CN106230289A - 一种高精度不间断特种电源及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高精度不间断特种电源及其控制方法，该不间断电源逆变器部分的控制方法由快速重复控制和比例积分控制组成。经同步旋转坐标变换，将UPS输出电压中的6k±1次谐波分量转化为6k次交流量，将基波分量转化为直流量。快速重复控制可实现6k次交流谐波的快速跟踪和完全抑制，比例积分控制实现对直流量进行无差跟踪并抑制低频扰动。本发明所采用的控制方法可保证UPS在1/6个电网周期内实现高稳定度和高精度的输出。

Description

一种高精度不间断特种电源及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子领域，特别是一种高精度不间断特种电源及其控制方法。

背景技术

随着现代工业的飞速发展，各种用电设备及电源装置所产生的谐波对市电电源的污染问题日益严重。为有效消除形形色色的电网干扰对用电设备的和通信网络造成的破坏，为用电设备提供可靠、高质量的纯净电源，不间断电源UPS(Uninterruptible PowerSupply)以其较优的性能在各种电力环境下都为各种供电设备提供最完善的保护而得到广泛应用。

在航空航天、工业、环保、医疗、国防和科研等方面，不间断电具有广泛应用，需求量十分大。上述领域的所需电源的技术指标要求不同于通用电源，对输出的电压波形有特殊要求，对电源的稳定度、精度、动态响应及纹波要求特别高。

目前大部分UPS电源系统由五部分组成：主路、旁路、电池等电源输入电路，进行AC/DC变换的整流器(REC)，进行DC/AC变换的逆变器(INV)，逆变和旁路输出切换电路以及蓄能电池。UPS系统的稳压功能由整流器完成的，整流器件采用可控硅或高频开关整流器，本身具有可根据外电的变化控制输出幅度的功能，从而当外电发生变化时，输出幅度基本不变的整流电压。净化功能由储能电池来完成，由于整流器对瞬时脉冲干扰不能消除，整流后的电压仍存在干扰脉冲。储能电池除可存储直流直能的功能外，对整流器来说就像接了一只大容器电容器，其等效电容量的大小，与储能电池容量大小成正比。

UPS的交流输出由其逆变器完成，而高精度不间断特种电源则要求UPS逆变器的输出电压需具备高精度，高稳定度，即需要对逆变器输出中含有的谐波进行有效抑制。从UPS的逆变器控制策略来看，目前的研究主要集中于静止坐标系下的重复控制(repetitivecontrol，RC)、比例谐振控制(proportional resonant，PR)，以及同步旋转坐标下的PI控制、PR控制和RC控制等。

在静止坐标系下，重复控制鲁棒性好，精度高，但在控制上有延时问题，影响控制效果。比例谐振控制本质上为正弦信号的广义积分，在谐振频率处拥有无穷大增益，实现该频率的零误差稳态跟踪。需要多个PR控制器并联使用，且不同频率谐波之间存在相互干扰，易导致系统不稳定，设计难度高，系统复杂。多同步旋转坐标系下，通过锁相环生成多个同步旋转坐标，从而将负载6k±1次谐波转换为旋转坐标系下的直流量，对直流量通过2k组PI控制即可实现无静差跟踪，但开关器件的高频动作导致输出的谐波具有多频率特性，实际控制系统中多个旋转坐标不易实现，故工程中只能应用在特定次谐波治理的场合。

近年来，随着数字处理技术的进步，现代控制策略及算法逐渐增多。基于内模原理的重复控制技术，在基波和谐波频率处具有很高的增益，能够使系统具有优异的稳态跟踪性能。有文献提出一种适用于UPS的快速重复控制(fast repetitive control，FRC)策略，重复周期仅为电网周期的1/2，相比传统重复控制，具有更快的收敛速度和更小的稳态误差；也有文献提出基于免疫反馈控制和重复控制相结合的控制器结构，以确保UPS系统具有合适的稳定裕量和动态性能；有文献提出了内置重复控制的无差拍控制策略，可以消除周期性稳态误差，改善无差拍控制的跟踪效果，并且能够较快的适应负载波动。由于重复控制在特定频率处的高增益是通过一个周期的延时获取的，故动态响应性差成为重复控制不可避免的缺陷。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种高精度不间断电源及其控制方法。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种高精度不间断特种电源，包括由三个半桥逆变电路并联而成的逆变器，所述逆变器直流侧电源由蓄电池提供；所述逆变器的每个桥臂采用四管半桥的电路拓扑结构，所述四管半桥的电路拓扑结构包括四个第一～第四四个串联的IGBT功率管，滤波电感一端接入第二和第三IGBT功率管之间，所述滤波电感另一端与滤波电容连接；两个快速恢复二极管串联后，与第二和第三IGBT功率管并联，所述两个快恢复二极管连接点接地实现零电平钳位。

相应的，本文还提供了高精度不间断特种电源的控制方法，包括以下步骤：

1)对UPS(不间断特种电源)三相输出电压v_ox(x＝a,b,c)和三相输出电流i_lx(x＝a,b,c)进行采样；

2)将UPS三相输出电压v_oa、v_ob、v_oc经过dq单同步旋转坐标变换，将UPS输出电压中的基波分量转化为直流量，将6k±1次谐波分量转化为6k次交流分量，即使用变换矩阵T：

得到dq坐标下的实际输出电压信号u_d、u_q，计算公式为：

其中，ω₁为基波角频率，t为时间，v_oa、v_ob、v_oc为UPS的三相输出电压。

3)将步骤2)中实际输出电压信号u_d、u_q分别与参考电压信号u_rd、u_rq比较，生成误差信号，该误差信号送入PI控制器与快速重复控制器并联的复合控制器进行复合调节，得到UPS输出电压的反馈控制信号u_cd、u_cq；

4)将步骤3)中得到的输出电压的反馈控制信号u_cd、u_cq乘以变换矩阵T^-1，变换成三相电压信号，得到不间断特种电源的三相输出电压控制信号v^* _oa、v^* _ob、v^* _oc，进而计算出逆变器三相输出电压信号v_a、v_b、v_c，将三相输出电压信号分别与直流侧电压u_dc相除，得到占空比d_a、d_b、d_c；

5)采用PWM调制方法，得到UPS各相的驱动信号，用来控制逆变器十二个功率器件的关断，输出符合系统要求且具备高精度的稳定电源；

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：与传统的多同步旋转变换策略相比，单同步旋转坐标变换所需的同步旋转变换频率只有一个，仅需设计一个控制器，因此参数设计更为简单；在单同步旋转坐标系下，6k±1次谐波可通过基频坐标变换转化为6k次交流量，在快速重复控制方法中，延时时间可由传统重复控制的1个电网周期T₁缩短为1/6个电网周期T₁/6；重复控制器对6ω₁倍数次交流信号的增益无穷大，可以有效抑制系统中的6k±1次谐波分量。综上，PI+FRC的复合控制策略能有效提高UPS的工作效率，保证其在1/6个电网周期内实现稳定输出，稳态补偿精度高，且能实时地适应负载的变化，具有良好的动态性能；该复合控制策略对存储空间和运算速度的要求不高，应用前景较为广阔。

附图说明

图1为不间断电源(UPS)结构图；

图2为PI+FRC复合控制框图；

图3为基于PI+FRC的UPS逆变器部分的整体控制原理图。

具体实施方式

参见图1，为高精度不间断电源的结构图，前级是不可控整流部分，后级为逆变器部分。逆变器部分的三相逆变器由三个半桥逆变电路组成，直流侧电源由蓄电池提供(结构图中用电容表示蓄电池)。其中，L、C分别是输出滤波电感和电容，v_oa、v_ob、v_oc表示UPS 三相输出电压，v_a、v_b、v_c表示逆变器三相输出电压。采用图1的结构，在一个周期内，IGBT的驱动频率不全部为载波频率，有半个周期时间为恒通或者恒断，开关频率在一个周期内降低了一倍，同样IGBT的开关损耗也降低了一半，有效提高了UPS逆变效率。

图3所示为基于PI+FRC的UPS逆变器部分整体控制原理图。设UPS三相输出参考电压为u_ra、u_rb、u_rc，对其进行单同步旋转坐标转换，得到dq坐标下的参考输出电压信号u_rd、u_rq为：

将UPS三相实际输出电压v_oa、v_ob、v_oc经过dq单同步旋转坐标变换，则UPS输出电压中的基波分量转化为直流量，6k±1次谐波分量转化为6k次交流分量，计算得到dq坐标下的实际输出电压信号u_d、u_q为：

将实际输出电压信号u_d、u_q分别与参考输出电压信号u_rd、u_rq比较，生成误差信号，该误差信号送入PI控制器与快速重复控制器并联的复合控制器进行复合调节，得到UPS输出电压的反馈控制信号u_cd、u_cq：

其中，ε_d、ε_d分别所述误差信号，G_PI(z)为PI控制器传递函数，G_FRC(z)为快速重复控制器传递函数。

快速重复控制器设计如下：

其中，Q(z)为滤波环节传递函数，G_f(z)为补偿环节传递函数，z^-N为延时环节，N＝f_s/f₀，f_s为系统采样频率。

实际上，该快速重复控制器的传递函数可以展开为：

由上式可见，当角频率w给定，则重复控制对角频率为整数倍w的周期信号均可以实现无穷大的增益，可以实现准确跟踪和响应。

根据上述计算方法，在基波频率ω₁同步旋转坐标系下各次谐波分量均转化为6ω₁倍数次交流量，这为短延时的快速重复控制提供了有利条件。在快速重复控制方法中，延时时间可由传统重复控制的1个电网周期T₁缩短为1/6个电网周期T₁/6，即T₀＝T₁/6。同时，该重复控制器对6ω₁倍数次交流信号的增益无穷大，可以有效抑制系统中的6k±1次谐波分量，实现UPS的高精度稳定输出。

参见图3，将输出电压的反馈控制信号u_cd、u_cq进行坐标逆变换，乘以变换矩阵T^-1，变换成三相电压控制信号v^* _oa、v^* _ob、v^* _oc：

进而计算出UPS逆变器三相输出电压信号v_a、v_b、v_c为：

其中，L为UPS的输出滤波电感；v^* _oa、v^* _ob、v^* _oc分别UPS三相输出电压信号；

根据UPS逆变器三相输出电压信号v_a、v_b、v_c，将三相输出电压信号分别与直流侧电压u_dc相除，得到占空比d_a、d_b、d_c。采用PWM调制方法，得到各相的驱动信号，用来控制逆变器十二个功率器件的关断，输出符合系统要求且具备高精度的稳定的电压，可应用于军工、航天、科研以及医疗等对特种电源有所要求的领域。

Claims (5)

1.一种高精度不间断特种电源，其特征在于，包括由三个半桥逆变电路并联而成的逆变器，所述逆变器直流侧电源由蓄电池提供；所述逆变器的每个桥臂采用四管半桥的电路拓扑结构，所述四管半桥的电路拓扑结构包括第一～第四四个串联的IGBT功率管，滤波电感一端接入第二和第三IGBT功率管之间，所述滤波电感另一端与滤波电容连接；两个快速恢复二极管串联后，与第二和第三IGBT功率管并联，所述两个快恢复二极管连接点接地实现零电平钳位。

2.一种权利要求1所述的高精度不间断特种电源的控制方法，特征在于，包括以下步骤：

1)对不间断特种电源三相输出电压v_ox进行采样；其中，x＝a,b,c；

2)将不间断特种电源三相输出电压v_oa、v_ob、v_oc经过dq单同步旋转坐标变换，即使用变换矩阵T，将不间断特种电源三相输出电压中的基波分量转化为直流量，将6k±1次谐波分量转化为6k次交流分量，得到dq坐标下的实际输出电压信号u_d、u_q；

3)将步骤2)中实际输出电压信号u_d、u_q分别与参考电压信号u_rd、u_rq比较，生成误差信号，该误差信号送入PI控制器与快速重复控制器并联的复合控制器进行复合调节，得到UPS输出电压的反馈控制信号u_cd、u_cq；

4)将步骤3)中得到的输出电压的反馈控制信号u_cd、u_cq乘以变换矩阵T^-1，得到不间断特种电源的三相输出电压控制信号v^* _oa、v^* _ob、v^* _oc，进而计算出逆变器三相输出电压控制信号v_a、v_b、v_c，将三相输出电压信号分别与直流侧电压u_dc相除，得到占空比d_a、d_b、d_c；

5)采用PWM调制方法，得到不间断特种电源各相的驱动信号，用来控制逆变器十二个功率器件的通断。

3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，在步骤2)中，dq坐标下的实际输出电压信号u_d、u_q的计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)& \sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t-\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)& \sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t+\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)\\ -\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)& -\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t-\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)& -\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t+\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{oa}\\ v_{ob}\\ v_{oc}\end{array}\right]$

其中，ω₁为基波角频率，t为时间。

4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，在步骤3)中，所述快速重复控制器G_FRC(z)在离散域的形式为：

$G_{FRC}\left(z\right)=\frac{z^{-N}{G}_f\left(z\right)}{1-z^{-N}Q\left(z\right)};$

其中，Q(z)为滤波环节传递函数，G_f(z)为补偿环节传递函数，z^-N为延时环节，N＝f_s/f₀，f_s为系统采样频率；f₀＝6ω₁/2π。

5.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，步骤4)中，t时刻逆变器的三相输出电压控制信号v_a、v_b、v_c计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}{v}_a\left(t\right)\\ v_a\left(t\right)\\ v_a\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{v^{*}}_{oa}\left(t\right)\\ {v^{*}}_{ob}\left(t\right)\\ {v^{*}}_{oc}\left(t\right)\end{array}\right]+L\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}{i}_{la}\left(t\right)\\ i_{lb}\left(t\right)\\ i_{lc}\left(t\right)\end{array}\right]$

其中，L为滤波电感值；v^* _oa、v^* _ob、v^* _oc分别表示不间断特种电源的三相输出电压控制信号，i_la、i_lb、i_lc为不间断特种电源的三相输出电流。