CN202838077U

CN202838077U - 一种集成在射频芯片中的电源系统

Info

Publication number: CN202838077U
Application number: CN 201220020112
Authority: CN
Inventors: 程珍娟
Original assignee: Nationz Technologies Inc
Current assignee: Nationz Technologies Inc
Priority date: 2012-01-17
Filing date: 2012-01-17
Publication date: 2013-03-27
Anticipated expiration: 2022-01-17

Abstract

现有的射频系统芯片中，LNA（低噪声放大器）,PLL（锁相环）,VCO（压控振荡器）,DAC（数模转换器）,ADC（模数转换器）等模块均为噪声敏感模块，这些噪声敏感模块需要独立的电源，可以避免模块工作时相互之间的干扰，恶化模块的性能。本实用新型提出了一种效率更高，噪声更低的集成在射频芯片中的电源系统架构，该电源系统采用了基于电容的降压变换器级联低噪声，高PSRR(PowerSupplyRejectionRatio，电源抑制比)的LDO(低压差线性稳压器)结构以解决现有技术存在的缺陷。

Description

一种集成在射频芯片中的电源系统

技术领域

本实用新型涉及电源系统领域，特别涉及一种集成在射频芯片中的低噪声，高效率的电源系统。

背景技术

射频系统芯片中， LNA(低噪放大器),PLL(锁相环),VCO(压控振荡器), DAC(数模转换器), ADC(模数转换器)模块均为噪声敏感模块，这些噪声敏感模块需要独立的电源，避免模块工作时相互之间的干扰，恶化模块的性能。单独的电源芯片给射频模块供电，需要增加成本和面积，而现在的发展趋势是在射频芯片中集成独立的电源系统，一般会在芯片内集成若干个LDO模块，分别给各个模块提供电源，相互干扰很小的模块，可以共用一个电源。这种用若干LDO给模块供电的电源系统，可以有效地避免噪声的干扰。

然而，简单的若干LDO模块分别给射频芯片中的各个模块提供电源的方案，可以有效地避免模块之间的噪声干扰，但是由于射频芯片的外部电源变化范围比较大时，经过LDO转换后的电源系统效率很低。同时随着集成度越来越高的要求，射频芯片也向更小尺寸工艺发展，要求射频芯片的供电电压更低，单一的LDO电源系统会消耗更多的功耗，效率更低。且单一的LDO电源系统对噪声抑制的能力有限。

实用新型内容

本实用新型实施例提供了一种集成在射频芯片中的电源系统架构。

基于电容的降压变换器效率可以高达90%，先将外部电源电压通过降压变换器降低到接近LDO输出电压的电压，一般给LDO模块提供150~300mV的Dropout电压，以最大化提高电源效率。LDO的电源为电荷泵减压变换器稳压后的输出，此时LDO的电源相比外部电源，噪声更低，经过LDO电路之后，提供给射频模块的电源经过了两级稳压电源，得到更低噪声的射频模块需要的电源。

本实用新型实施例提供了一种集成在射频芯片中的电源系统，包括：

用于将外部电源电压转换为稳定电压的降压变换器；

多个并联的低压差线性稳压器；

所述多个低压差线性稳压器接收所述降压变换器输出的稳定电压，并输出工作电压到射频芯片中的各个模块。

上述的电源系统还包括，所述降压变换器包括输入滤波电容和用于调整外部电源输入电压的线性调整功率管，所述输入滤波电容一端连接在所述线性调整功率管的漏极，另外一端连接在输出电压端或者连接到地。

上述的电源系统还包括，所述降压变换器包括误差放大器、第一反馈电阻，第二反馈电阻、输入滤波电容、及用于调整外部电源输入电压的线性调整功率管，所述输入滤波电容一端与所述线性调整功率管的漏极连接，另一端与所述第一反馈电阻连接，所述线性调整功率管与所述输入滤波电容形成RC滤波网络，所述第一反馈电阻与所述第二反馈电阻的连接点处的电压为采样电压，采样电压、基准电压作为误差放大器的输入，经过所述误差放大器来调整所述线性调整功率管的栅极电压，从而调整输出电压。

上述的电源系统还包括，所述低压差线性稳压器为采用共源共栅结构的低压差线性稳压器，通过所述外部电源产生第一输入电压，所述低压差线性稳压器包括第一电阻、第一电容、N型金属氧化物半导体器件、及P型金属氧化物半导体器件，第一偏置电压为所述第一电阻、所述第一电容交叉点的电压，所述第一输入电压经过所述第一电阻、所述第一电容组成的RC滤波器进行滤波后给所述N型金属氧化物半导体器件栅极提供所述第一偏置电压，所述N型金属氧化物半导体器件漏极连接所述输出电压，经过所述N型金属氧化物半导体器件后给所述P型金属氧化物半导体器件提供电压，经过所述P型金属氧化物半导体器件的采样电压通过第三反馈电阻、第四反馈电阻反馈给误差放大器，采样电压、基准电压作为误差放大器的输入，经过所述误差放大器来调整所述P型金属氧化物半导体器件的栅极电压，从而调整低噪声的输出电压。

上述的电源系统还包括，所述低压差线性稳压器为高带宽的低压差线性稳压器，所述低压差线性稳压器包括N型金属氧化物半导体调整管，所述N型金属氧化物半导体调整管为所述低压差线性稳压器的调整管，所述N型金属氧化物半导体调整管一端连接所述输出电压端，一端连接误差放大器，并输出采样电压，采样电压、基准电压作为误差放大器的输入，经过所述误差放大器来调整所述N型金属氧化物半导体调整管的栅极电压，从而调整低噪声的输出电压。

上述的电源系统还包括，所述低压差线性稳压器包括缓冲器电路、RC滤波网络电路、及低压差线性稳压器反馈网络电路，所述缓冲器电路包括第二误差放大器，第五反馈电阻、第六反馈电阻，所述缓冲器电路用于将基准电压转换为所述低压差线性稳压器需要的输出电压，所述RC滤波网络电路包括第一P型金属氧化物半导体管的电阻、第二P型金属氧化物半导体管的电阻、及第一N型金属氧化物半导体管的电容，所述RC滤波网络电路用于滤除RC截止频率以外的所述基准电压的噪声，以及缓冲器电路本身的噪声。

上述的电源系统还包括，所述降压变换器为基于电感的开关降压变换器，或者，基于电容的电荷泵降压变换器。

上述的电源系统还包括，所述降压变换器的控制模式为线性控制模式。

本实用新型针对简单的LDO(low dropout regulator，低压差线性稳压器)电源系统架构的效率低，噪声抑制度不够的两个缺点，提出了一种效率更高，噪声更低的集成在射频芯片中的电源系统架构。该电源系统采用了基于电容的降压变换器级联低噪声，高PSRR(Power Supply Rejection Ratio，电源抑制比)的LDO结构。

附图说明

图1为本实用新型实施例提供的一种集成于射频芯片内的低噪声，高效率电源系统框图；

图2为本实用新型实施例提供的一种1/2X降压电荷泵架构；

图3为本实用新型实施例提供的另一种1/2X降压电荷泵架构；

图4为本实用新型实施例提供的一种cascoded结构的LDO；

图5为本实用新型实施例提供的一种高带宽的LDO；

图6为本实用新型实施例提供的一种低噪声，高PSRR的LDO电路；

图7为本实用新型实施例提供的另一种低噪声，高PSRR结构的 LDO电路；

图8为本实用新型实施例提供的再一种低噪声，高PSRR结构的 LDO电路。

具体实施方式

为使本实用新型目的、技术方案和有益效果更加清楚，下面将结合附图对本实用新型的具体实施方式进行详细说明。

下面以具体实施例对本实用新型提供的一种集成于射频芯片内的低噪声，高效率电源系统进行详细描述。

集成于射频芯片内的低噪声，高效率电源系统如附图1。基于电容的电荷泵（Charge Pump）降压电路将外部电源Vsupply的电压降为稳定电压VDDA，稳定的VDDA电压作为LDO1，LDO2，LDO3，LDOn的电源，分别输出VDDA1，VDDA2，VDDA3，VDDAn给射频的各个模块Block1，Block2，Block3，Blockn供电。

高效的降压变换器有两种方式，基于电感的开关降压变换器和基于电容的降压变换器结构。基于电容的降压变换器相比基于电感的开关降压变换器的优点有：（1）无电感储能元件，纯电容储能元件。（2）无电磁干扰EMI(electromagnetic interference)现象，避免了干扰射频模块工作。（3）低输入，输出纹波。（3）效率相当。因此本实用新型采用了基于电容的降压变换器结构。基于电容的降压变换器按照控制模式，分为线性控制模式和跳周期模式，为了降低输出电压纹波，采用了线性控制模式。基于电容的降压变换器的降压倍数有2/3X，1/2X和1/3X等常用的降压倍数，一般根据输入电压范围和输出电压的要求，同时满足电源效率最大化选择不同的降压倍数，或者多种降压倍数相结合。本实用新型在2.7~3.6V外部电源范围，输出1.3V稳定电压的条件下，采用了线性控制模式，1/2X降压倍数的电荷泵结构。

电荷泵的电路结构如图2。SW1~SW4为功率开关管，其中SW1为PMOS功率开关管，SW2,SW3,SW4为NMOS功率开关管，MP1为线性调整功率管。输入滤波电容一端连接在功率调整管（MP1）的漏端，另外一端，连接在输出电压端VDDA，或者连接到地。

图3的电荷泵架构输出纹波会略小。RF1与RF2为反馈电阻，采样输出电压VDDA，采样电压VF与基准电压VREF进行比较，经过误差放大器EA来调整MP1管的栅电压，而调整输出电压VDDA。输入滤波电容连接在功率调整管的漏端，MP1管与输入滤波电容Cin形成RC滤波网络，可以更加有效降低输入电压，电流纹波。

电荷泵减压变换器输出稳定的VDDA电压时，在Vsupply端，VDDA端均存在开关频率的纹波，电荷泵的开关频率一般为0.5k~1MHz。为了降低电荷泵降压电路的输入电流，输出电压纹波，电荷泵降压电路采用了线性控制模式，输入滤波电容连接至调整管漏端的方式。纹波与片外电容大小成反比，输出端片外滤波电容降低输出电压纹波同时，也抑制外部电源Vsupply的高频噪声。外部电源Vsupply的低频噪声靠电荷泵的足够高的环路增益来抑制。那么电荷泵降压电路的输出电压VDDA除了电荷泵本身的开关频率纹波，其余频率的噪声已经比较干净。

与降压变换器级联的LDO电路，需要抑制电荷泵的输出电压VDDA上的开关频率纹波，需要采用高PSRR的LDO电路结构。图1的电源系统采用的高PSRR结构有两种（1）采用Cascoded结构的LDO，（2）采用高带宽的LDO。

Cascoded结构的LDO电路如图4。LDO的调整管为MPMOS，与MPMOS串联的NMOS管可以提高PSRR， MNMOS的偏置电压为VBIAS_RC，是VBIAS经过滤波网络的电压。

Figure 201220020112X100002DEST_PATH_IMAGE001

式（1）

其中VGS_N为MNMOS的栅源电压，VDS_N为MNMOS管的漏源电压。

MNMOS器件工作在饱和区时，

式（2）

其中VTH_N为MNMOS管的阈值。VDS_NSAT为MNMOS的电压过驱动电压。

那么

Figure 201220020112X100002DEST_PATH_IMAGE003

式（3）

因此VBIAS的电压会高于VDDA电压。

在图1的电源系统中，VBIAS电压可以通过Vsupply为电源的电路产生。为了进一步抑制VIBAS的噪声，VBIAS电压经过RC滤波之后再给MNMOS器件提供偏置。MNMOS器件与MPMOS器件一样，需要过一定的大电流，因此MNMOS的器件尺寸比较大。一般为了节省MNMOS的压降，MNMOS器件工作在饱和区与亚阈值区交界处附近。

高带宽的LDO结构如图5。MNMOS器件为LDO电路中的调整管，因而功率输出级为MNOMS调整管形成的源随器输出级，负载电流变化对整个LDO环路的频率特性影响很小。EA为单级折叠式运放结构，该LDO结构为单级运放的环路，在较低的静态电流下，得到比较高的单位增益带宽。由于NMOS的栅级由EA的输出级直接驱动，A点电压低于VDDA， NMOS管为低阈值管。

射频系统中的低噪声模块如LNA，VCO等提供电源的LDO电路，要求LDO电路本身的噪声较低。传统的LDO电路中，LDO电路的噪声来源于（1）基准电压源VREF的噪声，（2）LDO的输入等效噪声，（3）反馈电阻的热噪声。

基准电压源VREF噪声可以通过RC滤波网络减小， VREF电压高于NMOS管阈值的情况下，电容C可以用NMOS电容代替。为了降低1/f噪声，要求RC滤波网络的截止频率较低，电阻R本身会带来热噪声，且随着阻值的增大而增大，一般电阻R用PMOS器件代替。

LDO的输入等效噪声在环路增益足够高时，由运放第一级的器件噪声贡献，为了降低LDO的输入等效噪声，运放第一级采用低噪声运放结构，且不影响LDO其他指标情况下提高LDO的环路增益。

降低反馈电阻的热噪声对LDO输出电压噪声的贡献，一般会提高反馈系数，在LDO传统的LDO电路结构中反馈系数为RF2/(RF1+RF2)，反馈系数最大值为1，此时RF1=0。

结合降低LDO器件本身对输出电压噪声贡献的三个因素，低噪声LDO电路结构如图6所示。低噪声LDO电路由三个部分组成，Buffer电路，RC滤波网络电路，和LDO反馈网络电路。

Buffer电路由Buffer_EA，以及反馈电阻RF1和RF2组成，Buffer电路的作用是将基准电压VREF转换为低噪声LDO需要的输出电压值。

RC滤波电路由MP_R，MP_Rs，以及MN_C组成。其中MN_C为NMOS电容，也可以用其它单位面积容值相当或者单位面积容值更大的电容替代。MP_R为L比W大的倒比PMOS器件，栅端接地，源级接Buffer的输出，漏端VREF_RC接LDO环路正反馈端。MP_Rs为W大于L的正比PMOS器件。其栅极连接信号为VG_fast。VG_fast信号为一个单位脉冲的信号。在LDO模块使能开启后，MP_Rs短暂开启，由于MP_Rs的阻值远小于倒比管的PMOS器件的阻值，因此经过滤波的基准电压 VREF_RC电压会快速建立。在VREF_RC电压建立完成后，VG_fast信号为高，MP_Rs关断，MP_Rs不影响MP_R形成电阻的阻值，且不影响RC滤波网络的滤波特性。RC滤波网络可以滤除掉RC截止频率以外的基准电压VREF的噪声，以及Buffer电路本身的噪声（Buffer_EA的等效输入噪声，反馈电阻RF1和RF2的热噪声）

LDO的反馈网络由图4或者图5的电路代替，Buffer电路已经将VREF电压转变为LDO的需要的输出电压值，因此LDO 反馈网络中，不存在反馈电阻，具体的电路连接方式如图7，图8所示。

降压变换器与低噪声，高PSRR或者高带宽LDO级联，可以构成低噪声，高效率的电源系统。且易于集成在射频系统芯片中。电荷泵结构的降压变换器，存在1MHz左右的开关频率，为了避免该开关频率的振荡信号影响射频模块工作，一般降压变换器在版图上远离易受影响的模块，如LNA，VCO等，而放在版图的一角，且采用版图上常用的噪声隔离方法。

本实用新型适用于其它要求高效率的电源系统中，适用于其它要求低噪声的电源系统中，也适用于其他要求高效率，低噪声的电源系统中。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施例，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims

1. 一种集成在射频芯片中的电源系统，其特征在于，该电源系统包括：

用于将外部电源电压转换为稳定电压的降压变换器；

多个并联的低压差线性稳压器；

2. 如权利要求1所述的电源系统，其特征在于，所述降压变换器包括输入滤波电容和用于调整外部电源输入电压的线性调整功率管，所述输入滤波电容一端连接在所述线性调整功率管的漏极，另外一端连接在输出电压端或者连接到地。

3. 如权利要求1所述的电源系统，其特征在于，所述降压变换器包括误差放大器、第一反馈电阻，第二反馈电阻、输入滤波电容、及用于调整外部电源输入电压的线性调整功率管，所述输入滤波电容一端与所述线性调整功率管的漏极连接，另一端与所述第一反馈电阻连接，所述线性调整功率管与所述输入滤波电容形成RC滤波网络，所述第一反馈电阻与所述第二反馈电阻的连接点处的电压为采样电压，采样电压、基准电压作为误差放大器的输入，经过所述误差放大器来调整所述线性调整功率管的栅极电压，从而调整输出电压。

4. 如权利要求2-3任一项所述的电源系统，其特征在于，所述低压差线性稳压器为采用共源共栅结构的低压差线性稳压器，通过所述外部电源产生第一输入电压，所述低压差线性稳压器包括第一电阻、第一电容、N型金属氧化物半导体器件、及P型金属氧化物半导体器件，第一偏置电压为所述第一电阻、所述第一电容交叉点的电压，所述第一输入电压经过所述第一电阻、所述第一电容组成的RC滤波器进行滤波后给所述N型金属氧化物半导体器件栅极提供所述第一偏置电压，所述N型金属氧化物半导体器件漏极连接所述输出电压，经过所述N型金属氧化物半导体器件后给所述P型金属氧化物半导体器件提供电压，经过所述P型金属氧化物半导体器件的采样电压通过第三反馈电阻、第四反馈电阻反馈给误差放大器，采样电压、基准电压作为误差放大器的输入，经过所述误差放大器来调整所述P型金属氧化物半导体器件的栅极电压，从而调整低噪声的输出电压。

5. 如权利要求2-3任一项所述的电源系统，其特征在于，所述低压差线性稳压器为高带宽的低压差线性稳压器，所述低压差线性稳压器包括N型金属氧化物半导体调整管，所述N型金属氧化物半导体调整管为所述低压差线性稳压器的调整管，所述N型金属氧化物半导体调整管一端连接所述输出电压端，一端连接误差放大器，并输出采样电压，采样电压、基准电压作为误差放大器的输入，经过所述误差放大器来调整所述N型金属氧化物半导体调整管的栅极电压，从而调整低噪声的输出电压。

6. 如权利要求2-3任一项所述的电源系统，其特征在于，所述低压差线性稳压器包括缓冲器电路、RC滤波网络电路、及低压差线性稳压器反馈网络电路，所述缓冲器电路包括第二误差放大器，第五反馈电阻、第六反馈电阻，所述缓冲器电路用于将基准电压转换为所述低压差线性稳压器需要的输出电压，所述RC滤波网络电路包括第一P型金属氧化物半导体管的电阻、第二P型金属氧化物半导体管的电阻、及第一N型金属氧化物半导体管的电容，所述RC滤波网络电路用于滤除RC截止频率以外的所述基准电压的噪声，以及缓冲器电路本身的噪声。

7. 如权利要求1所述的电源系统，其特征在于，所述降压变换器为基于电感的开关降压变换器，或者，基于电容的电荷泵降压变换器。

8. 如权利要求7所述的电源系统，其特征在于，所述降压变换器的控制模式为线性控制模式。