CN106209147B - 调谐器及信号调谐方法 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了调谐器以及信号调谐方法。调谐器包括：采样模块，其接收待调谐信号以及多个采样控制信号，并且在多个采样控制信号的控制下对待调谐信号进行采样并生成采样信号；其中，多个采样控制信号均具有长度为(N*TVCO)的控制周期，并且多个采样控制信号的控制周期相互同步；多个加权模块，其中每个加权模块被配置为接收采样模块生成的多个采样信号，并且以一组加权增益对所接收的采样信号进行对应的加权处理以得到一组加权信号；以及一个或多个求和模块，其中，每个求和模块被配置为接收多个加权模块中的一个加权模块输出的一组加权信号，并且对该组加权信号进行求和，从而输出一个调谐信号，调谐信号为待调谐信号频率被搬移预定频率fVCO*mk/N的信号。

Description

调谐器及信号调谐方法
技术领域
本申请涉及电子技术领域，更具体地，涉及一种调谐器及信号调谐方法。
背景技术
混频器又称为变频器，是射频前端电路的重要模块，其被广泛用于收发器系统中。混频器实质上是用于实现信号的频谱搬移，也就是说，将信号从一个频率搬移到另一个频率。对于发射机而言，其需要将待混频信号从中低频频段搬移至射频频段，这个过程被称为上混频(或“上变频”)。对于接收机而言，其需要将待混频信号从射频频段搬移至中低频频段，这个过程被称为下混频(或“下变频”)。在实际应用中，混频器通常可以由乘法器来实现。
混频器通常基于本振信号来实现对待混频信号的变频操作。在传统的接收器中，对于下变频操作，待混频信号的频率与本振信号的本振频率相同；对于上变频操作，混频器输出信号的频率与本振频率相同。本振信号通常是通过对压控振荡器(VCO)信号进行分频或者倍频得到。
调谐器常应用于收音机，电视机等电子设备中，用于从中心频率不同的频道中选出需要的频道，因此，调谐器相当于是一个混频频率可调节的下混频器。为了调谐到不同的频道，需要改变本地时钟的频率，这往往需要设计不同的分频器或者倍频器，电路结构较为复杂。另外，本地时钟频率改变时，到稳定下来需要较长的时间，不利于频道的快速切换。
因此，有必要提供一种信号调谐器以解决上述问题。
发明内容
本申请的一个目的在于是将分数混频器应用到调谐器中，以通过相同的本地振荡频率来实现对不同频道的调谐。
在本申请的一个方面，提供了一种调谐器。该调谐器包括：采样模块，其包括多个采样单元，其中每个采样单元被配置为接收待调谐信号以及一个采样控制信号，并且在所述采样控制信号的控制下对所述待调谐信号进行采样并生成采样信号；其中，所述多个采样单元所接收的多个采样控制信号均具有长度为(N*TVCO)的控制周期，并且所述多个采样控制信号的控制周期相互同步；多个加权模块，其中每个加权模块被配置为接收所述采样模块生成的多个采样信号，并且以一组加权增益对所接收的采样信号进行对应的加权处理以得到一组加权信号；以及一个或多个求和模块，其中，每个求和模块被配置为接收所述多个加权模块中的一个加权模块输出的一组加权信号，并且对该组加权信号进行求和，从而输出一个调谐信号，所述调谐信号为所述待调谐信号频率被搬移预定频率fVCO*mk/N的信号，其中0<mk<N/2，k为加权模块的序号，fVCO＝1/TVCO。
在一些实施例中，所述调谐器还包括选择模块，所述选择模块被配置为从所述多个加权模块中选择一个或多个加权模块，以将所选择的一个或多个加权模块输出的一组或多组加权信号提供给所述一个或多个求和模块。
在一些实施例中，所述一个或多个求和模块是一个求和模块，所述调谐器还包括选择模块，所述选择模块被配置为选择将所述多个加权模块输出的多组加权信号中的一组加权信号提供给所述求和模块。
在本申请的一个方面，还提供了一种信号调谐方法。该信号调谐方法包括：接收待调谐信号；用多个采样控制信号对所述待调谐信号进行采样以得到多个采样信号，其中，所述多个采样控制信号均具有长度为(N*TVCO)的控制周期，并且所述多个采样控制信号的控制周期相互同步；以多组加权增益对所述多个采样信号进行对应的加权处理，以得到多组加权信号；对所述多组加权信号中的一组或多组加权信号分别进行求和，从而输出一个或多个调谐信号，所述调谐信号为所述待调谐信号频率被搬移预定频率fVCO*mk/N的信号，其中0<mk<N/2，k为所述多组加权增益中的第k组加权增益的组序号，fVCO＝1/TVCO。
以上为本申请的概述，可能有简化、概括和省略细节的情况，因此本领域的技术人员应该认识到，该部分仅是示例说明性的，而不旨在以任何方式限定本申请范围。本概述部分既非旨在确定所要求保护主题的关键特征或必要特征，也非旨在用作为确定所要求保护主题的范围的辅助手段。
附图说明
通过下面说明书和所附的权利要求书并与附图结合，将会更加充分地清楚理解本申请内容的上述和其他特征。可以理解，这些附图仅描绘了本申请内容的若干实施方式，因此不应认为是对本申请内容范围的限定。通过采用附图，本申请内容将会得到更加明确和详细地说明。
图1示出了根据本申请一个实施例的混频器100；
图2示出了图1中混频器的采样模块的一种电路示例；
图3示出了根据本申请的实施例的多个采样控制信号的一个示例；
图4示出了可以用于产生图3所示的多个采样控制信号的N级移位寄存器电路示例；
图5示出了根据本申请实施例的多个采样控制信号的另一个示例；
图6示出了图1中混频器的加权模块和求和模块的一种电路示例；
图7示出了根据本申请实施例的加权信号波形的示意图；
图8示出了根据本申请一个实施例的混频器800；
图9示出了根据本申请一个实施例的调谐器900；
图10示出了根据本申请一个实施例的调谐器1000的示意图；
图11示出了根据本申请一个实施例的信号调谐方法1100。
具体实施方式
在下面的详细描述中，参考了构成其一部分的附图。在附图中，类似的符号通常表示类似的组成部分，除非上下文另有说明。详细描述、附图和权利要求书中描述的说明性实施方式并非旨在限定。在不偏离本申请的主题的精神或范围的情况下，可以采用其他实施方式，并且可以做出其他变化。可以理解，可以对本申请中一般性描述的、在附图中图解说明的本申请内容的各个方面进行多种不同构成的配置、替换、组合，设计，而所有这些都明确地构成本申请内容的一部分。
本申请的发明人发现，如果在信号混频处理中待混频信号或混频信号(即经混频处理后得到的信号)的频率与压控振荡器(VCO)信号频率存在倍频关系或者近似倍频关系，这两者中频率较低者的谐波信号很容易地会耦合到频率较高者中并对其产生干扰。然而，如果在信号混频处理时可以将待混频信号或混频信号的频率变化(也即频率搬移)设置为与VCO信号的频率成非整数倍关系，也即分数倍数关系，那么待混频信号或混频信号中频率较低者的谐波与频率较高者基本不会发生重叠，因而信号可以具有较小的谐波干扰。在本申请的一些实施例中，提供了一些混频器和信号混频处理方法的示例，以实现上述发明构思。
图1示出了根据本申请一个实施例的混频器100。该混频器100可以被用于接收待混频信号Sin，并且对其进行频谱搬移以生成混频信号Sout。其中，混频信号Sout与待混频信号Sin的频率差即为被混频器100搬移的频率。
如图1所示，混频器100包括采样模块110、加权模块120和求和模块130。
具体地，采样模块110包括多个采样单元(图中未示出)，其中每个采样单元接收待混频信号Sin以及一个采样控制信号Sctrl<i>。在采样控制信号Sctrl<i>的控制下，每个采样单元对其所接收的待混频信号Sin进行采样，以得到相应的采样信号。
具体地，每个采样控制信号具有长度为N*TVCO的控制周期，并且各个采样控制信号的控制周期相互同步。换言之，不同采样控制信号的一个控制周期的起始和结束时间分别对应。在一些实施例中，每个控制周期包括连续的N个长度均为TVCO的控制区间Tn，这些控制区间在时间先后相继。具体地，N个控制区间可以依次表示为第1控制区间T1，第2控制区间T2，依此类推。由于各个采样控制信号的控制周期相互对齐，因此，各个采样控制信号的控制区间也相互对齐，即对于相同控制周期，不同采样控制信号序号相同的控制区间的起始时间和结束时间分别对应。其中，TVCO为VCO信号的周期，VCO信号的频率fVCO等于1/TVCO。
在一些实施例中，一个采样控制信号可能在N个控制区间中的一个控制区间具有采样使能波形，该采样使能波形例如为矩形脉冲、锯齿脉冲、阶梯脉冲或其他适合的使能波形，其能够控制对应的采样单元在该控制区间的全部或部分时间段对待混频信号Sin进行采样，并且输出相应的采样值。在一些实施例中，一个采样使能波形可以包括多个时间上不连续的多个使能脉冲。优选地，可以提供N个采样控制信号，其中每个采样控制信号在每个控制周期均包含一个采样使能波形，该采样使能波形占据一个控制区间的全部或部分时间长度，并且不同采样控制信号的采样使能波形不相互重叠，从而控制不同的采样单元分别在不同的控制区间对待混频信号Sin进行采样。
在一些实施例中，一个采样控制信号也可以在N个控制区间中的多个控制区间具有多个采样使能波形，从而控制对应的采样单元在多个控制区间对待混频信号Sin进行采样。
加权模块120接收采样模块110输出的多个采样信号，并且以多个加权增益αi对其接收的多个采样信号进行分别加权处理，以生成多个加权信号。在一些实施例中，加权模块120包括多个加权单元，其中每个加权单元以一预定加权增益αi对多个采样信号中的一个采样信号进行加权处理。不同的加权单元可以具有不同的加权增益。可选地，不同的加权单元也可以具有相同的加权增益。在一些实施例中，加权单元可以是放大器，例如跨导放大器、跨阻放大器等。在一些实施例中，加权单元可以是加权电阻，加权电阻的电阻值与加权增益相对应，例如与加权增益成正比或反比。对采样信号的加权处理包括增大或减小采样信号的幅度，和/或对采样信号的极性进行变换等。换言之，加权增益αi的值可以大于0，也可以小于0，并且加权增益αi的绝对值可以大于或等于1，也可以小于1。另外，加权增益αi的值还可以等于0，此时，相当于相应的加权单元不输出信号或输出零值信号，在这种情况下，该加权单元和相应的采样单元可以省略。
求和模块130接收加权模块120输出的多个加权信号，并且对多个加权信号进行求和，以得到混频信号Sout。其中，混频信号为待混频信号Sin频率被搬移预定频率m/(N*TVCO)的信号，其中m为预定义的值，其与期望搬移的频率相关。
在一些实施例中，加权信号可以为电流形式，则求和模块130可以通过将多个加权单元的输出端相互耦接来实现加权信号电流的求和。类似地，如果加权信号为电压形式，则求和模块130可以首先将多个加权信号转换为电流形式，并且之后再将多个加权信号电流路径相互并联耦接来求和，从而得到求和信号。本领域技术人员可以理解，也可以通过其他形式来实现加权信号的求和，在此不再赘述。
在一些实施例中，求和模块130可以包括跨导放大器(TIA)。具体地，求和模块130可以包括多个输入路径，其中每个输入路径接收一个加权信号。这些输入路径接收的加权信号被汇集到跨导放大器的输入端，从而使得多个加权信号在其输入端被求和。这样，跨导放大器可以对求和信号进行放大和格式转换，具体地，将信号由电流形式转换为电压形式，从而在跨导放大器的输出端输出电压形式的混频信号Sout。可以理解，在一些其他实施例中，根据被求和的加权信号的不同，求和模块130也可以采用其他类型的放大器或信号缓冲器，例如跨导放大器。
一般情况下，采样模块110输出的采样信号为非连续信号，其包含了一定的高频分量。采样信号在经过加权模块120加权处理后以及经过求和模块130求和后，其仍然可能是非连续信号。这意味着，对于某个时刻，如果该时刻位于某个采样单元的采样区间(也即具有采样使能波形的控制区间)内，则求和信号在该时刻的值等于期望的混频信号的值；否则，求和信号的值为0。因此，求和信号中包含了期望的混频信号Sout，此外，求和信号中还包含该混频信号Sout的高次谐波。
求和信号通常为模拟信号，为了在数字域对混频信号Sout进行处理，需要对模拟形式的混频信号Sout进行模数转换，以得到对应的数字信号。从模拟信号到数字信号的信号格式转换可以由模数转换器(ADC)执行，其例如可以被耦接在求和模块130的后级。由于器件特性的限制，ADC对其输入信号的动态范围有一定的要求。过大的输入信号幅度会导致ADC发生饱和并导致其输出的数字信号失真，而过小的输入信号幅度则会使输出的数字信号有效比特不够，信噪比低。因此，可以通过设置可变增益放大器(VGA)来对输入到ADC的混频信号Sout的幅度进行调节，从而使得输入到ADC的信号幅度维持在合适的范围内。数字信号处理器(DSP)耦接到ADC的后级，用于对ADC输出的数字信号进行处理，DSP可以由FPGA、ASIC、通用处理器或者上述几种器件的组合等来实现。对于非连续的求和信号，如果通过选择模数转换器(ADC)的采样率和采样时刻，使得ADC的采样时刻位于采样控制信号的采样区间内，则所得到的数字信号为混频信号Sout对应的数字信号。
在一些例子中，求和模块130还可以包括滤波器，其用于对求和信号进行滤波，以滤除混频信号Sout的频率范围之外的信号，例如其高次谐波。通过选择滤波器的通带包含期望的混频信号的带宽，并且使期望的混频信号带宽之外的信号得到足够的衰减，则求和信号经过该滤波器后，可以滤出期望的混频信号，并抑制带外信号。经过滤波后的信号为连续信号，这时，ADC的采样时刻可以根据需要任意选取，只要满足采样定理即可。这可以避免要求ADC的采样时刻与采样控制信号的采样区间同步。
求和模块130得到的求和信号Ssum与待混频信号Sin的关系可以用表达式(1)表示：
其中，Sin(t)为待混频信号；Ssum(t)为求和信号；βn为混频变换系数，其表示在第n个控制区间Tn内，求和信号Ssum(t)与待混频信号Sin(t)的幅度的比值；p(t)表示采样使能波形函数，其与采样使能波形相对应，并且每个控制区间上的采样使能波形相同。在一些实施例中，采样使能波形可以是使能脉冲，相应地，采样波形函数p(t)可以是脉冲函数，其在时间区间[0,Tp)内为非0值，而在其他时间区间等于0。其中，Tp表示p(t)的脉冲宽度，且0<Tp≤TVCO。求和信号Ssum实质上包含了待混频信号Sin搬移频率fVCO*m/N后的信号。
在一些例子中，多个混频变换系数βn可以由表达式(2)表示：
其中，m为预设实数，θ为初始相位，其取值范围为0到2π之间，可以根据需要选取；A为幅度参数，用于得到合理精度的混频变换系数，A可以为正数，也可以为负数；B为直流调整参数，通常将参数B设为0。
相比于待混频信号Sin，混频信号Sout为待混频信号Sin频率搬移预定频率m/(N*TVCO)的结果，其中0<m<N/2。其中，N和m可以根据实际需要的分数倍数频率来进行设置。例如，当需要将混频信号Sout与待混频信号Sin的频率差设置为5/(16TVCO)时，N被设置为16，而m则被设置为5。
当混频器100被用于下混频时，混频器100输入的待混频信号的频率大体上等于fVCO*m/N或者等于fVCO*m/N加上一个较小的频率，经过混频器100处理后，混频器100输出的混频信号Sout相应地为基带信号或低中频信号。由于待混频信号的频率fVCO*m/N与VCO频率可以不是倍频关系，因此，可以使得VCO频率的选择更加灵活。可以理解，混频器100也可以被用于上混频，在此不再赘述。
下面结合具体的电路示例，对本申请的混频器的结构和运行进行进一步的说明。
图2示出了图1中混频器的采样模块的一种电路示例。
如图2所示，采样模块210包括多个采样单元211i。其中，每个采样单元211i的输入端相互耦接，以用于接收待混频信号Sin。此外，每个采样单元211i还接收一个采样控制信号Sctrl<i>。例如，每个采样单元211i包括一个采样开关212i，其在所接收的采样控制信号的控制下，对待混频信号Sin进行采样，以生成对应的采样信号SIF<i>。在一些实施例中，采样开关212i可以是MOS开关、CMOS开关或者其他类似的开关元件。采样控制信号Sctrl<i>可以控制采样开关212i的导通状态，从而允许或禁止待混频信号Sin通过。由采样开关212i通过的待混频信号即构成了该采样单元211i所生成的采样信号。可选地，每个采样单元211i还可以包括缓冲器213i，用以提高采样单元211i的驱动能力。在图2中，Sctrl<i>表示第i个采样控制信号，SIF<i>表示第i个采样信号，在下文中，除非特别指出，将采用类似的方式来表示信号。
需要指出的是，图2所示的信号(包括待混频信号Sin和采样信号SIF)可以为单端信号，也可以为差分信号。对于差分信号，每个采样单元211i的采样开关212i可以包括一对开关器件，该采样单元211i接收的采样控制信号Sctrl同步地控制这对开关器件对差分形式的待混频信号Sin进行采样。类似地，缓冲器213i亦包括一对缓冲器件，其分别耦接在一对开关器件后级。
图3示出了根据本申请的实施例的多个采样控制信号的示例。
如图3所示，多个采样控制信号((Sctrl<1>,(Sctrl<2>,…,(Sctrl<16>)中的每个采样控制信号具有长度Tfund＝N*TVCO的控制周期。图3以N＝16为例示出了16个采样控制信号，其中各个采样控制信号的控制周期相互同步。作为示例，图中只画出了一个控制周期的波形，每个采样控制信号的波形按照控制周期Tfund周期地重复。
具体地，每个控制周期包括N个长度为TVCO的控制区间，即第1控制区间T1，第2控制区间T2，依此类推。每个控制区间包含采样使能波形，其具体为宽度为TP的方波脉冲，并且第n个采样控制信号在第n个控制区间外的其他控制区间不包含采样使能波形，也即使得对应的采样单元不对待混频信号进行采样。需要注意的是，虽然在图3中示意的采样使能波形为方波脉冲，但本领域技术人员可以理解，采样使能波形亦可以为其他波形，只要该波形能够控制相应的采样单元在控制区间内对待混频信号进行采样即可。
图3所示采样控制信号可以采用图4所示的N级移位寄存器电路来产生。其中，CLK为频率为fVCO的方波时钟信号。
正如前述，在一些实施例中，在一个控制周期内，一个或多个采样控制信号可以包含两个或多个采样使能波形，其分别位于不同的控制区间。图5即示出了这样的一种情况，其中除第1个采样控制信号外的其他采样控制信号均包含两个采样使能波形。例如，这些包含两个使能波形的采样控制信号可以由图3所示的采样控制信号两两经过或门而得到。相应地，对于除了第16个控制区间T16之外的其他每个控制区间，其均包括两个采样使能波形，以分别控制两个采样单元对待混频信号进行采样，并得到对应的两个采样值。
图6示出了图1中混频器的加权模块和求和模块的一种电路示例。如图6所示，加权模块220用于对差分形式的采样信号进行加权处理，并得到差分形式的加权信号。求和模块230用于对差分形式的加权信号进行处理，并得到差分形式的求和信号。
具体地，加权模块220接收多个差分形式的采样信号作为输入，并且每个采样信号SIF<i>包括一对差分信号SIF<i>+和SIF<i>-，分别表示差分信号的同相分量和反相分量。加权模块220包括多个加权单元，每个加权单元包括一对电阻值相同的加权电阻，分别对该加权单元接收的同相分量和反相分量进行加权。具体地，加权单元中加权电阻的电阻值与该加权单元的加权增益成反比，也就是说，加权单元的加权增益越大，其加权电阻的电阻值就越小。
具体而言，图6所示的加权模块220的第i个加权单元包括一对加权信号输入端，用于接收相应的第i个采样单元(图中未示出)输出的采样信号。第i个加权单元的该对加权信号输入端分别称为同相加权信号输入端Swin<i>+和反相加权信号输入端Swin<i>-。另外，第i个加权单元包括一对电阻值为Ri的加权电阻，分别称为同相加权电阻和反相加权电阻，其分别用于对从同相加权信号输入端Swin<i>+和反相加权信号输入端Swin<i>-接收的采样信号的分量进行加权。如果该加权单元的加权增益大于0，则该加权单元的同相信号输入端和反相信号输入端分别接收相应的采样单元输出的采样信号的同相分量和反相分量，即Swin<i>+＝SIF<i>+，Swin<i>-＝SIF<i>-。相反，如果该加权单元的加权增益小于0，则该加权单元的同相信号输入端和反相信号输入端分别接收相应的采样单元输出的采样信号的反相分量和同相分量，即Swin<i>+＝SIF<i>-，Swin<i>-＝SIF<i>+。此外，如果该加权单元的加权增益等于0，则相当于该加权单元中加权电阻的电阻值非常大(大体相当于开路)，此时，该加权单元的一对信号输入端可与相应采样单元的一对信号输出端任意连接。优选地，当一个加权单元的加权增益为0时，可以省略该加权单元和相应的采样单元。
需要指出的是，虽然图6所示的加权模块和求和模块针对差分信号进行处理，但本领域的技术人员可以认识到，可以对图6所示的电路进行修改以使得其适合处理单端信号。例如，当信号为单端信号时，每个加权单元可以仅包括一个加权电阻。当加权增益为正值时，可以将采样单元连接到对应的加权单元；而当加权增益为负值时，相应的加权单元还包括反相器，用于对未经加权处理的采样信号或经加权处理的加权信号进行反相。
此外还需要指出的，虽然图6所示的加权单元采用了一对(或一个，对应单端信号而言)加权电阻来实现加权增益，但在实际应用中，还可以采用其他任何可以对信号按预定比例进行放大或缩小的器件或电路来实现。例如，可以采用电流镜构成的电流放大器来对采样信号进行加权处理。
在一些实施例中，对于如图6所示的采用加权电阻形式的加权单元，如果两个或多个加权单元的电阻值相同，并且这两个或多个加权单元各自耦接的采样单元所接收的采样控制信号的采样使能波形在时间上没有重叠，则这两个或多个加权单元可以合并为一个加权单元，也即对该加权单元进行时分复用，这可以减少硬件成本。例如，两个或多个采样单元的输出端相互耦接，并且该加权单元耦接到上述两个或多个采样单元的输出端。
在一些实施例中，对一个采样信号的加权处理也可以分解为由两个或多个加权单元实现。例如，某个加权单元对应的加权增益为λ，可以将λ分解为两个或多个数相加的方式，比如λ＝λ1+λ2，则可以用加权增益为λ1和加权增益为λ2的两个加权单元共同实现加权增益为λ的加权单元的功能。在这种情况下，相应的采样单元也需要增加为两个或多个。
在加权模块220中，加权单元的加权增益的选取与加权单元的数量、采样控制信号和混频器搬移频率fVCO*m/N有关。具体地，如果将多个周期性采样控制信号的采样使能波形在一个控制周期内的分布情况表示为采样控制矩阵其中ci,j表示第j个采样控制信号在第i个控制区间的采样指示，如果第j个采样控制信号的第i个控制区间包括采样使能波形，则ci,j＝1，否则ci,j＝0，将多个加权增益表示为加权增益向量α＝[α1,α2,…,αM]T，其中αi为第i个加权增益，则加权单元的加权增益的选取应满足以下方程
Cα＝β (3)
其中β为混频变换系数βn构成的向量β＝[β1,β2,…,βN]T。
加权模块所包含的加权单元的数量M可以大于或等于一个控制周期内控制区间的数量N。一般情况下，除非某个控制区间对应的混频变换系数βn为0或者近似等于0，即混频信号在该控制区间的幅度为0或者接近于0，否则加权单元的数量M不能小于一个控制周期内的控制区间的数量N。当混频器搬移频率参数m给定后，可以根据公式(2)，分别对n＝1,2,…,N，计算出混频变换系数βn，并构造向量β＝[β1,β2,…,βN]T；根据每个采样单元对应的采样控制信号在各个控制区间是否包含采样使能波形，可以构造出采样控制矩阵C。在确定出C和β之后，通过求解方程(3)，便可得到加权增益向量α，从而确定各个加权单元的加权增益向量。
优选地，加权单元的数量M可以被选取为等于一个周期内的控制区间的个数N。除非当混频变换系数βn存在0值时，可以选取加权单元的个数M等于非零的混频变换系数βn的数量，此时M小于N。通过这种方式，可以使加权单元的数量和相应的采样单元的数量最少。
当加权单元的数量M等于控制区间的数量N时，优选地，可以将采样控制信号配置为使相应的采样控制矩阵为单位阵，即C＝IN，其中IN表示N阶单位阵，其大小为N*N，且对角元等于1，非对角元为0。此时，加权增益向量α等于混频变换向量β。这种配置对应于图3所示的采样控制信号，即每个采样控制信号只有一个控制区间包含采样使能波形，并且同一个控制区间内只有一个采样控制信号包含采样使能波形的情况。
可选地，可以将采样控制信号配置为使相应的采样控制矩阵C为可逆的非对角阵，此时，加权增益α＝C-1β，其中C-1表示C的逆矩阵。对于图5所示的采样控制信号，相应的采样控制矩阵为
在一些例子中，为了便于实现，可以将根据公式(3)计算出来的加权增益αi进行量化，以转化为便于实现的数值，例如整数值。量化的方法可以根据具体实现的需要来选择，以实现复杂度和性能之间进行平衡。例如，量化可以为取整运算。取整运算具体可以包括向下取整(即取整后的值为不大于取整前的值的最大整数)，向上取整(即取整后的值为不小于取整前的值的最小整数)，最接近整数(即取整后的值为最接近取整前的值的整数)，也可以是其他的根据实际需要自定义的取整方法(比如，为了减少硬件复杂度，使取整后的值等于与取整前的值最接近的若干个2的整数次幂之和)，等等。在一些例子中，量化运算也可以是不是取整运算，而是便于实现的小数，等等。对于采用加权电阻来实现加权增益的例子中，可以采用相对电阻值比例为整数或小数的加权电阻。
当加权增益向量α等于混频变换向量β时，可以适当地选择幅度A的值，以达到量化精度和实现复杂度之间的平衡。另外，对于初始相位θ而言，理论上可以选取为0到2π之间的任何值，但为了减少加权单元的数量，降低实现复杂度，可以选取合适的初始相位θ，以得到尽可能多的值为“0”的加权系数，或者使得尽可能多的加权系数相同，以减少加权单元的数量，降低硬件实现成本。
需要指出的是，上述混频器的实施例是以待混频信号Sin为实信号进行说明的。如果待混频信号为复信号，则针对复信号的同相分量Sin_I和正交分量Sin_Q，需要分别使用以上描述的混频器进行混频，从而分别得到混频信号的同相分量Sout_I和正交分量Sout_Q。除了加权模块的加权增益以及混频变换系数的具体指不同外，接收待混频信号同相分量和正交分量的混频器可以采用相同的结构。其中，接收待混频信号同相分量Sin_I的混频器的混频变换系数为
接收待混频信号正交分量Sin_Q的混频器的混频变换系数为
相应的混频器的多个加权增益可以根据公式(3)计算。
表1
如图6所示，求和模块230包括跨导放大器232，该跨导放大器232被配置为使得多个加权单元输出的多个加权信号在其输入端被求和，并且输出电压形式的混频信号。在图6中，跨导放大器232的输入端为求和耦接点231，其将各个加权单元的输出端耦接在一起，以对加权模块输出的多个加权信号进行求和，从而得到求和信号Ssum。其中，该求和信号Ssum中包含了期望的混频信号Sout。对于差分形式的信号，将各个加权单元的输出端耦接在一起是指将各加权单元的同相分量输出端和反相信号输出端分别耦接在一起，正如如图6所示。
需要指出的是，只有在各加权单元输出端耦接后不同加权单元之间不会发生串扰的情况下，才能将各加权单元的输出端直接耦接在一起。如果各加权单元输出端耦接后会发生串扰，则不能直接将各加权单元的输出端直接耦接到耦接点231，而应当在耦接之前，在加权单元的各个输出端耦接一个隔离单元，该隔离单元可以防止加权模块输出的信号汇集到求和耦接点231之后发生串扰。
在一些实施例中，求和模块230还包括滤波器，其用于对求和信号进行滤波，以滤除混频信号的频率范围之外的信号。通过设置滤波器的通带和阻带参数，使该滤波器滤除期望的混频信号带宽之外的其他信号，得到期望的待混频信号。本领域技术人员采用常规的滤波器设计方法，容易得到满足需求的滤波器参数，在此不再赘述。在一些实施例中，滤波器233可以被设置在跨导放大器232的反馈路径中，正如图6所示。而在另一些实施例中，滤波器可以采用单独的元件构成，其被设置在跨导放大器的后级。
下面以m＝5,N＝16，并以图3所示的采样控制信号为例，说明图1所示的混频器100在一个控制周期内的工作过程。本领域技术人员容易根据该实施例，得到其他m和N值的情形。
当m＝5,N＝16时，加权模块120的混频变换系数等于表1中m＝5对应的同相或正交参数，例如同相参数。另外，由于采用了图3所示的采样控制信号，根据上文所述，加权单元的加权增益等于相应的混频变换系数。表1中m＝5对应的同相参数一共有14个非零值，因此至少需要14个加权单元，加权增益为0的加权单元和相应的采样单元可以省略。
在控制区间T1，接收采样控制信号(Sctrl<1>的采样单元的采样开关在采样控制信号Sctrl<1>的采样使能波形的控制下，对待混频信号Sin(t)采样。加权增益为β1＝28.0的加权单元接收采样信号，并对其接收的采样信号进行加权处理，得到加权信号Sw(t)＝β1Sin(t)＝28.0Sin(t)。由于其他采样单元在控制区间T1没有采样使能波形，因此它们对应的加权单元输出的信号为0。此时，求和模块130得到的求和信号为Ssum(t)＝Sw(t)＝28Sin(t)。在控制区间T2，与接收采样控制信号Sctrl<2>的采样单元耦接的加权单元输出加权信号Sw(t)＝β2Sin(t)＝-10.7Sin(t)，相应地，求和模块130得到的求和信号为Ssum(t)＝Sw(t)＝-10.7Sin(t)。类似地，在控制区间T3，与接收采样控制信号Sctrl<3>的采样单元耦接的加权单元输出加权信号Sw(t)＝β3Sin(t)＝-19.8Sin(t)，相应地，求和模块130得到的求和信号为Ssum(t)＝Sw(t)＝-19.8Sin(t)。以此类推。在一个完整控制周期的不同控制区间上的加权信号的总和构成对待混频信号频率搬移信号的模拟或近似。
图7示出了m＝5,N＝16，TVCO＝1/16μs，Tp＝TVCO时，由混频变换系数βn与时间的关系所确定的加权信号波形其中，脉冲函数p(t)在时间区间[0,TVCO)内等于1，在其他时间区间等于0。求和模块得到的被求和信号Ssum(t)实质上为待混频信号Sin(t)与加权信号波形Sp(t)相乘的结果，即Ssum(t)＝Sin(t)*Sp(t)，该信号中包含了混频信号Sout(t)。
可以理解，在一些其他实施例中，还可以调整图1所示的混频器各个模块的连接关系，例如将加权模块设置在采样模块之前，从而预先以不同的加权增益对待混频信号进行加权处理，并且之后对得到的加权信号进行采样和求和。图8即示出了根据本申请另一实施例的混频器800的框图。
如图8所示，混频器800包括加权模块810，其被配置为接收待混频信号，并且以多个加权增益对其所接收的待混频信号进行加权处理，以得到多个加权信号。混频器800还包括采样模块820，采样模块，其包括多个采样单元，其中每个采样单元被配置为接收多个加权信号中的一个加权信号以及一个采样控制信号，并且在采样控制信号的控制下对加权信号进行采样并得到采样信号，其中，多个采样单元所接收的多个采样控制信号均具有长度为(N*TVCO)的控制周期，并且多个采样控制信号的控制周期相互同步。混频器800还包括求和模块830，其被配置为接收多个采样信号，并且对多个采样信号进行求和，从而输出混频信号，混频信号为待混频信号频率被搬移预定频率fVCO*m/N的信号，其中0<m<N/2，fVCO＝1/TVCO。
关于混频器800的具体电路结构和工作原理，可以参考前述实施例中混频器的相应描述，在此不再赘述。
从上述关于本申请的混频器的介绍可以看出，与传统的混频器不同，本申请的混频器可以使用相同的本地时钟频率，实现不同的频率搬移量。因此，可以将本申请的混频器应用于调谐器中。
传统的调谐器通常应用于收音机、电视机等电子设备中，用于从中心频率不同的频道中选出需要的频道，因此，调谐器相当于是一个混频频率可调节的下混频器。为了调谐到不同的频道，需要改变本地时钟的频率，这往往需要设计不同的分频器或者倍频器，电路结构较为复杂。另外，本地时钟频率改变时，到稳定下来需要较长的时间，不利于频道/频段的快速切换。然而，采用本申请混频器的调谐器可以在不改变本地时钟频率的情况下，快速地实现不同频道/频段的切换。
图9示出了根据本申请的一种调谐器900的示意图。
如图9所示，调谐器900包括采样模块910，多个加权模块920i，以及多个求和模块930i。
其中，采样模块910用于接收待调谐信号Sin和多个采样控制信号Sctrl，并在该多个采样控制信号的控制下，对待调谐信号Sin进行采样，以生成多个采样信号。每个采样控制信号均具有长度为(N*Tvco)的控制周期，并且各个采样控制信号的控制周期相互同步。采样模块910可采用例如图2所示的采样模块210，也可以采用其他能够完成相同功能的采样模块。控制信号Sctrl控制采样模块进行采样的操作可以参见本申请前述实施例中采样模块的说明，在此不再赘述。此外，在图9所示的实施例中，调谐器900被表示为包括一个采样模块910，但在实际应用中，也可以包括多个采样模块，例如每个采样模块给一个加权模块920i提供采样信号。
在图9中，加权模块920i的数量被表示为多个，其中每个加权模块920i被配置为接收采样模块输出的多个采样信号，并以一组加权增益对所接收的采样信号进行加权处理，以输出一组加权信号。具体地，每个加权模块920i可以包括一组加权单元，其中每个加权单元以预定加权增益对多个采样信号中的一个采样信号进行加权处理。每个加权模块920i可采用图6所示的加权模块220，不同加权模块中加权单元的加权增益可以不相同。关于各个加权单元工作原理的描述可参见本申请的前述实施例，在此不再赘述。下面将给出不同加权单元的参数设置的介绍。
在图9中，求和模块930i的数量被表示为多个，其中每个求和模块930i被固定地连接到加权模块920i中的一个加权模块920i，以接收其所输出的一组加权信号，并且对该组加权信号进行求和，从而输出调谐信号。其中，该调谐信号为待调谐信号频率被搬移预定频率mk/(N*TVCO)的信号，0<mk<N/2，且k为加权模块的序号，每个加权模块920i对应于一个mk。换言之，不同的加权模块920i输出的信号经过求和模块930i求和后得到不同的调谐信号。每个求和模块930i可采用图6所示的求和模块230，关于求和模块的工作原理的描述可参见前文的相关描述，在此不再赘述。
在采样控制信号Sctrl给定之后，对于一个加权模块920i而言，其每个加权单元的加权增益决定了该加权单元输出的加权信号求和得到的调谐信号频率相对于待调谐信号频率的频率搬移量。反之，当频率搬移量给定(即给定mk)之后，便可以采用上文给出的确定混频器各个加权单元加权增益的方法来确定该加权模块920i各个加权单元的加权增益，并确定加权模块的各个信号输入端相应接收的采样信号。详细的过程可以参见上文的描述，在此不再赘述。
在一些实施例中，每个求和模块930i还包括滤波器，该滤波器被配置为滤除该求和模块930i输出的调谐信号的频率范围之外的信号。滤波器被配置为实系数低通滤波器，滤波器的截止频率可以根据宽带电视信号的频率特点设置，用于对求和信号进行滤波，以滤出相应频道/频段的基带信号。
下面以电视信号为例作为待调谐信号，详细说明调谐器900的工作原理。
待调谐信号Sin中往往包含了多个不同频道/频段的信号，这些不同频道/频段的信号通常具有相同的带宽，并且每个频道的信号被调制到相应频道/频段的中心频率上，相邻两个频道/频段的中心频率之间的间隔通常大于每个频道/频段的信号带宽。
表2示出了一种宽带电视信号的频道配置。该电视信号一共包含8个频段(频段0～7)，每个频段带宽为120MHz，每个频段可以包含多个电视频道，相邻两个频段的中心频率之间的间隔为120MHz。每个频段的信号包含同相和正交分量，为表达方便起见，下文中，如无特别说明，一般表示仅针对其中的同相或正交分量进行的处理，针对另一个分量的处理过程是类似的，具体可以参见前面关于混频器的描述。
表2
如图9所示，调谐器900的采样模块910接收待调谐信号Sin和多个控制信号Sctrl。在本例中，待调谐信号Sin为宽带电视信号，多个控制信号分别表示为Sctrl<1>,Sctrl<2>，…，Sctrl<M>，采样控制信号的波形可以选自如图3、图5所示的波形或者满足条件的波形。在该多个控制信号的控制下，对待调谐信号Sin进行采样，生成多个采样信号SIF<1>,SIF<2>,…,SIF<M>。其中，采样模块910包括多个采样单元，每个采样单元接收待调谐信号Sin和一个控制信号Sctrl<i>，并在该控制信号的控制下，生成一个采样信号SIF<i>。
每个加权模块920i接收上述多个采样信号，并对每个采样信号用一组加权增益进行加权，得到一组加权信号。每个加权模块920i可采用图6所示的加权模块220，其包括一组加权单元，其中每个加权单元以一预定的加权增益αk,i对采样信号SIF<i>进行加权，得到相应的加权信号。
每个求和单元930i耦接到一个加权模块920i，接收该加权模块920i输出的一组加权信号，并且对该组加权信号进行求和，以得到相应的调谐信号。为方便表述，假设第k个求和单元930i耦接到第k个加权模块920i，并得到调谐信号Sout<k>。其中，调谐信号为待调谐信号频率被搬移预定频率fVCO*mk/N的信号，mk为预定义的值。在这个例子中，fVCO＝1920MHz,N＝16，mk＝k，其中k＝1,2,…,7。换言之，调谐器900将各个频段的电视信号分别搬移到基带。
通过设置第k个加权模块的加权增益，使得在采样控制信号的第n个控制区间Tn的对应的混频变换系数为βk,n，其中，当输入信号为待调谐信号的同相分量时，当输入信号为待调谐信号的正交分量时，n＝1,2,...,N，A,B和θ均为预设实数。如果将第k个加权模块的多个加权增益表示为加权增益向量αk＝[αk,1,αk,2,…,αk,M]T，其中αk,i为第i个加权增益，则第k个加权模块的多个加权增益的选取应满足以下方程
Cαk＝βk (6)
其中C为采样控制信号Sctrl对应的采样控制矩阵，βk为混频变换系数βk,n构成的向量βk＝[βk,1,βk,2,…,βk,N]T。需要指出的是，所选取的控制信号Sctrl应当使得上述方程有解。
通过采用调谐器900并采用上述方法配置调谐器900的加权增益，便可以从待调谐信号中同时解调谐出宽带电视信号中频段1-7的信号。
对于调谐器输出的每个频段的调谐信号，可以分别用模数转换器(ADC)对各个调谐信号采样，生成数字信号，再将数字信号输入到数字信号处理器(DSP)进行处理。其中，ADC的带宽与调谐信号的带宽相对应，比如，对于带宽为120MHz的频段，应选择带宽为60MHz以上的ADC。ADC采样得到的宽带数字信号包含多个电视频道的信号，DSP可以根据需要，选择该频段内若干个频道或所有频道的信号进行处理。通过这种方式，可以对多个数字电视频道实现同时解调，不仅处理效率高，而且结构简单。
如果调谐信号中包括中心频率为0的频段(如表2中的频段0)，对于该频段的信号，则不需要采用加权模块和求和模块进行处理，而直接使用跨导放大器，将待调谐信号转换为电压形式。另外，还可以用低通滤波器对转换为电压形式的待调谐信号进行滤波，从而滤出该频段的信号。
图10示出了根据本申请的一种调谐器1000的示意图。
与图9所示的调谐器900类似，图10所示的调谐器1000包括采样模块1010和多个加权模块1020i。但是图10所示的调谐器1000仅包括一个求和模块1030i。其中，采样模块1010与调谐器900的采样模块910相同，每个加权模块1020i与调谐器900的每个加权模块920i结构相同。调谐器1000与调谐器900的主要区别在于，调谐器900的求和模块930i的数量等于加权模块920i的数量，每个求和模块930i连接到一个加权模块920i；而在调谐器1000中，一个求和模块1030i被连接到所有加权模块1020i，也即其可以对所有加权模块1020i输出的加权信号进行求和。可以理解，在一些其他的实施例中，调谐器1000也可以包括多个求和模块，其数量少于或等于加权模块1020i的数量。
为了选择性地连接不同的加权模块1020i和求和模块1030i，调谐器1000还包括选择模块1050。该选择模块1050被配置为选择将多个加权模块1020i输出的至少一组加权信号提供给求和模块1030i。在图10中，选择模块1050可以选择将多个加权模块1020i中的一个加权模块1020i连接到一个求和模块1030i。可以理解，当调谐器具有多个求和模块1030i时，选择模块1050可以选择将多个加权模块1020i中对应数量的加权模块1020i连接到多个求和模块1030i，其中每个求和模块1030i接收一个加权模块1020i输出的一组加权信号。
当仅包括1个求和模块时，选择模块可以耦接在采样模块与加权模块之间，如图10所示。选择模块也可以耦接在求和模块内部的求和耦接点与求和模块的输出端之间。选择模块还可以耦接在加权模块与求和模块之间，使求和模块接收被选择的加权模块输出的多个加权信号。当包括多个求和模块时，选择模块可以耦接在求和模块内部的求和耦接点1031i与求和模块的输出端之间，或者耦接在加权模块与求和模块之间，使每个求和模块接收被选择的其中一个加权模块输出的多个加权信号。在实际应用中，选择模块可以接收频率选择信号，并且根据该频率选择信号的指示来控制加权模块1020i和求和模块1030i之间的连接。
在本申请的一些实施例中，还提供了信号混频方法。这些信号混频方法可以由图1所示的混频器100或者图8所示的混频器800来实施。
在本申请的一个方面，还提供了一种信号混频方法。该信号混频方法包括：接收待混频信号；以多个加权增益对所接收的待混频信号进行加权处理，以得到多个加权信号；用多个采样控制信号对所述多个加权信号进行采样以得到多个采样信号，其中所述多个采样控制信号均具有长度为(N*TVCO)的控制周期，并且所述多个采样控制信号的控制周期相互同步；以及对所述多个采样信号进行求和，从而得到混频信号，其中所述混频信号为所述待混频信号频率被搬移预定频率fVCO*m/N的信号，其中0<m<N/2，fVCO＝1/TVCO。
在本申请的一个方面，还提供了一种信号混频方法。该信号混频方法包括：接收待混频信号；用多个采样控制信号对所述待混频信号进行采样以得到多个采样信号，其中所述多个采样控制信号均具有长度为(N*TVCO)的控制周期，并且所述多个采样控制信号的控制周期相互同步；以多个加权增益对所述多个采样信号进行加权处理，以得到多个加权信号；以及对所述多个加权信号进行求和，从而得到混频信号，其中所述混频信号为所述待混频信号频率被搬移预定频率fVCO*m/N的信号，其中0<m<N/2，fVCO＝1/TVCO。
图11示出了根据本申请一个实施例的信号调谐方法1100。该信号调谐方法1100可以由图9所示的调谐器900或者图10所示的调谐器1000来实施。
如图11所示，该信号调谐方法1100包括：
在步骤S1102，接收待调谐信号；
在步骤S1104，用多个采样控制信号对所述待调谐信号进行采样以得到多个采样信号，其中，所述多个采样控制信号均具有长度为(N*TVCO)的控制周期，并且所述多个采样控制信号的控制周期相互同步；
在步骤S1106，以多组加权增益对所述多个采样信号进行对应的加权处理，以得到多组加权信号；以及
在步骤S1108，对所述多组加权信号中的一组或多组加权信号分别进行求和，从而输出一个或多个调谐信号，所述调谐信号为所述待调谐信号频率被搬移预定频率fVCO*mk/N的信号，其中0<mk<N/2，k为所述多组加权增益中的第k组加权增益的组序号，fVCO＝1/TVCO。
在一些实施例中，步骤S1106进一步包括：对于每组加权增益，以其中的每个加权增益对所述多个采样信号中的一个采样信号进行加权以得到一个加权信号，从而得到对应于该组加权增益的一组加权信号。
在一些实施例中，步骤S1108进一步包括：使输出的一个或多个所述调谐信号为电压形式。
在一些实施例中，步骤S1108进一步包括：使用滤波器滤除所述一个或多个调谐信号的频率范围之外的信号。
在一些实施例中，该信号调谐方法1100还包括：从所述多组加权信号中选择一组加权信号进行求和。
在一些实施例中，所述采样控制信号的控制周期包括相继的N个控制区间，所述N个控制区间具有相等的时间长度TVCO，并且所述多个采样控制信号中的每个采样控制信号分别在所述N个控制区间中的一个控制区间控制对所述待调谐信号进行采样。
那些本技术领域的一般技术人员可以通过研究说明书、公开的内容及附图和所附的权利要求书，理解和实施对披露的实施方式的其他改变。在权利要求中，措词“包括”不排除其他的元素和步骤，并且措辞“一”、“一个”不排除复数。在本申请的实际应用中，一个零件可能执行权利要求中所引用的多个技术特征的功能。权利要求中的任何附图标记不应理解为对范围的限制。

Claims (24)

1.一种调谐器，其特征在于，包括：
采样模块，其包括多个采样单元，其中每个采样单元被配置为接收待调谐信号以及一个采样控制信号，并且在所述采样控制信号的控制下对所述待调谐信号进行采样并生成采样信号；其中，所述多个采样单元所接收的多个采样控制信号均具有长度为(N*TVCO)的控制周期，并且所述多个采样控制信号的控制周期相互同步，其中TVCO为压控振荡器VCO信号的周期，N为正整数；
多个加权模块，其耦接到所述采样模块，其中每个加权模块被配置为接收所述采样模块生成的多个采样信号，并且以一组加权增益对所接收的采样信号进行对应的加权处理以得到一组加权信号；以及
一个或多个求和模块，其中，每个求和模块被配置为接收所述多个加权模块中的一个加权模块输出的一组加权信号，并且对该组加权信号进行求和，从而输出一个调谐信号，所述调谐信号为所述待调谐信号频率被搬移预定频率fVCO*mk/N的信号，其中0<mk<N/2，k为加权模块的序号，fVCO＝1/TVCO；
其中，所述多个加权模块对应的多组加权增益具有不同的加权增益，以使得对应的多个调谐信号相比于所述待调谐信号频率被搬移不同的频率搬移量。
2.根据权利要求1所述的调谐器，其特征在于，所述调谐器还包括选择模块，所述选择模块被配置为从所述多个加权模块中选择一个或多个加权模块，以将所选择的一个或多个加权模块输出的一组或多组加权信号提供给所述一个或多个求和模块。
3.根据权利要求1所述的调谐器，其特征在于，所述采样控制信号的控制周期包括相继的N个控制区间，所述N个控制区间具有相等的时间长度TVCO，其中每组加权信号被设置为使得在每个所述控制区间Tn，所述调谐信号的幅度为所述待调谐信号的幅度的βk,n倍，其中，或n＝1,2,...,N，A,B和θ均为预设实数。
4.根据权利要求3所述的调谐器，其特征在于，所述多个采样单元和每组加权增益的数量均为M，其中M等于或大于N，在每个控制周期，所述多个采样控制信号对应于采样控制矩阵其中ci,j表示第j个采样控制信号在第i个控制区间的采样指示，第k个加权模块的多个加权增益被表示为加权增益向量αk＝[αk,1,αk,2,…,αk,M]T，其中αk,i为第i个加权增益，则第k个加权模块的多个加权增益的选取满足方程Cαk＝βk，其中，βk＝[βk,1,βk,2,…,βk,N]T。
5.根据权利要求4所述的调谐器，其特征在于，所述采样单元的数量M等于N。
6.根据权利要求5所述的调谐器，其特征在于，所述采样控制矩阵C为单位阵。
7.根据权利要求4所述的调谐器，其特征在于，所述采样单元的数量M大于N。
8.根据权利要求1所述的调谐器，其特征在于，每个加权模块包括一组加权单元，其中该组加权单元中的每个加权单元耦接到一个采样单元，并且被配置为以一组加权增益中的一个加权增益对其所接收的采样信号进行加权处理。
9.根据权利要求1所述的调谐器，其特征在于，所述一个或多个求和模块中的每个求和模块包括跨导放大器，所述跨导放大器被配置为使得其所接收的一组加权信号在其输入端被求和，并且输出电压形式的调谐信号。
10.根据权利要求1所述的调谐器，其特征在于，所述一个或多个求和模块中的每个求和模块包括滤波器，所述滤波器被配置为滤除该求和模块输出的调谐信号的频率范围之外的信号。
11.根据权利要求1所述的调谐器，其特征在于，所述一个或多个求和模块包括一个求和模块，所述调谐器还包括选择模块，所述选择模块被配置为选择将所述多个加权模块输出的多组加权信号中的一组加权信号提供给所述求和模块。
12.根据权利要求1所述的调谐器，其特征在于，所述采样控制信号的控制周期包括相继的N个控制区间，所述N个控制区间具有相等的时间长度TVCO，并且所述多个采样控制信号中的每个采样控制信号分别在所述N个控制区间中的一个控制区间控制所述采样模块对所述待调谐信号进行采样。
13.一种信号调谐方法，其特征在于，包括：
接收待调谐信号；
用多个采样控制信号对所述待调谐信号进行采样以得到多个采样信号，其中，所述多个采样控制信号均具有长度为(N*TVCO)的控制周期，并且所述多个采样控制信号的控制周期相互同步，其中TVCO为压控振荡器VCO信号的周期，N为正整数；
以多组加权增益对所述多个采样信号进行对应的加权处理，以得到多组加权信号；以及
对所述多组加权信号中的一组或多组加权信号分别进行求和，从而输出一个或多个调谐信号，所述调谐信号为所述待调谐信号频率被搬移预定频率fVCO*mk/N的信号，其中0<mk<N/2，k为所述多组加权增益中的第k组加权增益的组序号，fVCO＝1/TVCO；
其中，所述多组加权增益具有不同的加权增益，以使得对应的多个调谐信号相比于所述待调谐信号频率被搬移不同的频率搬移量。
14.根据权利要求13所述的信号调谐方法，其特征在于，还包括：
从所述多组加权信号中选择一组或多组加权信号，以对所选择的一组或多组加权信号分别进行求和。
15.根据权利要求13所述的信号调谐方法，其特征在于，所述采样控制信号的控制周期包括相继的N个控制区间，所述N个控制区间具有相等的时间长度TVCO，其中每组加权信号被设置为使得在每个所述控制区间Tn，所述调谐信号的幅度为所述待调谐信号的幅度的βk,n倍，其中，或n＝1,2,...,N，A,B和θ均为预设实数。
16.根据权利要求15所述的信号调谐方法，其特征在于，所述多个采样信号和所述多组加权增益中的每组加权增益的数量均为M，其中M等于或大于N，在每个控制周期，所述多个采样控制信号对应于采样控制矩阵其中ci,j表示第j个采样控制信号在第i个控制区间的采样指示，第k个加权模块的多个加权增益被表示为加权增益向量αk＝[αk,1,αk,2,…,αk,M]T，其中αk,i为第i个加权增益，则第k个加权模块的多个加权增益的选取满足方程Cαk＝βk，其中，βk＝[βk,1,βk,2,…,βk,N]T。
17.根据权利要求16所述的信号调谐方法，其特征在于，所述多个采样信号的数量M等于N。
18.根据权利要求17所述的信号调谐方法，其特征在于，所述采样控制矩阵C为单位阵。
19.根据权利要求16所述的信号调谐方法，其特征在于，所述多个采样信号的数量M大于N。
20.根据权利要求13所述的信号调谐方法，其特征在于，所述以多组加权增益对所述多个采样信号进行对应的加权处理，以得到多组加权信号包括：
对于每组加权增益，以其中的每个加权增益对所述多个采样信号中的一个采样信号进行加权以得到一个加权信号，从而得到对应于该组加权增益的一组加权信号。
21.根据权利要求13所述的信号调谐方法，其特征在于，所述对所述多组加权信号中的一组或多组加权信号分别进行求和，从而输出一个或多个调谐信号包括：
使输出的一个或多个所述调谐信号为电压形式。
22.根据权利要求13所述的信号调谐方法，其特征在于，所述对所述多组加权信号中的一组或多组加权信号分别进行求和，从而输出一个或多个调谐信号包括：
使用滤波器滤除所述一个或多个调谐信号的频率范围之外的信号。
23.根据权利要求13所述的信号调谐方法，其特征在于，对所述多组加权信号中的一组或多组加权信号分别进行求和包括对所述多组加权信号中的一组加权信号进行求和，所述信号调谐方法还包括：从所述多组加权信号中选择一组加权信号进行求和。
24.根据权利要求13所述的信号调谐方法，其特征在于，所述采样控制信号的控制周期包括相继的N个控制区间，所述N个控制区间具有相等的时间长度TVCO，并且所述多个采样控制信号中的每个采样控制信号分别在所述N个控制区间中的一个控制区间控制对所述待调谐信号进行采样。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016144176A (ja) * 2015-02-05 2016-08-08 ソニー株式会社 信号処理装置および方法
CN109165744B (zh) * 2018-08-15 2021-09-07 合肥本源量子计算科技有限责任公司 一种量子逻辑门操作优化方法
WO2020098928A1 (en) * 2018-11-14 2020-05-22 Huawei Technologies Co., Ltd. Downconversion using digital carrier signals
US11105891B2 (en) * 2018-12-13 2021-08-31 Semiconductor Components Industries, Llc Multi-input downconversion mixer
CN110460346B (zh) * 2019-08-01 2024-04-02 智汇芯联(厦门)微电子有限公司 软件无线电接收机

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN86104796A (zh) * 1985-06-06 1987-05-20 通用电器公众有限公司 数字混频装置
CN103546099A (zh) * 2013-08-20 2014-01-29 上海数字电视国家工程研究中心有限公司 谐波抑制混频器
US8838057B2 (en) * 2011-04-04 2014-09-16 Maxlinear, Inc. Harmonic rejection mixer architecture with reduced sensitivity to gain and phase mismatches

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ATE439699T1 (de) * 2004-03-12 2009-08-15 R F Magic Inc Mischer und tuner mit oberschwingungsunterdrückung
DE112008001680B4 (de) * 2007-06-29 2019-07-11 Silicon Laboratories Inc. Rotierender Oberwellen-Unterdrückungs-Mischer
US8538366B2 (en) * 2007-06-29 2013-09-17 Silicon Laboratories Inc Rotating harmonic rejection mixer

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN86104796A (zh) * 1985-06-06 1987-05-20 通用电器公众有限公司 数字混频装置
US8838057B2 (en) * 2011-04-04 2014-09-16 Maxlinear, Inc. Harmonic rejection mixer architecture with reduced sensitivity to gain and phase mismatches
CN103546099A (zh) * 2013-08-20 2014-01-29 上海数字电视国家工程研究中心有限公司 谐波抑制混频器

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