CN106330111A - 音频设备驱动放大器 - Google Patents

Abstract

本发明提供的音频设备驱动放大器，包括：正反馈环路、及嵌套于所述正反馈环路的负反馈环路，其中，所述负反馈环路的反馈量大于所述正反馈环路的反馈量；本发明利用大环路正反馈增加开环增益，增加输出阻抗，使放大器变成动态恒流源，使输出功率与负载阻抗成正比，利用小环路负反馈保证放大器的通频带和失真特性，并利用正反馈增加的增益作为校正失真和提高线性的资源，得到比单纯用负反馈更好的性能指标。

Description

音频设备驱动放大器

技术领域

本发明涉及音频设备电子电路技术领域，特别是涉及音频设备驱动放大器。

背景技术

音频设备中，例如音频耳机，其驱动放大器是便携式消费类电子产品中的通用器件，但现行的音频放大器是基于负反馈误差校正技术的电子电路。这种通用放大器的输出功率与负载电阻成反比，即负载越小，输出功率越大。这种特性在低电压条件下驱动高阻负载不能得到足够的输出功率，因为绝大多数便携式电子设备用单个锂电池供电，不能用提高电压的方法增加输出功率，这就存在着只能驱动16～32欧姆耳机的缺陷。高保真耳机具有更高的阻抗，例如125Ω、300Ω、600Ω，普通放大器驱动这类耳机声音很小，动态不足。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供音频设备驱动放大器，解决现有技术中耳机驱动放大器驱动效果不良的问题。

为实现上述目标及其他相关目标，本发明提供一种音频设备驱动放大器，包括：正反馈环路、及嵌套于所述正反馈环路的负反馈环路，其中，所述负反馈环路的反馈量大于所述正反馈环路的反馈量。

可选的，所述音频设备驱动放大器包括：加法器，包括：第一输入端、第二输入端、第三输入端及输出端；所述第一输入端具有输入电平；电压放大器，其输入端连接所述加法器的输出端；电流放大器，其输入端连接所述电压放大器的输出端；电平移位电路，其输入端连接所述电流放大器的输出端；正反馈模块，其输入端连接所述电平移位电路的输出端，其输出端连接至所述第二输入端；负反馈模块，其输入端连接所述电平移位电路的输入端，其输出端连接所述第三输入端。

可选的，所述加法器为恒流源差分放大器，通过其两个输入端相反的信号极性来模拟加法运算。

可选的，所述电压放大器是一级带共模反馈的共栅极差分放大器。

可选的，所述电流放大器是轨至轨满额放大器。

可选的，所述电流放大器包括：AB类放大器及与其并行的B类放大器。

可选的，所述B类放大器包括：误差校正电路，用于将电流放大器的输入信号及输出信号进行比较，以校正误差。

可选的，所述误差校正电路由一对结构互补对称的误差校正放大器组成。

可选的，所述一对误差校正放大器均为单级OP放大器

可选的，所述正反馈模块为电阻。

可选的，所述负反馈模块为两级输出的OP放大器。

可选的，所述电平移位电路的输出端经负载接地。

可选的，所述电平移位电路为NMOS管，其栅极输入偏置电压、漏极作为其输入端、以及源极作为其输出端。

可选的，所述音频设备驱动放大器还包括：偏置电路，用于为所述加法器、电压放大器、电流放大器及电平移位电路分别提供偏置电平。

可选的，所述音频设备包括耳机。

如上所述，本发明提供的音频设备驱动放大器，包括：正反馈环路、及嵌套于所述正反馈环路的负反馈环路，其中，所述负反馈环路的反馈量大于所述正反馈环路的反馈量；本发明利用大环路正反馈增加开环增益，增加输出阻抗，使放大器变成动态恒流源，使输出功率与负载阻抗成正比，利用小环路负反馈保证放大器的通频带和失真特性，并利用正反馈增加的增益作为校正失真和提高线性的资源，得到比单纯用负反馈更好的性能指标。

附图说明

图1显示为本发明一实施例中音频设备驱动放大器的结构示意图。

图2显示为本发明一实施例中的加法器的电路结构示意图。

图3显示为本发明一实施例中的电压放大器的电路结构示意图。

图4显示为本发明一实施例中的电流放大器的电路结构示意图。

图5显示为本发明一实施例中的电流放大器内一误差校正放大器的电路结构示意图。

图6显示为本发明一实施例中的电流放大器内另一误差校正放大器的电路结构示意图。

图7显示为本发明一实施例中的正反馈模块的电路结构示意图。

图8显示为本发明一实施例中的负反馈模块的电路结构示意图。

图9显示为本发明一实施例中的电平移位电路的电路结构示意图。

图10显示为本发明一实施例中的偏置电路的电路结构示意图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

如图1所示，展示本发明的音频设备驱动放大器在一实施例中的结构，所述音频设备例如为前述的耳机等；所述音频设备驱动放大器包括：加法器∑、电压放大器A1、电流放大器A2、电平移位电路LSC、正反馈模块β1和负反馈模块β2。

其中，β1是图中的正反馈模块(后文中亦用β1来表示该正反馈模块的正反馈系数)，从负载输出端口反馈到加法器的正输入端口，形成大环路正反馈；β2是负反馈模块(后文中亦用β2来表示该负反馈模块的负反馈系数)，从电流放大器A2的输出端口反馈到输入加法器的负输入端口，形成小环路负反馈；从图中可见，本发明的驱动器的结构设计中，将小环路负反馈嵌套在大环路正反馈之中；LSC可以是无源模块，信号从f端输入，从g端流出，故f端的电压高于g端的电压；如果设计反馈系数β2＞β1，电路在总体上就呈现负反馈特性，只要相位裕度满足奈奎斯特稳定性判据(Nyquist stability criterion)，电路就是稳定的。

从本发明的设计实现角度而言，该音频设备驱动放大器的拓扑结构可在现有的放大器上修改实现，实现方式可以是将现有的放大器作为基础(包含加法器∑、电压放大器A1、电流放大器A2及负反馈模块β2的组合)，在此基础上增加电平移位电路LSC和正反馈模块β1，并使反馈系数β2＞β1，就能实现本发明音频设备驱动放大器的功能；而另一种实现方法就是设计成IC形式，进一步缩小体积、降低功耗和成本，下面以第二种实现方法举例说明。

如图2所示，加法器∑是一个恒流源差分放大器，MOS管M2、M3组成共源极差分放大器，MOS管M1是长尾恒流源，M1的栅极输入偏置电压Vb0；在此设计中，利用差分放大器两个输入端相反的信号极性模拟加法器。

如图3所示，电压放大器A1是一级带共模反馈的共栅极差分放大器。如图所示，MOS管M4、M5组成共栅极差分放大器，M6～M9组成共模反馈电路，M10～M13组成有源负载，M12和M13的栅极输入有偏置电压Vb1，M10和M13的栅极输入有偏置电压Vb2，M4和M5的栅极输入有偏置电压Vb3；A1具有很高的电压增益，而电流增益近似为1，故称电压放大器。

如图4所示，电流放大器A2是电压增益可近似为1的轨至轨AB类输出级的满额放大器，为了降低静态功耗和消除交越失真，电路设计成两个并行放大器；其中，M14～M21组成微功率AB类放大器，其中M17、M19组成互补共漏输出级，M16、M18提供消除死区的偏置电压，M14、M20用作驱动和直流电平偏移，M15、M21用于驱动后级放大器；A3、A4、M101、M102组成所述后级放大器，即另一个大信号B类放大器，其中M101、M102组成互补共源极输出级，只是在大摆幅时工作，提供轨至轨的输出动态范围；A3和A4是误差校正放大器，把输出信号与输入信号进行比较，检测出误差在c3、c4点抵消，用以降低大信号失真，故A3和A4完成栅极驱动和误差校正双重功能。

如图5所示，误差校正放大器A3可以是一个典型的单级OP放大器，M22、M23组成共源差分放大器，I2是它的长尾恒流源，输出直接驱动M101的栅极，M24～M28组成偏置电路。

如图6所示，误差校正放大器A4也可以是一个典型的单级OP放大器，结构与A4互补对称；M29、M30组成共源差分放大器，I4是它的长尾恒流源，输出直接驱动M102的栅极。M31～M35组成偏置电路。

如图7所示，正反馈模块β1可以只是一个电阻R4，图1中g点的输出信号经由R4和图2中的电阻R3分压后得到正反馈信号。

如图8所示，负反馈模块β2可以是一个两级输出OP放大器，M36、M37组成共源差分放大器，M42是它的长尾恒流源，M38、M39是镜像恒流源负载，M40是电压放大器，M41是电压放大器的有源负载，电容C进行密勒补偿，负反馈模块β2连接成增益为1的电压跟随器，具有很高的输入阻抗，防止f点的信号通过负反馈回路泄露，使其全部流入LSC；经过放大器隔离后的输出电压经由电阻R2和图2中的电阻R1分压后得到负反馈信号。

如图9所示，电平移位电路LSC(Level Shift Circuit)是一个MOS管M59，其栅极输入有偏置电压Vb4，利用它的沟道电阻Rds产生压降，造成正、负反馈环路的强度差异，使小环路反馈强度大于大环路反馈强度，同时沟道电阻Rds也是放大器输出阻抗的主要成分。

如图10所示，为所述音频设备驱动放大器可包含的偏置电路，产生所述Vb0～Vb4五个偏置电压，为前述各个电路模块提供静态偏压。

进行以下推算，如果所述音频设备驱动放大器的开环增益设计为Ao，正反馈系数为β1，放大器的输出阻抗为：

z_o＝(1+A_o·β₁)r_ds (1)

从(1)式看出，即使LSC电路中M59的沟道电阻小到几个欧姆，由于正反馈使开环增益Ao增加到数百万倍，输出阻抗Zo也能达到兆欧级。这样放大器就等效于一个恒流源。进而恒流电流与输入电压成比例，放大器变成了一个压控电流源，输出功率等于I²Zo，即输出功率与负载成正比，能在高阻负载上产生较大的功率，这就是本发明的电路与普通电路的最大区别，本发明即提供了应用于音频设备的跨导驱动放大器电路。

要解决稳定性问题，理论上要使β2＞β1。在工程上更简单的办法是把组成正、负反馈环路中的无源器件连接成一个惠斯通电桥(Wheatston bridge)，只要满足下面条件

$\frac{R_2}{R_1}=\frac{R_4+r_{ds}}{R_3}---\left(2\right)$

电桥就处于平衡状态，这时负反馈系数与正反馈系数相等，但负反馈的取样点f处的电压高于正反馈取样点g处的电压，保证了负反馈量大于正反馈量，使电路自动处于稳定状态。

需说明的是，上述图1～图9的实施例中的电路结构仅为举例，并不限于具体电路，只要使用这个结构，即大环路正反馈嵌套小环路负反馈，参数满足(2)式的平衡条件，并应用在音频设备(如耳机)驱动放大器中，即在本发明的保护范围内。

经申请人实验，本发明的电路应用于音频设备，优点在于：

1、能大幅度提高驱动高阻负载的输出功率：

例如应用在高阻耳机，用3.6V锂电池供电，驱动250Ω、300Ω、600Ω耳机，输出功率分别是普通负反馈放大器驱动32欧姆耳机的7.8、9.3、18.8倍。

2.、能减少失真，明显提高线性。

例如用3.6V锂电池供电，当负载为300Ω，输出功率40mW时，THD+N＝0.003％；而相同条件下的负反馈放大器THD+N＝0.01％。本发明的失真度降低了70％。

3.能降低成本：

由于对负载阻抗变比不敏感，在PCB板上可省去了茹贝尔电路，节约6平方毫米的面积，降低成本0.09元人民币。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (15)

1.一种音频设备驱动放大器，包括：正反馈环路、及嵌套于所述正反馈环路的负反馈环路，其中，所述负反馈环路的反馈量大于所述正反馈环路的反馈量。

2.根据权利要求1所述的音频设备驱动放大器，其特征在于，包括：

加法器，包括：第一输入端、第二输入端、第三输入端及输出端；所述第一输入端具有输入电平；

电压放大器，其输入端连接所述加法器的输出端；

电流放大器，其输入端连接所述电压放大器的输出端；

电平移位电路，其输入端连接所述电流放大器的输出端；

正反馈模块，其输入端连接所述电平移位电路的输出端，其输出端连接至所述第二输入端；

负反馈模块，其输入端连接所述电平移位电路的输入端，其输出端连接所述第三输入端。

3.根据权利要求2所述的音频设备驱动放大器，其特征在于，所述加法器为恒流源差分放大器，通过其两个输入端相反的信号极性来模拟加法运算。

4.根据权利要求2所述的音频设备驱动放大器，其特征在于，所述电压放大器是一级带共模反馈的共栅极差分放大器。

5.根据权利要求2所述的音频设备驱动放大器，其特征在于，所述电流放大器是轨至轨满额放大器。

6.根据权利要求5所述的音频设备驱动放大器，其特征在于，所述电流放大器包括：AB类放大器及与其并行的B类放大器。

7.根据权利要求6所述的音频设备驱动放大器，其特征在于，所述B类放大器包括：误差校正电路，用于将电流放大器的输入信号及输出信号进行比较，以校正误差。

8.根据权利要求7所述的音频设备驱动放大器，其特征在于，所述误差校正电路由一对结构互补对称的误差校正放大器组成。

9.根据权利要求8所述的音频设备驱动放大器，其特征在于，所述一对误差校正放大器均为单级OP放大器。

10.根据权利要求2所述的音频设备驱动放大器，其特征在于，所述正反馈模块为电阻。

11.根据权利要求2所述的音频设备驱动放大器，其特征在于，所述负反馈模块为两级输出的OP放大器。

12.根据权利要求2所述的音频设备驱动放大器，其特征在于，所述电平移位电路的输出端经负载接地。

13.根据权利要求1或12所述的音频设备驱动放大器，其特征在于，所述电平移位电路为NMOS管，其栅极输入偏置电压、漏极作为其输入端、以及源极作为其输出端。

14.根据权利要求2所述的音频设备驱动放大器，其特征在于，还包括：偏置电路，用于为所述加法器、电压放大器、电流放大器及电平移位电路分别提供偏置电平。

15.根据权利要求1所述的音频设备驱动放大器，其特征在于，所述音频设备包括耳机。