CN106385216A - 一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除方法及系统，属于交流伺服电机控制的技术领域。本发明通过对d轴/q轴电流误差进行分段式校正，根据校正后的d轴/q轴电流参考值以及d轴/q轴实际电流预测用于生成逆变器驱动信号的电压，能有效抑制模型参数不准确、时变非线性引起的电流调节稳态误差，无需在线参数辨识，避免了因为在线计算量大而增加CPU负担，进而限制了电流环带宽的提高。

Description

一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除方法及系统

技术领域

本发明公开了一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除方法及系统，用于永磁同步电机的高性能电流控制，属于交流伺服电机控制的技术领域。

背景技术

近年来，永磁同步电机以其结构简单、功率密度高、转矩电流比高、易于维护等优点，逐渐成为交流伺服电机的主流。永磁同步电机是一个非线性、强耦合、参数时变的复杂系统，在运行过程中往往还受到强烈的外部干扰，因此实现永磁同步电机的高精度伺服控制是非常困难的。目前，永磁同步电机普遍采用磁场定向矢量控制算法，由电流环、速度环和位置环组成的级联结构，具有物理意义明确、结构简单、易于工程设计等特点。

随着永磁同步电机伺服系统应用的日益广泛，对系统性能的要求也越来越高。电机瞬时转矩的控制是提高永磁交流伺服系统性能的关键，而对电机输出转矩的控制最终又归结为对d、q轴电流的控制。对于表贴式永磁同步电机，一般采用i_d＝0控制策略。电流环控制需要考虑参数非线性、dq轴间耦合以及外部干扰等因素，控制过程非常复杂。目前，永磁同步电机电流环的常用控制方法有PID控制、预测控制和智能控制等。PID控制器具有结构简单、参数整定容易等优点，在伺服系统中应用最广泛，但是在实际参数选取时需要在快速性和超调之间进行折中，否则会导致积分饱和现象。智能控制算法，如模糊控制、神经网络控制等，大多会涉及大量的数学推导，在线计算量大、实现复杂，难以真正在交流伺服控制系统中得到推广应用。

预测控制可以实现对参考信号的无超调快速跟踪，是一种比较有应用前景的电流控制方法。但是，预测控制多依赖于被控对象的精确数学模型，一旦模型参数不准确，实际电流将无法跟踪到电流参考值，出现较大的稳态误差。对此，许多学者提出了不同的改进方法。文献<Robust High Bandwidth Discrete-Time Predictive Current Control withPredictive Internal Model>(Mohamed Y.A.-R.I.,El-Saadany E.F..A UnifiedApproach for Voltage-Source PWM Converters[J].IEEE Transactions on PowerElectronics,2008,23(1):126-136)提出了在电流环通过参数在线辨识的方法获取被控对象的预测模型，消除参数不准确对控制效果的影响，但是在线辨识给DSP控制器带来了很重的计算负担，甚至还会增加硬件成本。文献《永磁同步电机电流预测控制算法》(牛里，杨明，刘可述，徐殿国，中国电机工程学报,2012,06:131-137)中提出了一种鲁棒电流预测控制算法，减弱了系统性能对模型参数的依赖性，但是稳定裕度有限，缺乏比较有力的误差校正方法。公开号为CN 103780187 A的专利提出了一种基于预测控制的高动态响应电流控制方法，能有效缩短电流控制延迟，降低系统对参数的敏感性，但是由于采用积分器输出并联校正方法，仍然可能造成积分饱和现象。

因此，研究更经济实用的永磁同步电机电流预测控制算法，特别是具有既不明显增加控制复杂性、又能降低系统对模型参数敏感性的校正方法，是目前亟待解决的一个关键问题。

发明内容

本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供了一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除方法及系统，有效抑制了模型参数不准确、时变非线性引起的电流调节稳态误差，解决了现有技术中永磁同步电机的电流预测控制算法依赖于对象精确模型、在线计算量大、参数整定过程复杂的技术问题。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

本发明提供的一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除方法，包括以下步骤：

步骤一：在永磁同步电机运行时，利用电流传感器采样三相定子电流i_a、i_b、i_c，利用光电编码盘检测电机转子位置θ_e；

步骤二：对步骤一中中得到的三相定子电流i_a、i_b、i_c进行Clarke变换得到两相静止αβ坐标系下的电流i_α、i_β，然后对电流i_α、i_β进行Park变换得到同步旋转dq坐标系下的电流i_d、i_q；

步骤三：将步骤二中得到的d轴电流实际值i_d和参考值i_d ^*输入到d轴输入校正模块中，将步骤二中得到的q轴电流实际值i_q和速度控制器输出的q轴电流参考值i_q ^*输入到q轴输入校正模块中，d轴/q轴输入校正模块根据d轴/q轴电流误差与误差阈值的比较结果对d轴/q轴电流误差进行分段式校正，再由校正量修正d轴/q轴电流参考值得到d轴/q轴电流给定值i_d ^**、i_q ^**，

将d轴电流实际值i_d及给定值i_d ^**和q轴电流实际值i_q及给定值i_q ^**输入到传统无差拍预测控制器中，经过计算得到同步旋转dq坐标系下的电压u_d ^*、u_q ^*；

步骤四：对步骤三中得到的同步旋转dq坐标系下电压u_d ^*、u_q ^*进行Park逆变换得到两相静止αβ坐标系下的电压u_α、u_β，利用空间矢量调制方法得到逆变器三相PWM控制信号，从而实现对永磁同步电机的电流预测控制稳态误差消除。

进一步的，步骤三中所述的d轴、q轴输入校正模块分别用于获得参数不准确时输入到无差拍预测控制器的d轴电流给定值i_d ^**、q轴电流给定值i_q ^**，其计算步骤如下：

根据电流参考值i_x ^*和实际值i_x利用式(1)计算第k时刻的电流误差e_x(k)，在计算电流误差前，采用一拍延迟环节对d轴/q轴电流参考值进行延迟处理，其中，下标x＝d,q表示d轴、q轴分量，

$e_x\left(k\right)=i_x^{*}\left(k\right)-i_x\left(k\right)---\left(1\right);$

将第k时刻的电流误差e_x(k)输入到两模式校正环节中，经过计算得到第k时刻电流误差校正量δ_x(k)，两模式校正环节的具体计算步骤如下：

设置初始时刻的全局变量Σ_x(0)＝0，

根据的第k时刻电流误差e_x(k)和第k-1时刻的全局变量Σ_x(k-1)，利用式(2)计算第k时刻的全局变量Σ_x(k)，

∑_x(k)＝∑_x(k-1)+e_x(k) (2)，

判断第k时刻电流误差e_x(k)与电流误差阈值ε的关系，如果e_x(k)>ε，则属于模式I，清零Σ_x(k)并利用式(3)计算第k时刻的电流误差校正量δ_x(k)；否则属于模式II，利用式(4)计算第k时刻的电流误差校正量δ_x(k)，

δ_x(k)＝K_Px·e_x(k) (3)，

δ_x(k)＝K_Ix·∑_x(k) (4)，

式中，K_Px和K_Ix分别表示两模式校正环节的比例增益、积分增益；

根据电流参考值i_x ^*和第k时刻电流误差校正量δ_x(k)，利用式(5)计算第k时刻电流给定值i_x ^**，

$i_x^{**}\left(k\right)=i_x^{*}\left(k\right)+{\mathrm{\&delta;}}_x\left(k\right)---\left(5\right).$

再进一步的，步骤三中所述的传统无差拍电流预测控制器是根据dq轴电流给定值i_d ^**、i_q ^**和实际值i_d、i_q计算得到相应轴上需要施加的电压u_d ^*、u_q ^*，其计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d^{*}\left(k\right)=\frac{L_{d0}}{T}{i}_d^{**}(k+1)+\&lsqb;R_{s0}-\frac{L_{d0}}{T}\&rsqb;i_d\left(k\right)-{\mathrm{\&omega;}}_e{L}_{q0}{i}_q\left(k\right)\\ u_q^{*}\left(k\right)=\frac{L_{q0}}{T}{i}_q^{**}(k+1)+\&lsqb;R_{s0}-\frac{L_{q0}}{T}\&rsqb;i_q\left(k\right)+{\mathrm{\&omega;}}_e\&lsqb;L_{d0}{i}_d\left(k\right)+{\mathrm{\&psi;}}_{f0}\&rsqb;\end{array}\right.---\left(6\right),$

式(6)中，R_s0为电机相电阻标称值，L_d0、L_q0为电机dq轴电感标称值，T为电流环采样时间，ω_e为电机转子电角速度，ψ_f0为永磁体磁链幅值的标称值。

上述技术方案是一种通用的电流预测控制静差消除方法，但是对于最常用的i_d＝0控制策略，也可以采用另一种简化方法，如下所述：

步骤三中所述的d轴输入校正模块中的两模式校正环节可以用积分环节替换，则d轴电流误差校正的计算过程将简化为：

δ_d(k)＝K_Id·∑_d(k) (7)，

式(7)中，K_Id为d轴输入校正模块中积分环节的积分增益。

一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除系统，包括：根据电机转速修正值确定q轴电流参考值的速度控制器、电流控制器、Park逆变换模块、空间矢量调制器、电压型逆变器、Park变换模块、Clarke变换模块、转速计算模块、检测电机转子位置的位置传感器，

Clarke变换模块，其输入端接收永磁同步电机三相定子电流的采样值，其输出端接Park变换模块的一侧输入端，输出两相静止坐标下的电流至Park变换模块，

Park变换模块，其另一侧输入端接收电机转子位置检测值，其输出端接电流控制器的一侧输入端，输出同步旋转坐标下的电流至电流控制器，

电流控制器，其另一侧输入端接速度控制器的输出端，其输出端接Park逆变换模块的一侧输入端，输出同步旋转坐标系下的电压至Park逆变换模块，

Park逆变换模块，其另一侧输入端接收电机转子位置检测值，其输出端接空间矢量调制器的输入端，输出两相静止坐标系下的电压至空间矢量调制器，

空间矢量调制器，其输入端接收两相静止坐标系下的电压，其输出端接电压型逆变器的控制端，输出逆变器的三相PWM控制信号至电压型逆变器，

电压型逆变器，其输入端接直流电压源，其输出端接永磁同步电机的三相定子绕组，向永磁同步电机提供驱动信号，

位置传感器，安装在电机转子上，输出电机转子位置检测值至Park逆变换模块、Park变换模块、转速计算模块，

转速计算模块，对电机转子位置检测值进行转速运算，输出转速反馈值至速度控制模块，

速度控制模块，根据转速反馈值及转速参考值计算q轴电流参考值，输出q轴电流参考值至电流控制器；

所述电流控制器包括：无差拍预测控制器、d轴输入校正模块、q轴输入校正模块，

d轴输入校正模块，其一输入端接收d轴电流参考值，其另一输入端接收d轴电流实际值，其输出端接无差拍预测控制器的输入端，输出d轴电流给定值至无差拍预测控制器，

q轴输入校正模块，其一输入端接收q轴电流参考值，其另一输入端接收q轴电流实际值，其输出端接无差拍预测控制器的输入端，输出q轴电流给定值至无差拍预测控制器，

无差拍预测控制器，其输入端接收d轴电流给定值、q轴电流给定值、d轴电流实际值、q轴电流实际值，输出同步旋转坐标系下的电压。

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：

(1)本发明的电流预测控制稳态误差消除方法，能有效抑制模型参数不准确、时变非线性引起的电流调节稳态误差，无需在线参数辨识，避免了因为在线计算量大而增加CPU负担，进而限制了电流环带宽的提高；

(2)本发明的电流预测控制稳态误差消除方法，能分别独立调节电流暂态和稳态性能，并且参数整定方法与传统PI控制器相近，没有增加控制器复杂性，同时，与文献中的PI输出并联校正的方法相比，也避免了积分饱和现象；

(3)本发明的电流预测控制稳态误差消除方法，能明显减弱系统性能对电机参数的依赖程度，无需使用高精度的电机参数测量仪器和测量方法，降低了开发成本，缩短了开发周期；

(4)本发明在不影响传统预测控制快速性的基础上，对稳态误差进行有效补偿，提高了控制性能对电机参数的鲁棒性，可以广泛地应用在永磁同步电机的高性能电流控制场合。

附图说明

图1是现有技术中永磁同步电机矢量控制的系统框图；

图2是现有技术中基于传统无差拍预测的电流控制器的结构框图；

图3是本发明提供的控制方法的一种具体实施方式的结构框图；

图4是本发明提供的控制方法的另一种具体实施方式的结构框图；

图5是图3、图4中所示两模式校正环节具体计算过程的流程图；

图6是图4中所示积分环节具体计算过程的流程图；

图7(a)和图7(c)是在电机参数准确情况下采用图2所示控制方法和采用图4所示控制方法时永磁同步电机q轴电流的波形对比图，图7(b)和图7(d)是在电机参数准确情况下采用图2所示控制方法和采用图4所示控制方法时永磁同步电机d轴电流的波形对比图；

图8(a)和图8(b)是在电机参数准确情况下采用图2所示控制方法和采用图4所示控制方法时永磁同步电机a相电流的波形对比图；

图9(a)和图9(c)是在仅电机电感存在50％误差情况下采用图2所示控制方法和采用图4所示控制方法时永磁同步电机q轴电流的波形对比图，图9(b)和图9(d)是在仅电机电感存在50％误差情况下采用图2所示控制方法和采用图4所示控制方法时永磁同步电机d轴电流的波形对比图；

图10(a)和图10(b)是在仅电机电感存在50％误差情况下采用图2所示控制方法和采用图4所示控制方法时永磁同步电机a相电流波形对比图；

图11(a)和图11(c)是在电机电感和磁链均存在50％误差情况下采用图2所示控制方法和采用图4所示控制方法时永磁同步电机q轴电流的波形对比图，图11(b)和图11(d)是在电机电感和磁链均存在50％误差情况下采用图2所示控制方法和采用图4所示控制方法时永磁同步电机d轴电流的波形对比图；

图12(a)和图12(b)是在电机电感和磁链均存在50％误差情况下采用图2所示控制方法和采用图4所示控制方法时永磁同步电机a相电流波形对比图。

图中标号说明：1、速度控制器，2、电流控制器，3、Park逆变换模块，4、空间矢量调制器，5、电压型逆变器，6、Park变换模块，7、Clarke变换模块，8、转速计算模块，9、位置传感器，10、永磁同步电机，11、无差拍预测控制器，12、d轴输入校正模块，13、q轴输入校正模块，14、一拍延迟环节，15、两模式校正环节，16、积分环节。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。

传统的永磁同步电机矢量控制的系统如图1所示，包括：根据电机转速修正值确定q轴电流参考值的速度控制器1、电流控制器2、Park逆变换模块3、空间矢量调制器4、电压型逆变器5、Park变换模块6、Clarke变换模块7、转速计算模块8、检测电机转子位置的位置传感器9。Clarke变换模块7的输入端接收永磁同步电机10三相定子电流的采样值，Clarke变换模块7的输出端接Park变换模块6的一侧输入端，Park变换模块6的另一侧输入端接收电机转子位置检测值，Park变换模块6的输出端接电流控制器2的一侧输入端，电流控制器2的另一侧输入端接速度控制器1的输出端，电流控制器2的输出端接Park逆变换模块3的一侧输入端，Park逆变换模块3的另一侧输入端接收电机转子位置检测值，Park逆变换模块3的输出端接空间矢量调制器4的输入端，空间矢量调制器4的输入端接收两相静止坐标系下的电压，空间矢量调制器4的输出端接电压型逆变器5的控制端，电压型逆变器5的输入端接直流电压源，电压型逆变器5的输出端接永磁同步电机10的三相定子绕组，位置传感器9安装在电机转子上，转速计算模块8对电机转子位置检测值进行转速运算得到转速反馈值，速度控制模块1根据转速反馈值及转速参考值计算q轴电流参考值。Clarke变换模块7输出两相静止坐标下的电流i_α、i_β至Park变换模块6，Park变换模块6输出同步旋转坐标下的电流i_d、i_q至电流控制器2，电流控制器2输出同步旋转坐标系下的电压u_d ^*、u_q ^*至Park逆变换模块3，Park逆变换模块3输出两相静止坐标系下的电压u_α、u_β至空间矢量调制器4，空间矢量调制器4输出逆变器的三相PWM控制信号至电压型逆变器5，电压型逆变器5向永磁同步电机10提供驱动信号，位置传感器9输出电机转子位置检测值θ_e至Park逆变换模块3、Park变换模块6、转速计算模块8，转速计算模块8输出转速反馈值ω_e至速度控制模块1，速度控制模块1输出q轴电流参考值i_q ^*至电流控制器2。

电流控制器2可以采用如图2所示的无差拍预测控制器11实现，无差拍预测控制器11根据d轴电流参考值和实际值i_d ^*、i_d以及q轴电流参考值和实际值i_q ^*、i_q计算施加在d、q轴上的电压u_d ^*、u_q ^*。然而，传统无差拍电流预测控制存在稳态幅值误差和相位滞后以及控制效果在电机模型参数不准确时明显变差的问题。

为克服传统无差拍电流预测控制存在的问题，本发明采用图3所示电流控制器实现参数不确定时的预测控制。图3所示的电流控制器2包括：无差拍预测控制器11、d轴输入校正模块12、q轴输入校正模块13，d轴输入校正模块12的一输入端接收d轴电流参考值i_d ^*，d轴输入校正模块12的另一输入端接收d轴电流实际值i_d，d轴输入校正模块12的输出端接无差拍预测控制器11的输入端，q轴输入校正模块13的一输入端接收q轴电流参考值i_q ^*，q轴输入校正模块13的另一输入端接收q轴电流实际值i_q，q轴输入校正模块13的输出端接无差拍预测控制器11的输入端，无差拍预测控制器11根据输入端接收的d轴电流给定值q轴电流给定值d轴电流实际值i_d、q轴电流实际值i_q预测输出同步旋转坐标系下的电压u_d ^*、u_q ^*。

图3所示电流控制器为本发明的一种通用实施例，在i_d ^*≠0时，d轴输入校正模块12与q轴输入校正模块13的结构相同，均包括一拍延迟环节14、两模式校正环节15、加法器和减法器。一拍延迟环节14的输入端接d轴/q轴电流参考值i_d ^*/i_q ^*，一拍延迟环节14的输出端接减法器一输入端，减法器的另一输入端接收d轴/q轴电流实际值i_d/i_q，减法器的输出端接两模式校正环节15的输入端，两模式校正环节15根据d轴/q轴电流误差e_d(k)/e_q(k)与误差阈值ε的比较结果对d轴/q轴电流误差进行分段式校正，加法器的一输入端接两模式校正环节15的输出端，加法器的另一输入端接收d轴/q轴电流参考值i_d ^*/i_q ^*，加法器的输出端接无差拍预测控制器11的输入端。一拍延迟环节14输出一拍延迟处理后的d轴/q轴电流参考值至减法器，减法器输出d轴/q轴电流误差e_d(k)/e_q(k)至两模式校正环节15，两模式校正环节15输出d轴/q轴电流误差校正量至加法器，加法器输出d轴/q轴电流给定值至无差拍预测控制器11。

在系统采取i_d ^*＝0的控制策略时，可采取图4所示的d轴输入校正模块对d轴电流误差进行校正。图4所示d轴输入校正模块，包括积分环节16、加法器和减法器。减法器的一输入端接收d轴电流参考值，减法器的另一输入端接收d轴电流实际值，加法器的输出端接积分环节16的输入端，积分环节16的输出端与加法器的一输入端连接，加法器的另一输入端接d轴电流参考值i_d ^*，加法器的输出端接无差拍预测控制器11的输入端。减法器输出d轴电流误差e_d(k)至积分环节16，积分环节16输出d轴电流误差的积分值至加法器，加法器输出d轴电流给定值至无差拍预测控制器11。

下面阐述本发明涉及的稳态误差消除方法。

永磁同步电机的离散数学模型为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d(k+1)=\&lsqb;1-\frac{R_{s}T}{L_d}\&rsqb;i_d\left(k\right)+\frac{T}{L_d}{u}_d\left(k\right)+\frac{{\mathrm{T\&omega;}}_e}{L_d}{L}_q{i}_q\left(k\right)\\ i_q(k+1)=\&lsqb;1-\frac{R_{s}T}{L_q}\&rsqb;i_q\left(k\right)+\frac{T}{L_q}{u}_q\left(k\right)-\frac{{\mathrm{T\&omega;}}_e}{L_q}\&lsqb;L_d{i}_d\left(k\right)+{\mathrm{\&psi;}}_f\&rsqb;\end{array}\right.---\left(8\right),$

式(8)中，R_s为电机相电阻，标称值R_s0取为2.35Ω；L_d0、L_q0为电机dq轴电感，标称值L_d0、L_q0均取为7mH；T为电流环采样时间，取100μs；ω_e为转子电角速度，取额定值3000rpm，ψ_f为永磁体磁链幅值，标称值ψ_f0取为0.0345Wb；转动惯量J＝1×10^-3kg.m²，摩擦系数F＝3.1×10^-5N.m.s；额定转矩T_n＝1.28N.m；转子极对数n_p＝4。

稳态误差消除方法包括以下几个步骤：

步骤一：采样永磁同步电机的三相定子电流i_a、i_b、i_c输入至Clarke变换模块7中，经过计算后得到αβ坐标系电流i_α、i_β，其计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]---\left(9\right);$

步骤二：根据检测的永磁同步电机旋转过的电角度θ_e，Park变换模块6对αβ坐标系电流i_α、i_β进行Park变换得到dq坐标系下电流i_d、i_q：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{cos\&theta;}}_e& {\mathrm{sin\&theta;}}_e\\ -{\mathrm{sin\&theta;}}_e& {\mathrm{cos\&theta;}}_e\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]---\left(10\right);$

步骤三：永磁同步电机10转子旋转过的电角度θ_e输入到转速计算模块8中，经过微分运算得到转速反馈值ω_m；

步骤四：将步骤三得到的转速反馈值ω_m与给定的转速参考值ω_m ^*作为速度控制器1的输入，经过计算得到q轴电流参考值i_q ^*；

步骤五：将步骤四得到的q轴电流参考值i_q ^*、预先给定的d轴电流参考值i_d ^*(一般设置为0)和电流实际值i_q、i_d输入到电流控制器2中，经过计算后得到d、q轴所需要施加的电压u_d ^*、u_q ^*；

步骤六：将步骤五得到的d、q轴电压u_d ^*、u_q ^*和转子旋转过的电角度θ_e输入到Park逆变换模块3中，计算得到两相静止坐标系下的电压u_α、u_β，将两相静止坐标系下的电压输入到空间矢量调制器4中，经过计算得到的逆变器的三相PWM占空比开关信号，将三相PWM占空比开关信号输入到电压型逆变器5中，电压型逆变器5输出施加到永磁同步电机10三相定子上的电压，电压型逆变器5驱动永磁同步电机10运转。

上述步骤五中所述的电流控制器2采用图4所示控制结构时，其具体计算过程如图5所示，包括以下几个步骤：

(1)根据电流参考值i_x ^*和实际值i_x利用式(1)计算第k时刻的电流误差e_x(k)；

(2)将步骤(1)中得到的电流误差e_d(k)输入到积分环节16中，将步骤(1)中得到的电流误差e_q(k)输入到两模式校正环节15中，经过计算分别得到电流误差校正量δ_d(k)、δ_q(k)；

(3)根据电流参考值i_x ^*和步骤(2)得到的电流误差校正量δ_x(k)利用式(5)计算电流给定值

(4)将步骤(3)中的dq轴电流给定值实际值i_d、i_q输入到传统无差拍预测控制器11中，计算得到相应轴上需要施加的电压u_d ^*、u_q ^*，其计算公式如式(6)所示。

上述步骤(2)的详细计算过程如图6所示，包括如下几个步骤：

(2.1)设置初始时刻的全局变量Σ_x(0)＝0；

(2.2)根据输入电流误差e_x(k)和第k-1时刻的全局变量Σ_x(k-1)利用式(2)计算第k时刻的全局变量Σ_x(k)；

(2.3)对于d轴积分环节，计算公式如式(7)所示；

(2.4)对于q轴两模式校正环节，需要判断电流误差e_q(k)与电流误差阈值ε的关系，如果e_q(k)>ε，则属于模式I，清零Σ_q(k)并利用式(3)计算电流误差校正量δ_q(k)；否则属于模式II，利用式(4)计算电流误差校正量δ_q(k)。

设置式(6)中的电机参数取标称值的情况下，按照常规PI控制器的参数整定方法将K_Id、K_Pq和K_Iq分别调整好。当0s时刻时，电机转速设定值从0rpm阶跃到额定转速3000rpm；当0.5s时刻时，转速设定值从3000rpm阶跃到-3000rpm。采用图2所示传统无差拍电流预测控制和采用图4所示本发明的控制方法的永磁同步电机dq轴电流波形对比如图7所示，a相电流波形对比如图8所示。从图7(a)、图7(b)、图8(a)可以看出，即使采用电机参数标称值，传统无差拍电流预测控制的电流仍然存在一定的稳态幅值误差和相位滞后，而采用本发明的控制方法后，如图7(c)、图7(d)、图8(b)所示，能明显消除稳态误差和相位滞后。

设置式(6)中的电机电感存在50％误差、磁链取标称值的情况下，其他设置同上。采用图2所示传统无差拍电流预测控制和采用图4所示本发明的控制方法的永磁同步电机dq轴电流波形对比如图9所示，a相电流波形对比如图10所示。由图9(a)、图9(b)可知，当电感参数不准确时，采用传统无差拍电流预测控制时，dq轴电流稳态误差变大，而且动态性能恶化；由图10(a)可知，此时a相电流相位滞后非常明显。采用本发明的控制方法后，如图9(c)、图9(d)和图10(b)所示，即使电感参数不准确时电流控制效果仍能保持较好。

设置式(13)中的电机电感、磁链均存在50％误差的情况下，其他设置同上。采用图2所示传统无差拍电流预测控制和采用图4所示本发明的控制方法的永磁同步电机dq轴电流波形对比如图11所示，a相电流波形对比如图12所示。由图11(a)、图11(b)、图12(a)可知，即使电机电感和磁链参数均不准确时，传统无差拍电流预测控制效果明显变差，而本发明的控制方法后，如图11(c)、图11(d)、图12(b)即使电机电感和磁链参数均不准确时仍能获得很好的动态和稳态性能。

本发明提供的控制方法是在传统无差拍电流预测控制器的基础上增加了输入校正模块，可以有效改善电流预测控制器在系统参数不准确时的暂态和稳态性能，同时该控制方法不会增加计算负担和控制参数整定的复杂性。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，但是对于本技术领域内的专业技术人员，凡是在本发明技术方案的原则下所进行的若干等同变换和改进等，也应视为本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除方法，其特征在于，

对永磁同步电机的三相定子电流进行变换得到同步旋转坐标系下的电流；

根据电流误差与误差阈值的比较结果校正电流误差，以电流参考值与误差校正量之和为电流给定值：

由电流给定值及其实际值预测施加在同步旋转坐标系下的电压；

对同步旋转坐标系下的电压进行变换和调制得到逆变器的三相PWM控制信号，逆变器驱动永磁同步电机运行。

2.根据权利要求1所述一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除方法，其特征在于，根据电流误差与误差阈值的比较结果校正电流误差，具体为：

在电流误差超过误差阈值时，由表达式：δ_x(k)＝K_Px·e_x(k)校正电流误差，

在电流误差小于或等于误差阈值时，由表达式δ_x(k)＝K_Ix·∑_x(k)校正电流误差，∑_x(k)＝∑_x(k-1)+e_x(k)，

其中，

x为d时，δ_x(k)为k时刻d轴电流误差校正量，K_Px为校正d轴电流的比例增益，e_x(k)为k时刻d轴电流误差，为k时刻d轴电流参考值，i_x(k)为k时刻d轴电流实际值，K_Ix为校正d轴电流的积分增益，∑_x(k)、∑_x(k-1)分别为k时刻、k-1时刻校正d轴电流的全局变量，

x为q时，δ_x(k)为k时刻q轴电流误差校正量，K_Px为校正q轴电流的比例增益，e_x(k)为k时刻q轴电流误差，为k时刻q轴电流参考值，i_x(k)为k时刻q轴电流实际值，K_Ix为校正q轴电流的积分增益，∑_x(k)、∑_x(k-1)分别为k时刻、k-1时刻校正q轴电流的全局变量。

3.根据权利要求2所述的一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除方法，其特征在于，在对同步旋转坐标系下d轴电流采取i_d＝0的控制策略时，由表达式：δ_d(k)＝K_Id·∑_d(k)简化d轴电流误差的校正。

4.根据权利要求2或3所述一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除方法，其特征在于，由电流给定值及其实际值预测施加在同步旋转坐标系下的电压，同步旋转坐标系下的电压为：

u_d ^*、u_q ^*分别为施加在同步旋转坐标系d轴、q轴上的电压，L_d0、L_q0分别为d轴、q轴电感标称值，T为电流环采样时间，分别为k+1时刻d轴、q轴电流给定值，R_s0为永磁同步电机的相电阻标称值，ω_e永磁同步电机转子的电角速度，ψ_f0为永磁体磁链幅值的标称值。

5.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除方法，其特征在于，对永磁同步电机的三相定子电流进行变换得到同步旋转坐标系下的电流，具体方法为：对永磁同步电机的三相定子电流先进行Clarke变换得到两相静止坐标系下的电流，再对两相静止坐标系下的电流进行Park变换得到同步旋转坐标系下的电流。

6.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除方法，其特征在于，对同步旋转坐标系下的电压进行变换和调制得到逆变器的三相PWM控制信号，具体方法为：对同步旋转坐标系下的定子电压先进行Park逆变换得到两相静止坐标系下的电压，再对两相静止坐标系下的电压进行空间矢量调制得到逆变器的三箱PWM控制信号。

7.一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除系统，包括：根据电机转速修正值确定q轴电流参考值的速度控制器(1)、电流控制器(2)、Park逆变换模块(3)、空间矢量调制器(4)、电压型逆变器(5)、Park变换模块(6)、Clarke变换模块(7)、转速计算模块(8)、检测电机转子位置的位置传感器(9)，

Clarke变换模块(7)，其输入端接收永磁同步电机三相定子电流的采样值，其输出端接Park变换模块(6)的一侧输入端，输出两相静止坐标下的电流至Park变换模块(6)，

Park变换模块(6)，其另一侧输入端接收电机转子位置检测值，其输出端接电流控制器(2)的一侧输入端，输出同步旋转坐标下的电流至电流控制器(2)，

电流控制器(2)，其另一侧输入端接速度控制器(1)的输出端，其输出端接Park逆变换模块(3)的一侧输入端，输出同步旋转坐标系下的电压至Park逆变换模块(3)，

Park逆变换模块(3)，其另一侧输入端接收电机转子位置检测值，其输出端接空间矢量调制器(4)的输入端，输出两相静止坐标系下的电压至空间矢量调制器(4)，

空间矢量调制器(4)，其输入端接收两相静止坐标系下的电压，其输出端接电压型逆变器(5)的控制端，输出逆变器的三相PWM控制信号至电压型逆变器(5)，

电压型逆变器(5)，其输入端接直流电压源，其输出端接永磁同步电机的三相定子绕组，向永磁同步电机提供驱动信号，

位置传感器(9)，安装在电机转子上，输出电机转子位置检测值至Park逆变换模块(3)、Park变换模块(6)、转速计算模块(8)，

转速计算模块(8)，对电机转子位置检测值进行转速运算，输出转速反馈值至速度控制模块(1)，

速度控制模块(1)，根据转速反馈值及转速参考值计算q轴电流参考值，输出q轴电流参考值至电流控制器(2)；

其特征在于，

所述电流控制器(2)包括：无差拍预测控制器(11)、d轴输入校正模块(12)、q轴输入校正模块(13)，

d轴输入校正模块(12)，其一输入端接收d轴电流参考值，其另一输入端接收d轴电流实际值，其输出端接无差拍预测控制器(11)的输入端，输出d轴电流给定值至无差拍预测控制器(11)，

q轴输入校正模块(13)，其一输入端接收q轴电流参考值，其另一输入端接收q轴电流实际值，其输出端接无差拍预测控制器(11)的输入端，输出q轴电流给定值至无差拍预测控制器(11)，

无差拍预测控制器(11)，其输入端接收d轴电流给定值、q轴电流给定值、d轴电流实际值、q轴电流实际值，输出同步旋转坐标系下的电压。

8.根据权利要求7所述一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除系统，其特征在于，所述d轴输入校正模块(12)与q轴输入校正模块(13)的结构相同，均包括一拍延迟环节(14)、两模式校正环节(15)、加法器和减法器，

一拍延迟环节(14)，其输入端接d轴/q轴电流参考值，其输出端接减法器一输入端，输出一拍延迟处理后的d轴/q轴电流参考值至减法器，

减法器，其另一输入端接收d轴/q轴电流实际值，其输出端接两模式校正环节(15)的输入端，输出d轴/q轴电流误差至两模式校正环节(15)，

两模式校正环节(15)，其输出端接加法器的一输入端，根据d轴/q轴电流误差与误差阈值的比较结果对d轴/q轴电流误差进行分段式校正，输出d轴/q轴电流误差校正量至加法器，

加法器，其另一输入端接收d轴/q轴电流参考值，其输出端接无差拍预测控制器(11)的输入端，输出d轴/q轴电流给定值至无差拍预测控制器(11)。

9.根据权利要求8所述一种永磁同步电机电流预测控制稳态误差消除系统，其特征在于，在系统采取id＝0的控制策略时，采用包含积分环节(16)、加法器和减法器的电路简化d轴输入校正模块(12)的结构，

减法器，其一输入端接收d轴电流参考值，其另一输入端接收d轴电流实际值，其输出端接积分环节(16)的输入端，输出d轴电流误差至积分环节(16)，

积分环节(16)，其输出端与加法器的一输入端连接，输出d轴电流误差的积分值至加法器，

加法器，其另一输入端接收d轴电流参考值，其输出端接无差拍预测控制器(11)的输入端，输出d轴电流给定值至无差拍预测控制器(11)。