CN106329968A - 一种辅助电源的供电电路及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种辅助电源的供电电路及方法，吸收电路及辅助电源开关变换器，所述辅助电源开关变换器从所述吸收电路的吸收电容上取电，所述吸收电路与变压器或电感绕组连接；所述辅助电源开关变换器通过电压变换稳压后，为控制电路供电；所述辅助电源开关变换器稳态时的主开关由至少一个驱动时序信号控制，且所述驱动时序信号与主功率拓扑的控制时序信号相关联。解决了现有技术中电源效率太低、电路体积过大的问题，本方案简化了变压器以及电感的绕组设计，利于在有限绕线体积内降低变压器以及电感的铜损，提高电源效率。

Description

一种辅助电源的供电电路及方法
技术领域
本发明涉及电子技术领域，尤其涉及一种辅助电源的供电电路及方法。
背景技术
在开关电源领域，目前常用的辅助电源供电方式，除了独立辅助电源供电以及单独的线性电源供电之外，使用最广的就是绕组供电。
隔离拓扑中，对于副边控制电路部分的供电，一般分为启动供电和稳态供电两部分。目前比较常用的启动供电以及稳态供电如图1中框1和框3所示。框1为启动供电，通过在变压器绕组上增加额外绕组，然后经过二极管Dc、电容Cc整流之后，再经过稳压电阻RL、稳压二极管DL、功率管QL以及稳压电容CL线性稳压之后，供电给控制电路部分；框3为稳态供电，通过在电感绕组上增加额外绕组，经过二极管Dw、电容Cw稳压之后，得到跟输出电压成一个电感绕组匝比关系的稳定电压，直接供电给控制电路部分。
图1中框1所示的启动供电，电容Cc上电压可以在几个开关周期之内就建立，Cc上电压是与输入电压存在一个匝比关系的稳定电压，能够达到快速供电的目的，这种供电的缺陷是Cc上的电压与输入电压成一个匝比关系，随输入电压变化而变化，在宽输入电压情况下，供电效率较低。所以在开机完成之后，副边供电会切换到框3所示的稳态供电。
框3所示的稳态供电，Cw上电压基本跟随输出电压建立而建立，为了限制主电路中的冲击电流，输出电压是缓慢上升的，所以Cw上电压也是缓慢上升的，供电速度慢；且在输出端空满载情况下，Cw上电压还会出现上下波动的情况；在空载大容载关机情况下，由于电感上能量无处释放，还会导致Cw上电压急剧增加，甚至会超过控制电路部分芯片可承受电压范围，导致控制电路部分器件损坏的可能，严重影响电源的可靠性。
图1中框2所示为一般使用的RCD(包括电阻、电容和二极管)吸收电路，吸收电容C上的能量一般通过放电电阻R消耗掉，这种方式使电源效率降低，且需要的吸收电阻功耗要求较大，吸收电阻体积大，一般需要布放多颗大封装电阻，影响电源高功率密度的实现以及体积的小型化。
发明内容
本发明提供了一种辅助电源的供电电路及方法，利用了吸收电容的能量来为控制电路供电，控制电路同时为吸收电容放电，利于提高电源效率、减小电路体积。
为实现上述目的，本发明提供一种辅助电源的供电电路，包括：吸收电路及辅助电源开关变换器，所述辅助电源开关变换器从所述吸收电路的吸收电容上取电，所述吸收电路与变压器或电感绕组连接；所述辅助电源开关变换器通过电压变换稳压后，为控制电路供电；所述辅助电源开关变换器稳态时的主开关由至少一个驱动时序信号控制，且所述驱动时序信号与主功率拓扑的控制时序信号相关联。
在本发明的一种实施方式中，所述控制电路为所述吸收电路的吸收电容放电。
在本发明的一种实施方式中，所述吸收电路从主电路中获取能量包括：所述吸收电路从与变压器绕组或电感绕组处获取能量。
在本发明的一种实施方式中，所述吸收电路包括：电容和二极管；或者电容、二极管和根据电路需要增加的放电电阻；所述二极管与主电路中的变压器绕组或电感连接。
所述辅助电源开关变换器稳态时的主开关由至少一个驱动时序信号控制包括：所述辅助电源开关变换器的驱动时序信号与主功率拓扑中变压器两端或者单端对地信号的至少一个信号的时序一致。
在本发明的一种实施方式中，所述辅助电源开关变换器中的主开关由至少一个驱动时序信号控制包括：所述辅助电源开关变换器的驱动时序信号为所述变压器两端对地时序信号的叠加。
在本发明的一种实施方式中，在所述供电给控制电路的辅助电源启动过程中，当其供电电压低于预设电压值时，所述辅助电源开关变换器中的驱动时序信号始终为高。
在本发明的一种实施方式中，所述辅助电源开关变换器的输入端分别从所述吸收电路中的电容的一端接入。
在本发明的一种实施方式中，所述辅助电源开关变换器包括：驱动信号源电路、主功率MOS管、滤波电感、续流二极管及辅助电源电容；
所述驱动信号源电路提供驱动时序信号给所述辅助电源变换器主功率MOS管；所述辅助电源变换器主功率MOS管漏极连接所述吸收电路中电容的第一端；所述辅助电源变换器主功率MOS管源级连接滤波电感的第一端；所述主功率MOS管源级连接续流二极管的阴极；所述续流二极管的阳极连接参考地；所述滤波电感的第二端连接辅助电源电容的第一端；所述辅助电源电容的第二端连接参考地。
为解决上述技术问题，本发明还提供了一种辅助电源的供电方法，包括：辅助电源开关变换器从与变压器的绕组连接的吸收电路中的吸收电容上获取能量；
所述辅助电源开关变换器将所述能量通过电压变换稳压后为所述控制电路供电，所述辅助电源开关变换器的驱动信号时序与所述主拓扑变压器对地时序信号相关联。
本发明的有益效果是：
本发明提供的一种辅助电源的供电电路及方法，吸收电路及辅助电源开关变换器，所述吸收电路从主电路中获取能量，用于提供所述控制电路所需能量；所述辅助电源开关变换器用于将从所述吸收电路中提取的能量进行变换处理；将稳压处理后的电压供电给控制电路；所述辅助电源开关变换器的驱动时序信号与主功率拓扑主变压器的两端或单端对地时序信号相关联。本方案简化了变压器以及电感的绕组设计，利于在有限绕线体积内降低变压器以及电感的铜损，提高电源效率；同时控制电路部分的辅助电源为吸收电容放电，吸收电容可以不加放电电阻或减少放电电阻的数目，节约了电能，利于提高电源效率、减小电源体积；该辅助电源供电方式适应宽输入电压范围的应用场合，供电效率高、供电速度快、供电稳定。
附图说明
图1为常用副边供电与吸收方式示意图；
图2为同时为吸收电容放电的辅助电源供电方式示意图；
图3为VDD开机到稳态Qf_dr驱动时序图；
图4为Qf_dr具体实现电路示意图；
图5为副边使用全桥整流，电感绕组吸收取电方式以及驱动时序图；
图6为副边使用全波整流，变压器绕组两端吸收取电方式以及驱动时序图；
图7为副边使用全波整流，电感绕组吸收取电方式以及驱动时序图；
图8为单端变压器绕组吸收取电方式以及驱动时序图；
图9为图8中单端变压器取电方式Qf开机以及稳态驱动时序示意图；
图10为辅助电源分压供电方式示意图。
具体实施方式
下面通过具体实施方式结合附图对本发明作进一步详细说明。
本发明主要提供了一种辅助电源的供电电路，包括：吸收电路及辅助电源开关变换器，所述辅助电源开关变换器从所述吸收电路的吸收电容上取电，所述吸收电路与变压器或电感绕组连接；所述辅助电源开关变换器通过电压变换稳压后，为控制电路供电；所述辅助电源开关变换器稳态时的主开关由至少一个驱动时序信号控制，且所述驱动时序信号与主功率拓扑的控制时序信号相关联。下面通过具体实施例对本方案进行说明。
实施例一：
如图2所示，主拓扑副边使用全桥整流电路，吸收二极管Dc1、Dc2分别连接副边变压器绕组的两端，与吸收电容C一起组成Q2以及Q4功率管的吸收电路；辅助电源开关变换器的主开关管Qf、Lf、Df以及Cf组成BUCK变换器。BUCK变换器从吸收电容C处取电，经过变换之后，输出电压VDD，供电给控制电路。其中Qf在输出电压完成建立之后，主功率拓扑占空比稳定时的驱动信号如图2中方框B所示驱动时序图，它为Q2的VDS信号与Q4的VDS信号叠加的信号。利用的原理是，Q2的VDS信号与Q4的VDS信号叠加之和，为主拓扑的占空比大小，在输出电压稳定的电路拓扑情况下，VDD电压基本与主拓扑输出电压相同，也是稳定输出的；
由于主拓扑的占空比在开机时，是缓慢建立的，而我们需要VDD快速建立起来，供电给控制电路部分，且在开机过程中，功率管Q2以及Q4应力是最大的，需要对吸收电容C尽可能多的放电，基于两方面考虑，Qf的驱动时序与VDD建立时间关系如图3所示。VDD从0开始建立时，在VDD小于VDD_min时，Qf_dr始终为高；当VDD大于VDD_min时，Qf_dr跟随VDS_Q2与VDS_Q4的叠加；只要VDD小于VDD_min，则Qf_dr就为高。
Qf_dr的具体实现电路其中的一种方式如图4所示，Dc1、Dc2以及电容C为功率管的吸收电路，Dz为可控精密稳压源TL431，VDD通过Rsw1以及Rsw2分压给到Dz的R端来设定一个VDD_min值。当VDD分压低于TL431内部稳压值时，Dz的K端为高阻抗，此时Qs导通，Qf_dr置高；当VDD分压高于TL431内部稳压值时，Dz的K端为低阻抗，此时Qs关断，Qf_dr由VDS_Q2以及VDS_Q4信号的叠加决定。图4只是其中一种实现Qf_dr信号的电路示意图，任何通过本领域简单的变换或者其他的方式以获得类似于图3所示Qf_dr时序信号的方式来驱动辅助电源变换器主功率管，以实现从吸收电容处取电，供电给控制电路的方法都属于本发明保护范围。
图2中吸收电容取电是通过Dc1以及Dc2同时取电，只是通过其中任何一个二极管，来实现辅助电源的取电方式，应用图2框A所示的辅助电源变换方式，通过图3所示时序图完成辅助电源供电的方式，都属于本发明保护范围。
图2中给出的主拓扑，副边使用的是全桥同步整流的方式，功率管Q1、Q2、Q3、Q4为功率MOS管，而副边使用均为二极管(Q1、Q2、Q3、Q4为二极管)整流或者半同步(Q1、Q3为二极管，Q2、Q4为功率开关管)整流的方式，应用图2框A所示的辅助电源变换方式，通过图3所示时序图完成辅助电源供电的方式，都属于本发明保护范围。
或者，图2中给出的主拓扑，框A所示的辅助电源变换方式，如果VDD仅为主功率拓扑输出电压的一半，通过改变图3中Qf_dr在VDD稳态时只由VDS_Q2或者VDS_Q4的其中一个信号产生即可实现，也就是图4示意图中Dq2或者Dq4只使用其中一个，这时图2中VDD稳态电压基本为主拓扑输出电压的一半，此种情况也落入本发明保护范围之内。
实施例二：
如图5所示，副边为全桥整流，二极管Dc1与电容C组成Q2以及Q4的吸收电路，辅助电源开关变换器从吸收电容C处取电。辅助电源开关变换器主功率管的开关信号Qf_dr的驱动时序，在开机时，如图3所示，具体实现过程见具体实施例一所述；在稳态时，如图5中虚线框内所示，由VDS_Q2以及VDS_Q4叠加获得，具体实现过程见具体实施例一所述，此时VDD稳态供电电压基本与主拓扑输出电压相同。
图5中给出的主拓扑，副边使用的是全波同步整流的方式，功率管Q1、Q2、Q3、Q4为功率MOS管，而副边使用均为二极管(Q1、Q2、Q3、Q4为二极管)整流或者半同步(Q1、Q3为二极管，Q2、Q4为功率开关管)整流的方式，应用图2框A所示的辅助电源变换方式，通过图3所示时序图完成辅助电源供电的方式，都属于本发明保护范围。
图5中给出的主拓扑，框A所示的辅助电源变换方式，如果VDD仅为主功率拓扑输出电压的一半，通过改变图3中Qf_dr在VDD稳态时只由VDS_Q2或者VDS_Q4的其中一个信号产生即可实现，也就是图4示意图中Dq2或者Dq4只使用其中一个，这时图5中VDD稳态电压基本为主拓扑输出电压的一半，此种情况也落入本发明保护范围之内。
实施例三：
如图6所示，副边为全波整流，二极管Dc1、Dc2与电容C组成Q2以及Q4的吸收电路，辅助电源开关变换器从吸收电容C处取电。辅助电源开关变换器主功率管的开关信号Qf_dr的驱动时序，在开机时，如图3所示，具体实现过程见具体实施例一所述；在稳态时，如图6中虚线框内所示，由VDS_Q2以及VDS_Q4叠加获得，具体实现过程见具体实施例一所述。此时由于吸收电容C上电压为中心抽头方波电压的2倍，所以图6中VDD稳态电压基本为主拓扑输出电压的2倍。
图6中吸收电容取电是通过Dc1以及Dc2同时取电，只是通过其中任何一个二极管，来实现辅助电源的取电方式，应用图2框A所示的辅助电源变换方式，通过图3所示时序图完成辅助电源供电的方式，都属于本发明保护范围。
图6中给出的主拓扑，副边使用的是全波同步整流的方式，功率管Q2、Q4为功率MOS管，而副边使用均为二极管(Q2、Q4为二极管)整流的方式，应用图2框A所示的辅助电源变换方式，通过图3所示时序图完成辅助电源供电的方式，都属于本发明保护范围。
图6中给出的主拓扑，框A所示的辅助电源变换方式，如果VDD仅为主功率拓扑输出电压的一半，通过改变图3中Qf_dr在VDD稳态时只由VDS_Q2或者VDS_Q4的其中一个信号产生即可实现，也就是图4示意图中Dq2或者Dq4只使用其中一个，这时图6中VDD电压基本与主拓扑输出电压相同，这种情况也落入本发明保护范围之内。
实施例四：
如图7所示，副边为全波整流，二极管Dc1与电容C组成Q2以及Q4的吸收电路，辅助电源开关变换器从吸收电容C处取电。辅助电源开关变换器主功率管的开关信号Qf_dr的驱动时序，在开机时，如图3所示，具体实现过程见具体实施例一所述；在稳态时，如图7中虚线框内所示，由VDS_Q2以及VDS_Q4叠加获得，具体实现过程见具体实施例一所述，此时图7中VDD稳态电压基本与主拓扑输出电压相同。
图7中给出的主拓扑，副边使用的是全波同步整流的方式，功率管Q2、Q4为功率MOS管，而副边使用均为二极管(Q2、Q4为二极管)整流的方式，应用图2框A所示的辅助电源变换方式，通过图3所示时序图完成辅助电源供电的方式，都属于本发明保护范围。
图7中给出的主拓扑，框A所示的辅助电源变换方式，如果VDD仅为主功率拓扑输出电压的一半，通过改变图3中Qf_dr在VDD稳态时只由VDS_Q2或者VDS_Q4的其中一个信号产生即可实现，也就是图4示意图中Dq2或者Dq4只使用其中一个，此时图7中VDD稳态电压基本为主拓扑输出电压的一半，这种情况也落入本发明保护范围之内。
实施例五：
如图8所示，吸收二极管Dc1阳极连接变压器绕组与电感绕组连接处，且为续流管Q2的漏极处，吸收二极管Dc1阴极连接吸收电容C，辅助电源开关变换器从吸收电容C处取电，Qf的稳态驱动时序如图8所示虚线框内，仅有VDS_Q2决定。
图8所示的VDD开机时序如图9所示，VDD从0开始建立时，在VDD小于VDD_min时，Qf_dr始终为高；当VDD大于VDD_min时，Qf_dr跟随VDS_Q2；只要VDD小于VDD_min，则Qf_dr就为高。
图8中Qf的驱动信号Qf_dr仍然可以使用图4所示的电路图来实现，只要去掉VDS_Q4信号就可以实现。
图8中给出的吸收电容取电以及VDD供电方式，功率管Q1、Q2为功率MOS管，而副边使用均为二极管(Q1、Q2为二极管)整流的方式，应用图8所示的辅助电源变换方式，通过图9所示时序图完成辅助电源供电的方式，都属于本发明保护范围。图8中VDD稳态电压基本为主拓扑输出电压。
上述具体实施例一、二、三、四和五中辅助电源开关变换器的主开关管Qf可以是功率MOS管，也可以是本领域通过简单变换以实现的功率三极管；续流二极管Df同样也可以是功率MOS管；只要是利用了本专利所述的Qf_dr驱动时序完成从吸收电容处取电，供电给控制电路部分的简单变换，都属于本专利保护范围。
上述具体实施例一、二、三、四和五中的辅助电源电容Cf可以是一个电容，也可以是几个电容的串联，如图10所示，经过电容串联分压之后，再在各个合适的电压点取电，直接供电给控制电路部分，或者经过重新再精确稳压之后，比如LDO、线性稳压源等，再供电给各控制电路部分。这种方式也落入本发明保护范围以内。
上述具体实施例一、二、三、四和五中，在电路应用过程中，除了辅助电源给吸收电容放电之外，视具体应用情况，还可以与放电电阻一起给吸收电容放电，也就是对该发明的一种简单变换，也落入本发明保护范围以内。
本方案还提供了一种辅助电源的供电方法，包括：辅助电源开关变换器从与变压器的绕组连接的吸收电路中的吸收电容上获取能量；所述辅助电源开关变换器将所述能量通过电压变换稳压后为所述控制电路供电，所述辅助电源开关变换器的驱动信号时序与所述主拓扑变压器对地时序信号相关联。
以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种辅助电源的供电电路，其特征在于，吸收电路及辅助电源开关变换器，所述辅助电源开关变换器从所述吸收电路的吸收电容上取电，所述吸收电路与变压器或电感绕组连接；所述辅助电源开关变换器通过电压变换稳压后，为控制电路供电；所述辅助电源开关变换器稳态时的主开关由至少一个驱动时序信号控制，且所述驱动时序信号与主功率拓扑的控制时序信号相关联。
2.如权利要求1所述的辅助电源的供电电路，其特征在于，所述控制电路为所述吸收电路的吸收电容放电。
3.如权利要求1所述的辅助电源的供电电路，其特征在于，所述吸收电路包括：电容和二极管；或者电容、二极管和根据电路需要增加的放电电阻；所述二极管与主电路中的变压器绕组或电感连接。
4.如权利要求1所述的辅助电源的供电电路，其特征在于，所述吸收电路从主电路中获取能量包括：所述吸收电路从与变压器绕组或电感绕组处获取能量。
5.如权利要求1所述的辅助电源的供电电路，其特征在于，所述辅助电源开关变换器稳态时的主开关由至少一个驱动时序信号控制包括：所述辅助电源开关变换器的驱动时序信号与主功率拓扑中变压器两端或者单端对地信号的至少一个信号的时序一致。
6.如权利要求1所述的辅助电源的供电电路，其特征在于，所述辅助电源开关变换器稳态时的主开关由至少一个驱动时序信号控制包括：所述辅助电源开关变换器的驱动时序信号为所述变压器两端对地时序信号的叠加。
7.如权利要求1所述的辅助电源的供电电路，其特征在于，在所述供电给控制电路的辅助电源启动过程中，当其供电电压低于预设电压值时，所述辅助电源开关变换器中的驱动时序信号始终为高。
8.如权利要求1所述的辅助电源的供电电路，其特征在于，所述辅助电源开关变换器的输入端分别从所述吸收电路中的电容的一端接入。
9.如权利要求1-8任一项所述的辅助电源的供电电路，其特征在于，所述辅助电源开关变换器包括：驱动信号源电路、主功率MOS管、滤波电感、续流二极管及辅助电源电容；
所述驱动信号源电路提供驱动信号给所述主功率MOS管；所述主功率MOS管漏极连接所述吸收电路中的电容的第一端；所述主功率MOS管源级连接滤波电感的第一端；所述主功率MOS管源级连接续流二极管的阴极；所述续流二极管的阳极连接参考地；所述滤波电感的第二端连接辅助电源电容的第一端；所述辅助电源电容的第二端连接参考地。
10.一种辅助电源的供电方法，其特征在于，包括：
辅助电源开关变换器从与变压器的绕组连接的吸收电路中的吸收电容上获取能量；
所述辅助电源开关变换器将所述能量通过电压变换稳压后为所述控制电路供电，所述辅助电源开关变换器的驱动信号时序与所述主拓扑变压器对地时序信号相关联。
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