP模式(Dx,Dy)＝(32,4)的情况下，针对k＝0,2,4，MOD(NoC-1,Dx*Dy)的值是0；针对k＝1,3，MOD(NoC-1,Dx*Dy)的值是63。因此，在k＝1,3的情况下，需要改变导频模式以具有常数NoA。

通过使用下面将再次描述的用于选择性地在Dy＝2的情况下使用一个SP承载CP以及在Cy＝4的情况下使用1至3个SP承载CP的方法，可以根据NoC的改变使用导频图案的改变以支持常数NoA。

在下文中，将描述根据本发明的实施方式的作为用于生成CP模式的方法的用于生成公共CP集和附加CP集的方法。公共CP集是指不与SP交叠的非SP承载CP的集合，并且附加CP集是指与SP交叠的SP承载CP的集合。

根据本发明的实施方式的广播系统支持3和4二者作为Dx基础值。由于需要利用用于所有SP模式的预定值来为非SP承载CP和SP承载CP的位置编索引，因此针对Dx基础值设计CP。因此，能够通过以下针对Dx基础3和4的两种方法来进行CP的设计。

i)针对DX基础3和4独立地设计CP集，并且与SP模式的选择相关地选择CP索引表。ii)通过考虑所选择的SP模式的DX基础3和4两者来选择一个公共CP集，并且只有一个CP索引表被定义为与SP模式选择独立地使用。

上述两方法的特征如下。

由于方法i)将针对每个Dx基础情况而优化的CP的位置进行优化，因此方法i)提供了比方法ii)更好的性能。由于方法ii)具有与SP模式无关的相同的CP索引，因此当在具有不同Dx基础的SP模式当中需要同步追踪时，不存在由于边界处的不连续而导致的性能劣化。另外，方法ii)具有如下优点：在由于事先不知道Dx基础而需要初始同步的情况下，与使用两个CP集的情况相比，接收器能够不管怎样都使用现有的CP集。因此，在下文中，将描述用于基于方法ii)生成SP模式的方法。

图38例示了根据本发明的一个实施方式生成CP索引的方法。

图38例示了用于生成公共CP集的方法，并且根据该方法，能够通过使用基准CP集来生成与各种FFT大小对应的CP集。

首先，根据本发明，通过考虑上述Dx＝3的SP模式和Dx＝4的SP模式两者生成不与SP交叠的非SP承载CP的集合，其中，CP集合可以被称为基准CP集。基准CP集可以与32K FFT模式CP集的左一半对应。换句话说，由于当k＝0时在32K FFT模式下的CP的数目是180，基准CP集可以包括90个CP。生成基准CP集以满足条件“CP是在预定频谱上要以随机方式均匀分布的位置”。通过考虑经由随后将描述的PN生成器生成的多个CP位置模式的各种性能来提取基准CP集。

通过颠倒并移位基准CP集(CP_32K,L)并且将右一半CP集与基准CP集相加，针对32K FFT模式(CP_32K)的CP集生成附加的右一半CP集(CP_32K,R)。颠倒操作可以被称为镜像操作，并且移位操作可以被称为循环移位。颠倒和移位操作可以被认为在基准载波位置处减小基准CP集的索引的操作。针对移位值确定基准载波位置，其可以被称为基准索引或基准索引值。可以用下面的数学式表示32K模式(CP_32K,R)的右一半CP集的生成以及用于使用该CP集生成32K FFT的CP集的方法。

[数学式14]

CP_32K,R＝基准载波索引–CP_32K,L

CP_32K＝[CP_32K,L,CP_32K,R]

可以从用于32K FFT模式(CP_32)的CP集中分别提取16K FFT模式(CP_16)的CP集和8K FFT模式(CP_8)的CP集。在这种情况下，如图38所示，确定基准CP集以使得提取的CP能够在频域中位于相同的位置处。

根据该方法，由于广播发送器和广播接收器仅需要存储与在32K模式下使用的CP索引的一半对应的CP集，因此可以减小需要的存储器的大小。

图39例示了根据本发明的实施方式的用于根据FFT大小来生成CP集的方法。

要确定基准CP集应当满足多个条件。例如，i)应当避免针对每个FFT模式能被支持的具有最大Dx值的SP模式的位置，ii)应当经由诸如凑整、向上取整(ceiling)或向下取整(flooring)这样的简单操作从32K FFT模式的CP集导出16K和8K CP集的生成，iii)应当满足针对所有FFT模式的绝对频率的连续性。

按照避免如图39所示的SP的位置的方式来选择这些CP索引，并且具体地，CP索引被选择为针对16K和8K模式在频域中位于相同的位置处。在这些选择的索引中，在信号带宽上尽可能均匀和随机地分布的索引被包括在基准CP集中。

如上所述，如果通过使用基准CP集来生成32K FFT模式的CP集(CP_32K)，则能够通过使用32k FFT模式的CP集(CP_32K)和下面的数学式来获得16K模式的CP集(CP_16K)和8K模式的CP集(CP_8K)。具体地，如果解除了针对所有FFT模式的绝对频率的连续性的条件，则可以应用数18。为了实现更精确的频率位置、基于更精确的频率位置的更准确的信道估计以及频率/时间同步，本发明使用数学式15的向上取整操作；然而，可以根据需要使用图16至图19的数学式的操作。

[数学式15]

CP_16K＝向上取整((取CP_32K的每个第二索引)/2)

CP_18K＝向上取整((取CP_32K的每个第四索引)/4)

数学式15表示通过对除以2的32K模式的CP集的每个第二索引进行向上取整操作来生成16K模式的CP集以及通过对除以4的32K模式的CP集的每个第四索引进行向上取整操作来生成8K模式的CP集。向上取整操作值表示在大于或等于目标值的那些数当中的最小整数。

[数学式16]

CP_16K＝向下取整((取CP_32K的每个第二索引)/2)+1

CP_18K＝向下取整((取CP_32K的每个第四索引)/4)+1

数学式16表示通过对除以2的32K模式的CP集的每个第二索引进行向下取整操作来生成16K模式的CP集，并且通过对除以4的32K模式的CP集的每个第四索引进行向下取整操作来生成8K模式的CP集。向下取整值表示小于或等于目标值的那些数字当中的最大整数。

[数学式17]

CP_16K＝凑整((取CP_32K的每个第二索引)/2)

CP_18K＝凑整((取CP_32K的每个第四索引)/4+1)

[数学式18]

CP_16K＝凑整((取CP_32K的每个第二索引)/2)

CP_18K＝凑整((取CP_32K的每个第四索引)/4)+1

[数学式19]

CP_16K＝凑整((取CP_32K的每个第二索引)/2)

CP_18K＝凑整((取CP_32K的每个第四索引)/4)

在数学式17至19中，凑整操作返回与目标值最接近的整数。

应当满足针对所有FFT模式的绝对频率的连续性条件，以便即使FFT大小发生改变，也能更精确地执行信道估计。由于即使FFT大小发生改变，导频也位于相同的位置处，因此广播接收器能够更精确地估计信道并且通过使用在前信号和后续信号的导频位置来补偿时间/频率偏移。换句话说，特别是在FFT大小针对一个帧中的信号的每个片段彼此不同的情况下更有效。

图40和图41例示了根据本发明的一个实施方式的用于生成基准CP集并且使用该基准CP集生成CP模式的方法。

图40例示了多个公共CP集，每个公共CP集是不包括SP的CP的集合。

图40例示了通过考虑上述条件(CP_ref)而生成的基准CP集；以及用于生成FFT大小是32K(CP_32K)时的CP集、FFT大小是16K(CP_16K)时的CP集以及FFT大小是8K(CP_8K)时的CP集的方法。

在图40中，CP_ref表示包括与32K模式CP集(CP_32K)的前一半对应的导频索引的基准CP集(CP_32K,L)。通过使用数学式14来生成32K_模式CP集(CP_32K)，其基准载波索引是27649。通过使用数学式15来单独生成16K模式CP集(CP_16K)和8K模式CP集(CP_8K)。

图41例示了通过使用图40的基准CP集生成的32K模式CP集、16K模式CP集和8K模式CP集的CP索引。

图42至图45例示了根据本发明的另一实施方式的用于生成基准CP集并且使用该基准CP集生成CP模式的方法。

图42例示了多个公共CP集，每个公共CP集是不包括SP的CP的集合。

图42例示了通过考虑上述条件(CP_32K、L或CP_ref)生成的不同基准CP集；以及用于生成FFT大小是32K(CP_32K)时的CP集的方法、FFT大小是16K(CP_16K)时的CP集以及FFT大小是8K(CP_8)时的CP集的方法。

在图42中，基准CP集(CP_32K,L)包括与32K模式CP集(CP_32K)的前一半对应的导频索引。通过使用数学式14(CP_32K,R＝基准索引值–CP_32K,L；以及CP_32K＝[CP_32K,L,CP_32K,R])来生成32K模式CP集(CP_32K)，并且基准载波索引是27648。通过分别使用数学式15(CP_16K＝向上取整((取CP32K的每个第二索引)/2)和CP_16K＝向上取整(取CP32K的每个第二索引)/4)来生成16K模式CP集(CP_16K)和8K模式CP集(CP_8K)。换句话说，16K FFTCP集(CP_16K)可以包括通过将32K FFT CP集(CP_32K)的第一索引、第三索引、第五索引等除以2并且对除法结果应用向上取整函数而得到的索引值，而8K FFT集(CP_8K)可以包括通过将32K FFT CP集(CP_32K)的第一索引、第五索引、第九索引等除以4并且对除法结果应用向上取整函数而得到的索引值。

图43至图45例示了通过使用图43的基准CP集生成的CP集，其中图43例示了32K CP集的CP索引，图44例示了16K CP集的CP索引，并且图45例示了8K CP集的CP索引。

图46至图51例示了在图42至图45中示出的CP集的性能和分布。

图46例示了示出针对AWGN信道的性能测试结果的平均交互信息(AMI)图，图47例示了示出针对双向瑞利(Rayleigh)信道的性能测试结果的AMI图，并且图48例示了针对Tu-6 200Hz信道的性能测试结果的AMI图。此外，图49例示了平均交互信息(AMI)/位与针对每个信道的分布索引之间的关系。与图40和图41的实施方式相比，图42至图45的实施方式与通过考虑图46至图51中示出的各信道的性能而生成的CP索引对应。

图50例示了32K模式CP集(CP_32K)的索引、16K模式CP集(CP_16K)的索引和8K模式CP集(CP_8K)的索引呈现出随机和均匀的分布性能。

图51是图50的CP集的一部分的放大图。在图51中，8K模式CP集与16K模式CP集和32K模式CP集位于相同的位置处；并且图51例示了16K模式CP集也与32K模式CP集位于相同的位置处。因此，从以上说明能够理解的是，能够提高信道估计和频率同步的性能。

图52例示了根据本发明的实施方式的附加CP集。

如上所述，CP集包括公共CP集和附加CP集；并且附加地插入根据SP模式和FFT大小(模式)保持常数NoA所需的附加CP集。该附加CP集是SP承载CP，其中，如果Dy是4，则能够插入少于3个CP，而如果Dy是2，则能够插入一个或零个CP。

由于根据针对图34至图37描述的使用灵活的NoC，载波的数目减少了控制单位值的倍数，因此必须根据NoC来改变附加CP集以保持常数NoA。在图52中，在这个意义上改变的附加CP集由括号指示。

在图52的示例中，当FFT模式是16K和8K并且SP模式是SP32-4时；当FFT模式是8K并且SP模式是SP32-2时；以及当FFT模式是8K并且SP模式是SP16-4时，改变附加CP集。如果k不能被2整除(即，在数学式12中的k是奇数(k mod 2＝1，其中，k＝1或3)的情况下)，则可以不使用括号中的导频索引。下文将描述每种情况。

首先，在SP模式是SP32-2并且FFT模式是8K的情况下，能够改变附加CP集。换句话说，如果在灵活的NoC的情况下k是奇数(例如，k＝1或3)，则可以不使用CP索引1696的SP承载CP并且可以根本不定义附加的SP承载CP。

在SP模式是SP16-4并且FFT模式是8K的情况下，能够改变附加CP集。换句话说，如果在灵活的NoC的情况下k是奇数(例如，k＝1或3)，则可以不使用索引2912的CP和索引5744的CP，而是仅能够添加索引1744的SP承载CP。

在SP模式是SP32-4且FFT模式是16K的情况下，能够改变附加CP集。换句话说，如果在灵活的NoC的情况下k是奇数(例如，k＝1或3)，则可以不使用索引5824的CP和索引11488的CP，而是仅能够添加索引3488的SP承载CP。

在SP模式是SP32-4且FFT模式是8K的情况下，能够改变附加CP集，并且在这种情况下，能够根据k值不同地插入附加CP集。换句话说，如果在灵活的NoC的情况下k＝1，则可以不使用索引1696的CP、索引2880的CP和索引5728的CP的全部，也不可以附加地插入附加CP集。在k＝2的情况下，可以不使用索引2880的CP和索引5728的CP，而是仅能够添加索引1697的SP承载CP。在k＝3的情况下，可以不使用索引5728的CP，而是仅能够添加索引1697的SP承载CP和索引2880的SP承载CP。另外，在k＝0或k＝4的情况下，可以添加索引1696的SP承载CP、索引2880的SP承载CP和索引5728的SP承载CP。

以这种方式，能够将CP集构造成使得即使当按照灵活的方式形成NoC时带宽被掩码掉，也能够保持常数NoA。

图53例示了用于定位图52的附加CP集的索引的方法。

如上所述，在Dy＝2且Dy＝4的情况下，能够分别添加1个SP承载CP和3个SP承载CP。SP承载CP被限定在满足常数NoA的这些位置处，并且在这些位置当中，SP承载CP被插入到如图53中所示CP能够更均匀且更随机地分布的地方。

如上文针对广播信号发送器及其操作所述，广播信号发送器能够通过使用输入格式化模块来将输入流解复用成至少一个数据管道(DP)(即，物理层管道(PLP))S54010。另外，广播信号发送器能够通过使用BICM模块来对包括在至少一个DP(PLP)中的数据执行错误校正处理或FEC编码S54020。广播信号发送器能够通过使用帧构建模块通过映射PLP内的数据来生成信号帧S54030。广播信号发送器能够通过使用OFDM生成模块来将前导码插入到传输信号中并且执行OFDM调制S54040。能够通过使用图8和图30至图53的方法来执行通过广播信号发送器插入导频。

OFDM生成模块还包括导频信号插入模块，并且执行OFDM模块S54040还能够包括将包含CP和SP的导频信号插入到传输信号中。CP被插入到信号帧的每个符号中，并且可以基于FFT大小/模式来确定CP的位置和CP的数目。然而，CP不可以被插入到前导码符号部分或者引导符号部分中。

广播信号发送器能够通过使用帧构建模块来生成信号帧，并且在这种情况下，将NoC配置为是灵活的，并且根据所配置的NoC来生成信号帧。换句话说，能够将包括在信号帧中的载波的数目按照控制单位值与来自最大载波的数目的预定系数相乘的单位来减少，其中，控制单位值可以与基于FFT大小所确定的载波的数目对应。此时，在FFT大小是8的情况下，控制单位值可以与96对应，在FFT大小是16的情况下，控制单位值可以与192对应，而在FFT大小是32的情况下，控制单位值可以与384对应。NoC的数目可以按照被包括在前导码当中作为信令信息的方式被发送或接收。例如，表示NoC减少系数k的信息可以按照被包括在前导码中的方式被发送或接收。

CP可以包括公共CP集和附加CP集。属于公共CP集的CP可以被布置在不与SP交叠的位置处，而附加CP集的CP可以被布置在与SP交叠的位置处。

公共CP集可以如在图31至图33和图38至图45中所示那样被确定。换句话说，与32KFFT模式CP集的前一半对应的基准CP集被存储在广播信号发送器中，并且通过使用该基准CP集，广播信号发送器能够按照所描述地分别生成并插入32K模式CP集、16K模式CP集和8K模式CP集。换句话说，能够通过将经由将基准CP颠倒并移位而生成的右端CP集添加到基准CP集中来生成32K模式CP集。能够通过从属于32K模式CP集的CP当中提取每个第二索引的CP来生成16K模式CP集，而能够通过从属于32K模式CP集的CP当中提取每个第四索引的CP来生成8K模式CP集。

能够如图52所示那样将附加CP集插入到广播信号中。换句话说，在NoC减少的情况下，能够添加针对特定SP模式的特定FFT大小和附加CP集，作为根据预定系数的不同CP索引。

如上文针对广播信号接收器及其操作所述，广播信号接收器能够通过使用同步/解调模块来执行信号检测并且对接收到的广播信号执行OFDM解调S55010。广播接收器能够通过使用帧解析模块对接收到的广播信号的信号帧进行解析来提取服务数据S55020。广播信号接收器能够通过使用解映射和解码模块将从接收到的广播信号提取的服务数据转换成位域并且对经转换的服务数据执行解交织S55030。另外，广播信号接收器能够将输出处理模块所处理的服务数据输出成数据流S55040。

同步/解调模块还包括导频信号检测模块，并且执行OFDM解调S55010还可以包括从传输信号检测诸如CP和SP这样的导频信号。CP被插入到信号帧的每个符号中，并且可以基于FFT大小/模式来确定CP的位置和CP的数目。

广播信号接收器的帧解析模块能够根据NoC对信号帧进行解析，并且意在进行解析的NoC的信息可以按照被包括在前导码中作为信令信息的方式被发送或接收。例如，表示NoC减少系数k的信息可以按照被包括在前导码中的方式被发送或接收。

广播信号接收器的同步/解调模块还可以包括时间/频率同步模块，并且能够通过使用导频检测模块所检测到的导频信号来执行时间/频率同步。由于上述接收到的信号的导频信号具有通过上述广播信号发送器插入的导频信号的结构/特性，因此关于发送器的导频信号的特性能够同样应用于接收到的广播信号。换句话说，与图54相关的信号结构、导频结构等的描述能够全部应用于由图55的广播信号接收器接收的广播信号。

广播信号接收器能够通过将由时间/频率同步模块检测到的导频信号与预定导频信号位置进行比较来执行时间/频率同步。在这种情况下，广播信号接收器可以通过获得针对发送器所述的公共CP集和附加CP集的位置并且将所获得的导频信号与从接收到的信号检测出的导频信号进行比较，来执行时间/频率同步。

在本文件中，DP是指物理层管道(PLP)，并且PLS1信息可以被称为层1(L1)静态信息，并且PLS2信息可以被称为L1动态信息。

本领域技术人员应清楚地理解，可以在不偏离本发明的技术精神和范围的情况下对本发明进行各种修改和改变。因此，应当理解，本发明包括本发明的由所附的权利要求及其等同物支持的修改和改变。

本文件描述了与本发明相关的所有装置和方法，并且可以按照互补的方式应用其说明。

用于本发明的模式

已经按照用于实施本发明的最佳模式描述了各种实施方式。

工业实用性

本发明可用于一系列广播信号提供领域。

对于本领域技术人员将显而易见的是，可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下对本发明进行各种修改和变型。因此，本发明旨在涵盖本发明的落入所附的权利要求及其等同物的范围内的修改和变型。

Claims

1.一种广播信号发送器，该广播信号发送器包括：

输入格式化模块，所述输入格式化模块被配置为将输入流解复用为至少一个物理层管道PLP；

比特交织编码调制BICM模块，所述BICM模块被配置为对所述最少一个PLP的数据执行错误校正处理；

帧构建模块，所述帧构建模块被配置为生成包括所述至少一个PLP的信号帧；

波形生成模块，所述波形生成模块被配置为通过将前导码插入到所述信号帧中并且执行OFDM调制来生成所述广播信号，

其中，所述波形生成模块还包括导频插入模块，所述导频插入模块被配置为将包括连续导频CP和离散导频SP的导频插入到所述广播信号，并且

其中，所述CP被插入到所述信号帧的每个符号中，并且所述CP的数目是基于快速傅里叶变换FFT大小来确定的。

2.根据权利要求1所述的广播信号发送器，其中，包括在所述信号帧中的载波的数目从最大载波数目减少一个单位，所述单位是通过将控制单位值乘以减少系数而得到的，并且所述控制单位值与基于所述FFT大小确定的载波的预定数目对应。

3.根据权利要求2所述的广播信号发送器，其中，当所述FFT大小为8时，所述控制单位值与96对应，当所述FFT大小为16时，所述控制单位值与192对应，当所述FFT大小为32时，所述控制单位值与384对应。

4.根据权利要求1所述的广播信号发送器，其中，所述CP包括公共CP集和附加CP集。

5.根据权利要求4所述的广播信号发送器，其中，所述公共CP集包括针对32K FFT模式的第一CP集、针对16K FFT模式的第二CP集和针对8K FFT模式的第三CP集；并且所述第一CP集、所述第二CP集和所述第三CP集是通过使用预定的第一基准CP集而生成的。

6.根据权利要求5所述的广播信号发送器，其中，所述第一CP集是通过将第二基准CP集添加到所述第一基准CP集而生成的，并且所述第二基准CP集是通过将所述第一基准CP集颠倒并移位而生成的。

7.根据权利要求6所述的广播信号发送器，其中，所述第二CP集是通过从包括在所述第一CP集中的CP导出每个第二索引的CP而生成的。

8.根据权利要求6所述的广播信号发送器，其中，所述第三CP集是通过从包括在所述第一CP集中的CP导出每个第四索引的CP而生成的。

9.根据权利要求4所述的广播信号发送器，其中，所述附加CP集被添加在SP的载波位置处以确保所述信号帧的每个数据符号中的恒定数目的数据载波，并且所述附加CP集取决于SP模式和所述FFT大小。

10.根据权利要求9所述的广播信号发送器，其中，包括在所述信号帧中的载波的数目从最大载波数目减少一个单位，所述单位是通过将控制单位值乘以减少系数而得到的，并且所述控制单位值与基于所述FFT大小确定的载波的预定数目对应，

其中，根据所述减少系数不同地添加针对特定SP模式和特定FFT大小的所述附加CP集。

11.一种用于发送广播信号的方法，该方法包括以下步骤：

将输入流解复用为至少一个物理层管道PLP；

对所述最少一个PLP的数据执行错误校正处理；

生成包括所述至少一个PLP的信号帧；以及

通过将前导码插入到所述信号帧中并且执行OFDM调制来生成所述广播信号，其中，

生成信号帧的步骤还包括以下步骤：将包括连续导频CP和离散导频SP的导频插入到所述广播信号，并且

所述CP被插入到所述信号帧的每个符号中，并且所述CP的数目是基于快速傅里叶变换FFT大小来确定的。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，包括在所述信号帧中的载波的数目从最大载波数目减少一个单位，所述单位是通过将控制单位值乘以减少系数而得到的，并且所述控制单位值与基于所述FFT大小确定的载波的预定数目对应。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，当所述FFT大小为8时，所述控制单位值与96对应，当所述FFT大小为16时，所述控制单位值与192对应，当所述FFT大小为32时，所述控制单位值与384对应。

14.根据权利要求11所述的方法，其中，所述CP包括公共CP集和附加CP集。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述公共CP集包括针对32K FFT模式的第一CP集、针对16K FFT模式的第二CP集和针对8K FFT模式的第三CP集；并且所述第一CP集、所述第二CP集和所述第三CP集是通过使用预定的第一基准CP集而生成的。

16.根据权利要求15所述的方法，其中，所述第一CP集是通过将第二基准CP集添加到所述第一基准CP集而生成的，并且所述第二基准CP集是通过将所述第一基准CP集颠倒并移位而生成的。

17.根据权利要求16所述的方法，其中，所述第二CP集是通过从包括在所述第一CP集中的CP导出每个第二索引的CP而生成的。

18.根据权利要求16所述的方法，其中，所述第三CP集是通过从包括在所述第一CP集中的CP导出每个第四索引的CP而生成的。

19.根据权利要求14所述的方法，其中，所述附加CP集被添加在SP的载波位置处以确保所述信号帧的每个数据符号中的恒定数目的数据载波，并且所述附加CP集取决于SP模式和所述FFT大小。

20.根据权利要求19所述的方法，其中，包括在所述信号帧中的载波的数目从最大载波数目减少一个单位，所述单位是通过将控制单位值乘以减少系数而得到的，并且所述控制单位值与基于所述FFT大小确定的载波的预定数目对应，