CN103149962A

CN103149962A - 极低静态电流的低压降稳压器

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Publication number: CN103149962A
Application number: CN2011104014279A
Authority: CN
Inventors: 胡术云
Original assignee: SHENZHEN HUICHUN TECHNOLOGY CO LTD
Current assignee: SHENZHEN YSPRING TECHNOLOGY CO., LTD.
Priority date: 2011-12-07
Filing date: 2011-12-07
Publication date: 2013-06-12
Anticipated expiration: 2031-12-07
Also published as: CN103149962B

Abstract

一种极低静态电流的低压降稳压器，包括误差放大电路、输出电路、电压反馈电路、电流反馈装置和偏置电流源，所述误差放大电路、输出电路和电压反馈电路共同组成一个负反馈环路，使所述输出电压V_out保持稳定；所述误差放大电路和电流反馈装置共同组成一个正反馈环路，使该误差放大电路的偏置电流随所述低压降稳压器的负载变重而增大，随负载变轻而减小；尤其是，还包括低通滤波器，附加在所述电流反馈装置上，用来降低所述正反馈环路的主极点。采用本发明的低压稳压器稳定而高效节能，同时集成设计难度较低。

Description

极低静态电流的低压降稳压器

技术领域 本发明涉及低压降稳压器，特别是涉及集电电路芯片中的低压降稳压器，尤其是涉及一种极低静态电流的低压降稳压器。

背景技术 随着半导体集成电路的发展，集成电路芯片所用工艺越来越先进，该芯片内部电路所需电源电压与芯片的输入电源电压通常不一致，大部分情况下该芯片内部电路所需电源电压低于芯片的输入电源电压，这就需要在芯片内部集成一低压降稳压器，将芯片的输入电源电压转换成内部其他电路需要的电源电压。此类低压降稳压器在给其他电路提供电源的同时需要自身消耗比较少的电流，特别是在芯片电路的睡眠期，低压降稳压器消耗的电流越低越好。

现有技术低压降稳压器在工作时出于稳定性考虑，通常将其静态电流设计比较大，通常在10μA以上，这么大的静态电流使得该类低压降稳压器在睡眠时不节能。为了达到节能的目的，有的低压降稳压器采用一控制端来控制该低压降稳压器的工作与关闭：芯片工作时通过低压降稳压器的控制端将之开启；芯片睡眠时将低压降稳压器关闭。此类控制端由内部数字电路控制，数字电路所用电源又由低压降稳压器的输出供给。当该数字电路关闭低压降稳压器后，低压降稳压器就不能给该数字电路供电，数字电路没有电源则不能唤醒低压降稳压器，这样低压降稳压器在睡眠和唤醒状态之间存在一自锁机制，如何打破这一自锁机制是一件很复杂的事情，需要为此设计很多控制电路，当控制电路设计不好就会造成解锁失败；而且低压降稳压器关闭后，记忆在数字电路中的状态均会丢失，唤醒后这些状态又需要重新设定。

使低压降稳压器在睡眠时更节能的另一解决方案是，采用动态电流反馈装置来实时监测低压降稳压器的输出电流，并根据输出电流的大小来调节低压降稳压器的偏置电流。这样使低压降稳压器在重负载情况下驱动能力很强，在轻负载或睡眠时静态电流极低。该解决方案的不足之处在于，由于动态电流反馈装置的加入，低压降稳压器将增加一个正反馈的环路，使得低压降稳压器容易出现不稳定状态，具体以图1的一种该方法实施例为例说明如下：

低压降稳压器包括第一运放、第二运放及PMOS管M1所分别代表的输入级、缓冲级和输出级，其中反馈通路有两条。一条是由电流反馈装置组成的电流正反馈：对PMOS M1的栅极电压进行采样并将之转换为电流输出给第一运放、第二运放。另一条是由电阻R1、R2组成的电压负反馈，对低压降稳压器的输出电压进行采样并按一定比例系数反馈至第一运放的正输入端。由于电流正反馈环路的存在，必须对所述低压降稳压器进行特殊处理来保持系统稳定。图1方案在输入级的输出端与输出级的输出端之间串接一个电阻R3和电容C2所组成的串联支路，来起到稳定性补偿作用，一定程度上抑制了低压降稳压器出现不稳定的工作状态，但要设计一个稳定的该低压降稳压器系统并以集成电路来实现还是非常困难的。

发明内容 本发明要解决的技术问题在于避免上述现有技术的不足之处而提供一种极低静态电流的低压降稳压器，解决现有技术低功耗低压降稳压器系统不稳及设计难度大的问题。

为解决上述技术问题，本发明的基本构思为：采用动态电流反馈装置来降低低压降稳压器的睡眠功耗是解决问题的方向，而保持系统稳定的关键是让系统保持负反馈，若有措施使低压降稳压器的开环增益在0dB以上的频段总是处于负反馈状态，则可有效解决引入动态电流反馈装置所带来的稳定性问题；在动态电流反馈装置上安装一低通滤波器来降低正反馈环路的主极点，同时电流反馈装置的直流反馈电流不受低通滤波器的影响，无疑可以起到上述特定频段内让系统保持负反馈的作用。

作为实现本发明构思的技术方案是，提供一种极低静态电流的低压降稳压器，包括误差放大电路、输出电路、电压反馈电路和电流反馈装置；所述误差放大电路将参考电压V_ref与来自所述电压反馈电路的反馈电压之差值放大送至所述输出电路的输入端，电压反馈电路根据所述输出电路的输出电压V_out来产生所述反馈电压往所述误差放大电路，且所述误差放大电路、输出电路和电压反馈电路共同组成一个负反馈环路，使所述输出电压V_out保持稳定；所述电流反馈装置的输入端连接所述输出电路的输入端，将该输出电路的输入端电压之变化转换成送往所述误差放大电路的反馈电流之变化，且所述误差放大电路和电流反馈装置共同组成一个正反馈环路，使该误差放大电路的偏置电流随所述低压降稳压器的负载变重而增大，随负载变轻而减小；还包括为该低压降稳压器提供偏置电流的偏置电流源；尤其是，还包括低通滤波器，附加在所述电流反馈装置上，用来降低所述正反馈环路的主极点。

进一步地，上述方案中，所述输出电路和电流反馈装置均采用具有极低静态电流的场效应晶体管，所述误差放大电路包括运算放大器。电流反馈装置包括电压/电流转换器和电流镜，所述电压/电流转换器的输入端连接所述输出电路的输入端，电压/电流转换器的输出端输出转换电流往电流镜的输入端，经电流镜复制输出送往误差放大电路的所述反馈电流。

具体地说，上述方案中，电流反馈装置包括一对互补的场效应晶体管，即P型MOS场效应晶体管M2和N型MOS场效应晶体管M3，场效应晶体管M2的源极电连接该低压降稳压器的输入电源V_IN，漏极连接场效应晶体管M3的漏极及栅极，场效应晶体管M3的源极接地；所述电压/电流转换器包括P型MOS场效应晶体管M2，该电压/电流转换器的输入端即该晶体管M2的栅极，该电压/电流转换器的输出端即该晶体管M2的漏极；所述电流镜包括所述N型MOS场效应晶体管M3，还包括至少一个N型MOS场效应晶体管M4，该晶体管M4的源极接地，栅极电连接所述晶体管M3的栅极来组成镜像装置，以将来自晶体管M2漏极的输入电流按比例分配给晶体管M3和M4，进而在晶体管M4的漏极产生所述反馈电流。偏置电流源接在所述输入电源V_IN和所述P型MOS场效应晶体管M2的漏极之间，为该低压降稳压器提供偏置电流。晶体管M4的栅极通过低通滤波器来电连接所述晶体管M3的栅极。所述低通滤波器为一阶低通滤波器，包括连接在晶体管M4和晶体管M3之间的电阻R5，还包括连接在晶体管M4的栅极和地之间的电容C3。

上述方案中，设计使所述正反馈环路的主极点频率小于或接近于所述负反馈环路的主极点频率，且所述负反馈环路的开环直流增益远大于所述正反馈环路的的开环直流增益。

采用本发明，降低了低压稳压器的集成设计难度，提高低压稳压器的稳定性，并可以通过优选实施例减小芯片面积。

附图说明 图1现有极低静态电流的低压降稳压器的一种电路结构图；

图2为本发明极低静态电流的低压降稳压器的逻辑结构示意图；

图3为本发明低压降稳压器之优选实施例的电路结构图；

图4为图3电路在频域的波特图示意图；

图5为图3中电流反馈装置的一种具体实施电路图；

图6为图3中低通滤波器的一种具体实施电路图；

图7为图6低通滤波器的一种等效实施电路图。

具体实施方式 下面，结合附图所示之最佳实施例进一步阐述本发明。

图2示意了本发明极低静态电流的低压降稳压器的电路逻辑结构，该低压降稳压器实现把输入电源Vin降压为输出电压V_out的功能，包括误差放大电路、输出电路、电压反馈电路和电流反馈装置。所述误差放大电路将参考电压V_ref与来自所述电压反馈电路的反馈电压之差值放大送至所述输出电路的输入端，电压反馈电路根据所述输出电路的输出电压V_out来产生所述反馈电压往所述误差放大电路，且所述误差放大电路、输出电路和电压反馈电路共同组成一个负反馈环路，使所述输出电压V_out保持稳定。所述电流反馈装置的输入端连接所述输出电路的输入端，将该输出电路的输入端电压之变化转换成送往所述误差放大电路的反馈电流之变化，且所述误差放大电路和电流反馈装置共同组成一个正反馈环路，使该误差放大电路的偏置电流随所述低压降稳压器的负载变重而增大，以提高误差放大电路的响应速度，及使该误差放大电路的偏置电流随负载变轻而减小，进而使低压降稳压器的消耗处于静态极低电流（可以达到1μA的数量级或低于1μA）状态。该低压降稳压器还包括为该低压降稳压器提供偏置电流的偏置电流源，因为现有技术中偏置电流源在低压降稳压器内有多种接入方式可以提供借鉴及使用，图2中对该偏置电流源的连接不作限制。为了提高低压降稳压器性能的稳定性，本发明在电流反馈装置上附加一个低通滤波器，用来降低所述正反馈环路的主极点。

图3示意了图2的一个优选实施例的电路结构。误差放大电路以但不限于运放U1为例来实施，将运放U1的负输入端接参考电源Vref，正输入端通过线网n12接由分压电阻R1、R2组成的电压反馈电路的输出，该正输入端与负输入端的电压差值被同向放大而得到一个误差校正电压。输出电路以但不限于晶体管M1（例如采用PMOS场效应晶体管）为例来实施，将所述误差校正电压输入往该晶体管M1的栅极；该晶体管M1的源极接电源Vin，漏极输出低压降稳压器的输出电压Vout。一般集成电路设计中可以将该输出功率晶体管M1的尺寸设计得比较大来增强稳压器的驱动能力，使得无论负载为重负载（负载电阻RL阻值小）还是轻负载（负载电阻RL阻值大），输出电压Vout均保持基本恒定。分压电阻R1、R2所组成的电压反馈电路将输出电压Vout按预定比例经线网n12反馈至运放U1的正输入端，因该线网n12的电压变化与运放U1的输出电压变化同相，而运放U1的输出电压变化与输出电压Vout的变化为反向关系，故该电压反馈电路为低压降稳压器提供一个负反馈环路，来实时校正其输出电压Vout，以使得输出电压Vout相对于参考电压Vref能保持一个恒定的比例关系。

电流反馈装置通过线网n11对输出功率晶体管M1的栅极电压进行采样，并将其转换为电流输出至运放U1的地端，为该运放U1提供偏置电流。当低压降稳压器的负载变重时，输出电压Vout会略变低，通过电压负反馈环路使得功率晶体管M1的栅极电压变低，同时功率晶体管M1的输出电流增大来抵制输出电压Vout变低。因功率晶体管M1的栅极电压变低，电流反馈装置的输出电流变大，从而通过提高运放U1的偏置电流来提高该运放的响应速度，整个稳压器系统的响应速度也随之增加。反之，当低压降稳压器的负载变轻时，功率晶体管M1的栅极电压变高，电流反馈装置的输出电流变小，运放U1的偏置电流也相应减小，整个稳压器系统消耗的静态电流也就变小。这样，由于电流反馈装置的加入，低压降稳压器实现了在重负载时响应速度快，在轻负载时静态电流低，且无需增加控制端口，既节能又高效。

不同于图1中的电流源接入方式，本优选实施例中偏置电流源I3的正端接电压源Vin，负端通过线网n13连接至电流反馈装置和低通滤波器，给电流反馈装置提供最基本的偏置电流，进而通过电流反馈装置给运放U1提供偏置电流，确保运放U1在低压降稳压器处于轻负载或睡眠时仍能工作。该电流源接入方式比采用图1的接入方式具有更好的工作效率。

低通滤波器的输入端Va通过线网n13连接至电流反馈装置的Va端，输出端Vb连接至电流反馈装置的Vb端，其目的是调节由运放1和电流反馈装置组成的正反馈环路1的主极点位置，使得第一环路（正反馈环路）的主极点落在电流反馈装置的端口Vb处，称该处的极点为Px，极点Px的频率比较低，与由运放U1、输出功率晶体管M1和电压反馈电路组成的第二环路（电压负反馈环路）的零极点相比，极点Px的频率在第二环路的主极点P1的频率附近或小于主极点P1的频率，这样只要系统的负反馈环路的开环直流增益大于正反馈环路的开环直流增益，同时负反馈环路保持稳定，系统在0dB以上的频段就恒为负反馈，同时系统也是稳定的。

输出电压稳定电路以及负载由电阻Resr、电容C1和负载电阻RL组成，电阻Resr为电容C1的等效串联电阻，该电阻Resr的一端接低压降稳压器的输出端Vout，另一端接电容C1，电容C1的另一端则接地，电阻Resr和电容C1一起构成稳定性补偿电路，使得低压降稳压器的负反馈环路的主极点P1落在输出端Vout，同时C1又为负载电阻RL的瞬时变化提供峰值电流。

图4示意了图3实施例在频域的波特图，分别示出了图3中第一环路、第二环路和整个低压降稳压器的零极点曲线。第一环路有两个主要极点Px和Pa，位于高频段的其它极点对第一环路的影响可以忽略不计。主极点Px位于图3中电流反馈装置的环节Vb，次主极点Pa位于图3中运放U1的输出端，由于环路1的开环增益在频率达到次主极点Pa的位置时已经大大小于0dB，所以次主极点Pa不影响环路1的稳定性。第二环路也有两个主要极点P1和P2，其它极点位于高频段，对第二环路的影响可以忽略不计。主极点位于图2中低压降稳压器的输出端Vout，次主极点P2位于图2中运放1的输出端，由于第二环路的开环增益在频率达到次主极点P2的位置时已经小于0dB，所以第二环路至少有45°的相位裕度。基于低压降稳压器的系统频率特性是由第一环路和第二环路的频率特性叠加而成，开环增益是由第一环路和第二环路2的开环增益叠加而成，若因此将第一环路的主极点Px的频率设计在第二环路的主极点P1的频率附近或小于主极点P1的频率，同时第二环路的开环直流增益远大（例如十倍或十倍以上）于第一环路的开环直流增益，这样如图4所示，整个系统环路的零极点曲线将由第二环路起决定性作用，系统的稳定性基本由第二环路的稳定性决定，系统的开环增益由第二环路的开环增益主导，系统在0dB以上的频段就可保持负反馈而保持稳定。这样，设计系统的稳定性时可以化双环路系统为单环路系统，使设计变得简单很多。

电流反馈装置可以包括电压/电流转换器和电流镜，所述电压/电流转换器的输入端连接所述输出电路的输入端，电压/电流转换器的输出端输出转换电流往电流镜的输入端，经电流镜复制输出送往误差放大电路的所述反馈电流。图5为图2或图3中电流反馈装置的一种具体实施电路图。以该图5来说，电流反馈装置包括一对互补的场效应晶体管，即P型MOS场效应晶体管M2和N型MOS场效应晶体管M3，场效应晶体管M2的源极电连接该低压降稳压器的输入电源Vin，漏极连接场效应晶体管M3的漏极及栅极，场效应晶体管M3的源极接地；则所述电压/电流转换器主要由P型MOS场效应晶体管M2构成，该电压/电流转换器的输入端即该晶体管M2的栅极，该电压/电流转换器的输出端即该晶体管M2的漏极，该栅极和漏极分别内连接于电流反馈装置的端口VI和Va。场效应晶体管M₂的源极通过限流电阻R4（充当限流装置）而电连接所述输入电源Vin，在PMOS管M2的漏极电流比较小时，电阻R4几乎不起作用，可以当作导线将其忽略，此时PMOS管M2的漏极电流由其跨导gm2决定，漏极电流Id2≈gm2*Vgs2，Vgs2为PMOS管M2的栅源电压差；在PMOS管M2的漏极电流比较大时，电阻R4起到负反馈的作用，限制PMOS管M2的漏极电流的增长，此时PMOS管M2的漏极电流由其跨导Gm2决定，Gm2的公式为：

Figure 2011104014279100002DEST_PATH_IMAGE001

gmb2为PMOS管M2的漏极与衬底的跨导

Id2≈Gm2*Vgs2，由于R4的加入，使得PMOS管M2在大电流时跨导gm2对漏极电流的作用被弱化，限制了漏极电流无限增大，最终限制了电流反馈装置的最大输出电流。这里，PMOS管M2起到电压电流转换作用，当其栅极电压变低时，漏极输出电流变大；反之栅极电压变高时，漏极输出电流变小。

NMOS管M3和另一个NMOS管M4则实现电流镜的功能：两个NMOS管的源极并联接地，NMOS管M3的栅极和漏极连接并接端口Va，NMOS管M4的栅极电连接所述NMOS管M3的栅极来组成镜像装置。该电流镜的镜像装置数量可以通过增加NMOS管来扩充，以将来自NMOS管M2漏极的输入电流按比例分配给其它N型MOS场效应晶体管，从而输出除所述反馈电流以外的第二反馈电流给一些缓冲电路用，因其为现有技术，不在此赘述。本实施例中，NMOS管M4的漏极接电流反馈装置的输出端口Io1，NMOS管M4的栅极与所述NMOS管M3的栅极通过低通滤波器实现电连接：NMOS管M4的栅极接低通滤波器的输出端口Vb。低通滤波器连接在端口Va和Vb之间，其作用是滤除电流镜的高频成分，使得电流反馈装置在Vb节点产生一主极点，也是图3所示第一环路的主极点Px。电流镜将PMOS管M2输出电流按比例分配给各N型MOS场效应晶体管，进而由场效应晶体管的漏极产生所述反馈电流输出至端口Io1，该分配比例取决于各所述N型MOS场效应晶体管的阻容参数或取决于半导体集成电路所集成的各NMOS场效应晶体管M3和M4的的尺寸比例。

偏置电流源接在所述输入电源Vin和所述P型MOS场效应晶体管M2的漏极之间，为该低压降稳压器提供偏置电流。

该图5中，把低通滤波器的接入端Va和Vb优选为NMOS管M3和M4的栅极，将使本发明低压降稳压器采用半导体集成电路（尤其采用MOS工艺）时，低通滤波器具有更小的加工面积。

图6示意了图3中低通滤波器的一种具体实施电路，为由电阻R5和电容C3组成的一阶低通滤波器。电阻R5的一端接低通滤波器的输入端口Va，另一端接输出端口Vb，电容C3的一端接输入端口，另一端接地。该低通滤波器的传递函数Tf由如下公式决定：

Figure 2011104014279100002DEST_PATH_IMAGE002

低通滤波器在频率1/(2*π*C3*R5)处有一极点，即为图4所示的极点Px。

图7示意了图6低通滤波器的一种等效实施例，电阻R5被NMOS管M5替代，电容C3被NMOS管MC3替代，在NMOS管M5的栅极与源极之间置一电压源V2，使得NMOS管M5处于导通状态，静态时NMOS管M5的源极和漏极电压相等，NMOS管M5工作在线性区，其导通电阻约等于NMOS管M5的跨导gm5，NMOS管MC3充当电容器件，其容值与其面积和栅氧化层厚度有关。

本发明经过仿真试验，可以大大降低设计难度及成功应用于集成电路芯片，在目的及功效上均具有实施的进步性。

图3的优选实施例并非对本发明低压降稳压器的穷举。实际上，为提高负载能力可以在该实施例基础上补充一缓冲电路，使缓冲电路串联在所述误差放大电路和输出电路之间，将所述误差放大电路输出的电压进行平移或/和跟随处理后送至输出电路的输入端。相应地，所述电流反馈装置还输出第二反馈电流往该缓冲电路，使该缓冲电路的偏置电流随所述低压降稳压器的负载变重而增大，随负载变轻而减小。一般误差放大电路或缓冲电路均包括运算放大器。为此，所述输出电路和电流反馈装置均采用场效应晶体管（可以设计选择较低的静态电流）为佳，在轻负载时使误差放大电路和缓冲电路的偏置电流减少，可以很好达到节能效果。

因此，以上所述仅为本发明的优选实施例，不能用来表达限定本发明所实施的范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的各种等效变化或补充，均应属于本发明专利涵盖的范围内。

Claims

1.一种极低静态电流的低压降稳压器，包括误差放大电路、输出电路、电压反馈电路和电流反馈装置；所述误差放大电路将参考电压V_ref与来自所述电压反馈电路的反馈电压之差值放大送至所述输出电路的输入端，电压反馈电路根据所述输出电路的输出电压V_out来产生所述反馈电压往所述误差放大电路，且所述误差放大电路、输出电路和电压反馈电路共同组成一个负反馈环路，使所述输出电压V_out保持稳定；所述电流反馈装置的输入端连接所述输出电路的输入端，将该输出电路的输入端电压之变化转换成送往所述误差放大电路的反馈电流之变化，且所述误差放大电路和电流反馈装置共同组成一个正反馈环路，使该误差放大电路的偏置电流随所述低压降稳压器的负载变重而增大，随负载变轻而减小；还包括为该低压降稳压器提供偏置电流的偏置电流源；其特征在于：

还包括低通滤波器，附加在所述电流反馈装置上，用来降低所述正反馈环路的主极点。

2.根据权利要求1所述极低静态电流的低压降稳压器，其特征在于：

所述输出电路和电流反馈装置均采用场效应晶体管。

3.根据权利要求1所述极低静态电流的低压降稳压器，其特征在于：

还包括缓冲电路，该缓冲电路串联在所述误差放大电路和输出电路之间，将所述误差放大电路输出的电压进行平移或/和跟随处理后送至输出电路的输入端；所述电流反馈装置还输出第二反馈电流往该缓冲电路，使该缓冲电路的偏置电流随所述低压降稳压器的负载变重而增大，随负载变轻而减小。

4.根据权利要求1所述极低静态电流的低压降稳压器，其特征在于

所述误差放大电路包括运算放大器。

5.根据权利要求1所述极低静态电流的低压降稳压器，其特征在于：

电流反馈装置包括电压/电流转换器和电流镜，所述电压/电流转换器的输入端连接所述输出电路的输入端，电压/电流转换器的输出端输出转换电流往电流镜的输入端，经电流镜复制输出送往误差放大电路的所述反馈电流。

6.根据权利要求5所述极低静态电流的低压降稳压器，其特征在于：

电流反馈装置包括一对互补的场效应晶体管，即P型MOS场效应晶体管M2和N型MOS场效应晶体管M3，场效应晶体管M2的源极电连接该低压降稳压器的输入电源V_IN，漏极连接场效应晶体管M3的漏极及栅极，场效应晶体管M3的源极接地；

所述电压/电流转换器包括P型MOS场效应晶体管M2，该电压/电流转换器的输入端即该晶体管M2的栅极，该电压/电流转换器的输出端即该晶体管M2的漏极；

所述电流镜包括所述N型MOS场效应晶体管M3，还包括至少一个N型MOS场效应晶体管M4，该晶体管M4的源极接地，栅极电连接所述晶体管M3的栅极来组成镜像装置，以将来自晶体管M2漏极的输入电流按比例分配给晶体管M3和M4，进而在晶体管M4的漏极产生所述反馈电流。

7.根据权利要求6所述极低静态电流的低压降稳压器，其特征在于：

偏置电流源接在所述输入电源V_IN和所述P型MOS场效应晶体管M2的漏极之间，为该低压降稳压器提供偏置电流。

8.根据权利要求6所述极低静态电流的低压降稳压器，其特征在于：

该低压降稳压器采用半导体集成电路，所述按比例分配的分配比例取决于该半导体集成电路所集成的NMOS场效应晶体管M4与M3的尺寸比例。

9.根据权利要求6所述极低静态电流的低压降稳压器，其特征在于：

所述电流反馈装置还包括限流电阻R4，场效应晶体管M2的源极通过该限流电阻R4而电连接所述输入电源V_IN。

10.根据权利要求6所述极低静态电流的低压降稳压器，其特征在于：

晶体管M4的栅极通过低通滤波器来电连接所述晶体管M3的栅极。

11.根据权利要求10所述极低静态电流的低压降稳压器，其特征在于：

所述低通滤波器为一阶低通滤波器，包括连接在晶体管M4和晶体管M3之间的电阻R5，还包括连接在晶体管M4的栅极和地之间的电容C3。

12.根据权利要求1所述极低静态电流的低压降稳压器，其特征在于：

设计使所述正反馈环路的主极点频率小于或接近于所述负反馈环路的主极点频率，且所述负反馈环路的开环直流增益远大于所述正反馈环路的的开环直流增益。