CN110460346B - 软件无线电接收机 - Google Patents
软件无线电接收机 Download PDFInfo
- Publication number
- CN110460346B CN110460346B CN201910709313.7A CN201910709313A CN110460346B CN 110460346 B CN110460346 B CN 110460346B CN 201910709313 A CN201910709313 A CN 201910709313A CN 110460346 B CN110460346 B CN 110460346B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- signal
- amplifier
- weighting
- sampling
- module
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 14
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 6
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 95
- 239000013078 crystal Substances 0.000 claims description 15
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 15
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 13
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 10
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 9
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 9
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 abstract description 8
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 18
- 239000000872 buffer Substances 0.000 description 11
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 6
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 6
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 6
- 238000013461 design Methods 0.000 description 6
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 3
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 3
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 239000000463 material Substances 0.000 description 2
- 238000004377 microelectronic Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000001808 coupling effect Effects 0.000 description 1
- 230000007850 degeneration Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
一种软件无线电接收机，包括：宽带低噪声放大单元，用于接入输入信号以对所述输入信号进行放大，形成放大信号；分数混频器，用于将所述放大信号进行频率变换，形成混频信号；模数转换器，用于将所述混频信号转化为数字信号；DSP及软件解调单元，用于对所述数字信号进行处理及实现信号解调；时钟单元，用于为所述移位寄存器提供时钟，并用于为所述模数转换器和所述DSP及软件解调单元提供时钟。所述软件无线电接收机用于物理实现软件无线电技术。
Description
技术领域
本发明涉及电子技术领域，尤其涉及一种软件无线电接收机。
背景技术
广播通信系统与我们的日常生活息息相关，比如手机、电视、电话、WiFi和蓝牙等等。这些通信系统通常依靠硬件实现，例如手机的收发机用于手机通信，WiFi的收发机用于无线局域网通信。硬件实现的通信系统无法支持多个通信协议，也无法在不同的通信协议之间切换。例如，手机收发机无法直接支持WiFi或者蓝牙的通信。与此相对的是电脑，在硬件中央处理器(CPU)不变的情况下，电脑通过下载不同的软件，可以满足不同的需求。
于是软件无线电这个概念被提了出来：是否可以使用同一套通信收发机，更新收发机的软件后，就可以完成不同系统的通信。软件无线电被视为通信技术的一项革命，人们投入了大量的人力物力发展这项技术。但是目前为止，在功能、性能、功耗等方面，现有软件无线电技术无法突破物理极限。比如最早提出的软件无线电技术是使用模数转换器(ADC)和数模转换器(DAC)，直接采样和发送射频信号。但是这样的模数转换器和数模转换器带宽过大，无法用现代的微电子工艺实现，只能处于理想模型中。因此，传统的通信收发机的硬件，目前占据主导地位。
目前，业界需要可以物理实现的软件无线电接收机。
发明内容
本发明解决的问题是提供一种软件无线电接收机，以达到可以物理实现软件无线电接收机。
为解决上述问题，本发明提供一种软件无线电接收机，包括：宽带低噪声放大单元，用于接入输入信号以对所述输入信号进行放大，形成放大信号；分数混频器，用于将所述放大信号进行频率变换，形成混频信号；模数转换器，用于将所述混频信号转化为数字信号；DSP(digital signal processing)及软件解调单元，用于对所述数字信号进行处理及实现信号解调；时钟单元，用于为所述移位寄存器提供时钟，并用于为所述模数转换器和所述DSP及软件解调单元提供时钟。
可选的，所述软件无线电接收机还包括移位寄存器，所述移位寄存器用于为所述分数混频器提供采样控制信号。
可选的，所述宽带低噪声放大单元包括：信号低噪声放大器；反馈放大器，所述反馈放大器的输入端连接所述信号低噪声放大器的输出端，所述反馈放大器的输出端连接在反馈电阻的一端，所述反馈电阻的另一端连接所述信号低噪声放大器的输入端，构成环路。
可选的，所述信号低噪声放大器为级联放大器，所述信号低噪声放大器的输入为单端输入；所述反馈放大器包括一级级联放大器和二级级联放大器；所述反馈放大器输出信号的极性与输入信号的极性相同；所述一级级联放大器包括第一负载，所述第一负载为宽带阻性器件；所述二级级联放大器包括第二负载，所述第二负载为宽带阻性器件。
可选的，所述一级级联放大器的共源端与地之间连接有第一电阻；或者，所述二级级联放大器的共源端与地之间连接有第二电阻；或者，所述一级级联放大器的共源端与地之间连接有第一电阻，并且所述二级级联放大器的共源端与地之间连接有第二电阻。
可选的，所述反馈放大器与所述反馈电阻之间还具有反馈电容；所述一级级联放大器和所述二级级联放大器之间直接连接，或者所述一级级联放大器和所述二级级联放大器之间通过电容耦合。
可选的，所述时钟单元包括晶振、射频锁相环和数字锁相环；或者，所述时钟单元包括电感-电容数字控制振荡器、振荡器控制电路、第一分频器和第二分频器。
可选的，所述分数混频器包括：采样模块，其包括多个采样单元，其中每个采样单元被配置为接收所述放大信号和所述采样控制信号，并生成采样信号；多个加权模块，其耦接到所述采样模块，每个所述加权模块被配置为接收所述采样模块生成的多个采样信号，并且以一组加权增益对所接收的采样信号进行对应的加权处理以得到一组加权信号；一个或多个求和模块，所述求和模块被配置为接收所述多个加权模块中的一个加权模块输出的一组加权信号，并且对该组加权信号进行求和，从而输出一个混频信号；所述多个加权模块对应的多组加权增益具有不同的加权增益，以使得对应的多个混频信号相比于所述放大信号具有不同的频率搬移量。
可选的，所述分数混频器还包括选择模块，所述选择模块被配置为从所述多个加权模块中选择一个或多个加权模块，以将所选择的一个或多个加权模块输出的一组或多组所述加权信号提供给所述一个或多个所述求和模块；或者，所述求和模块为两个，所述混频器还包括选择模块，所述选择模块被配置为选择将所述多个加权模块输出的多组加权信号中的一组加权信号提供给所述求和模块。
可选的，所述一个或多个求和模块中的每个求和模块包括跨导放大器，所述跨导放大器被配置为使得其所接收的一组加权信号在其输入端被求和，并且输出电压形式的混频信号。
可选的，所述一个或多个求和模块中的每个求和模块包括滤波器，所述滤波器被配置为滤除该求和模块输出的所述混频信号的频率范围之外的信号；或者，所述分数混频器和所述模数转换器之间具有滤波器，所述滤波器被配置为滤除所述分数混频器输出的所述混频信号的频率范围之外的信号。
本发明技术方案的其中一个方面中，通过：宽带低噪声放大单元，用于接入输入信号以对所述输入信号进行放大，形成放大信号；分数混频器，用于将所述放大信号进行频率变换，形成混频信号；模数转换器，用于将所述混频信号转化为数字信号；DSP及软件解调单元，用于对所述数字信号进行处理及实现信号解调；移位寄存器，用于为所述分数混频器提供采样控制信号；时钟单元，用于为所述移位寄存器提供时钟，并用于为所述模数转换器和所述DSP及软件解调单元提供时钟；实现了一种软件无线电接收机，从而为软件无线电技术的具体运用，提供了硬件基础。
附图说明
图1是实施例一中软件无线电接收机示意图；
图2是宽带低噪声放大单元的一种电路示意图；
图3是实施例二中软件无线电接收机示意图；
图4是实施例二中一种更加具体的分数混频器示意图。
具体实施方式
现有技术中，软件无线电接收机尚无法很好地使用相应的物理硬件来实现，传统理论所设想的模数转换器和数模转换器的结构无法带宽过大，无法用现代的微电子工艺实现具体物理硬件结构，只能处于理想模型中。
为此，本发明提供一种基于分数混频器的软件无线电接收机，以实现软件无线电。
为更加清楚的表示，下面结合附图对本发明做详细的说明。
实施例一
本发明实施例提供一种软件无线电接收机，请结合参考图1和图2。
请参考图1，所述无线电接收机包括：
宽带低噪声放大单元30，用于接入输入信号以对输入信号进行放大，形成放大信号；
分数混频器10，用于将放大信号进行频率变换，形成混频信号；
模数转换器50，用于将混频信号转化为数字信号；
DSP及软件解调单元70，用于对数字信号进行处理及实现信号解调；
时钟单元60，用于为移位寄存器20提供时钟，并用于为模数转换器50和DSP及软件解调单元70提供时钟。
如图1，所述无线电接收机还可以包括移位寄存器20，移位寄存器20用于为分数混频器10提供采样控制信号。需要说明的是，其它实施例中，也可以采用其它器件或方法为分数混频器10提供采样控制信号，本发明对此不作限定。
宽带低噪声放大单元30中，通常包括射频低噪声放大器，而为了实现软件无线电，射频低噪声放大器通常需要能够处理DC到2480MHz的输入信号(参考说明书后续内容)，这是成为实现软件无线电的一个难点，为宽带低噪声放大单元30提出了较高要求。
为此，本发明提出一种基于高增益反馈的实现方式，来实现宽带低噪声放大单元30，可以同时满足宽带宽输入匹配，宽带高增益和低噪声，高线性度等设计指标。图2是一种高增益反馈低噪放的宽带低噪声放大单元30。
请参考图2，宽带低噪声放大单元30包括：信号低噪声放大器31、反馈放大器32和反馈电阻33。其中，反馈放大器32的输入端连接信号低噪声放大器31的输出端，反馈放大器32输出端连接在反馈电阻33的一端，反馈电阻33的另一端连接信号低噪声放大器31的输入端，构成环路。
宽带低噪声放大单元30所具有的高增益是指增益范围为大于35dB的环路增益。并且，宽带低噪声放大单元30中，反馈放大器32输出信号的极性与输入信号的极性相同，具体本实施例是以反馈放大器32的内部两级级联放大器来实现的。需要说明的是，其它实施例中，也可以采用更多级的放大器来实现，例如三级放大器、四级放大器或者五级放大器等，通过相应的电路设计，保证反馈放大器输出信号的极性与输入信号的极性相同。
如图2所示，本实施例中示出了反馈放大器32类似于图2所示的另一种具体电路结构。反馈放大器32包括一级级联放大器(未标注)和二级级联放大器(未标注)。其中，两级级联放大器的设置，能够使反馈放大器32保持高增益和线性，从而减少对整个宽带低噪声放大单元30中信号低噪声放大器31线性的影响。反馈放大器32的设计基本不需要考虑优化噪声和匹配，而只需要考虑实现高线性，而单纯的实现高线性是可行的，例如图2所示的两级级联放大器结构。
一级级联放大器为共源共栅结构，它包括两个串叠连接的NMOS晶体管321和NMOS晶体管322，如图2中所示。二级级联放大器也为共源共栅结构，它包括两个串叠连接的NMOS晶体管324和NMOS晶体管325，如图2中所示。
需要说明的是，本实施例中，一级级联放大器和二级级联放大器中的晶体管均采用NMOS晶体管来实现，这种电路结构能够使放大器的增益更高。但是，其它实施例中，可以采用其它的MOS晶体管来实现。另外，也可以考虑用三极管来实现一级级联放大器和二级级联放大器，此时的级联放大器采用的变换为共射共基结构的放大器。
本实施例中，一级级联放大器和所述二级级联放大器之间通过电容35耦合，电容35能够起到隔直流的作用。其它实施例中，反馈放大器的一级级联放大器和所述二级级联放大器之间也可以直接连接。
本实施例中，仅有二级级联放大器的共源端与地之间连接有第二电阻327。第二电阻327起到电阻源退化的作用。这种仅在二级级联放大器设置第二电阻327的结构，综合了简化电路和提高线性度的优点。其它实施例中，也可以是所述一级级联放大器的共源端与地之间连接有第一电阻；或者，所述一级级联放大器的共源端与地之间连接有第一电阻，并且所述二级级联放大器的共源端与地之间连接有第二电阻。
本实施例中，一级级联放大器包括第一负载，第一负载为宽带阻性器件，并且，具体为电阻323。第一负载选择为宽带阻性器件，其原因正如前面所述，是为了同时实现宽带匹配和低噪声的宽带低噪声放大单元30的目的。除了使用电阻，其它实施例中，宽带阻性器件的第一负载也可以是工作在饱和区的MOS管。
同样的，本实施例中，二级级联放大器包括第二负载，第二负载也为宽带阻性器件，并且，具体为电阻326。第二负载选择为宽带阻性器件，其原因也如前面所述，是为了同时实现宽带匹配和低噪声的宽带低噪声放大单元30的目的。除了使用电阻，其它实施例中，宽带阻性器件的第二负载同样也可以是工作在饱和区的MOS管。
本实施例中，信号低噪声放大器31的输出端(Out)用于连接至相应的混频器(未示出)，并且，本实施例在信号低噪声放大器31与相应的混频器之间设置电容36，以进一步实现隔直流的作用。
如图2，本实施例中，信号低噪声放大器31也为级联放大器。相应的级联放大器包括NMOS晶体管311和NMOS晶体管312，NMOS晶体管311和NMOS晶体管312的结构同样为共源共栅结构。
如图2，本实施例中，信号低噪声放大器31的负载同样采用宽带阻性器件，并且，具体为电阻313。负载选择为宽带阻性器件，其原因正如前面所述，是为了同时实现宽带匹配和低噪声的宽带低噪声放大单元30的目的。并且，正是由于信号低噪声放大器31的负载不再使用经典的电感，导致了需要宽带低噪声放大单元30进行改进设计。
本实施例中，反馈放大器32与反馈电阻33之间还具有反馈电容34，反馈电容34具有隔直流作用。
本实施例中，由于采用了图2所示的具体反馈放大器32结构，相应的宽带低噪声放大单元30输入匹配性能更加可靠，并且，同时保证了整个系统的低噪声系数。
本实施例中，反馈放大器32和信号低噪声放大器31均采用了共源共栅结构的放大器结构，能够使两者协调和耦合作用更好，可以更加轻松地在不考虑输入匹配的情况下，完成噪声优化和增益实现，亦即使得相应的宽带低噪声放大单元30电路设计更加方便。
时钟单元60包括晶振61、射频锁相环62和数字锁相环63。时钟的实现是软件无线电的一个难点。传统的混频器(非分数混频器)是把输入信号和本振信号混频，将输入信号的频率移到中频。然而，在实现软件电时，需要允许输入信号的范围是DC到2.48GHz。而如果输入信号的范围是DC到2.48GHz，软件无线电的本振信号也要覆盖这个范围。这对时钟单元60锁相环的设计提出了很高的挑战。这么大的频率范围的覆盖，往往要两到三个锁相环才能实现。这样，会浪费相应芯片的面积和功耗。而且锁相环之间的切换时间长，不一定能满足系统要求。然而，采用本实施例的分数混频器10后，射频锁相环62只需要一个单频点的输出，比如实施例子中的5120MHz。这样的锁相环容易做到功耗低，面积小，相位噪声好。除了射频锁相环62以外，采用数字锁相环63给数字电路和模数转换器50提供数字时钟。射频锁相环62和数字锁相环63可以共用一个晶振61产生参考时钟。
由于数字和射频锁相环的输出频率一般不一定相同，存在着数字时钟干扰射频电路的问题。其它实施例中，射频锁相环和数字锁相环也可以采用两个晶振(即两者各自采用一个晶振)。
请返回参考图1，本实施例的分数混频器10包括：
采样模块11，其包括多个采样单元(未标注，如图1中采样模块11所包括带叉圆圈所示)，其中每个采样单元被配置为接收放大信号和采样控制信号，并生成采样信号；
多个加权模块13，其耦接到采样模块11，每个加权模块13被配置为接收采样模块11生成的多个采样信号，并且以一组加权增益对所接收的采样信号进行对应的加权处理以得到一组加权信号；加权模块13可以相应包括加权单元(未标注，如如图1中加权模块13可以采用电阻来实现加权增益所示)；
一个求和模块14(其它实施例中可以是多个求和模块)，求和模块14被配置为接收多个加权模块13中的一个加权模块13输出的一组加权信号，并且对该组加权信号进行求和，从而输出一个混频信号；
多个加权模块13对应的多组加权增益具有不同的加权增益，以使得对应的多个混频信号相比于放大信号具有不同的频率搬移量。
由于系数不同，电阻值不同，产生的负载也不同，所以在加权模块13输入和采样模块11输出之间，设置有一个缓冲模块12。缓冲模块12的作用是使加权模块13和采样模块11之间的相互干扰尽量小。
加权模块13接收待混频信号Sin，以多个加权增益对待混频信号Sin进行加权，从而用于实现分数混频的系数，不同系数的集合，对应不同的混频频率，此时即生成多个加权信号和/或其反相信号。
一般情况下，采样模块11输出的采样信号为非连续信号，其包含了一定的高频分量。采样信号在经过加权模块13加权处理后以及经过求和模块14求和后，其仍然可能是非连续信号。这意味着，对于某个时刻，如果该时刻位于某个采样单元的采样区间(也即具有采样使能波形的控制区间)内，则求和信号在该时刻的值等于期望的混频信号的值；否则，求和信号的值为0。因此，求和信号中包含了期望的混频信号Sout，此外，求和信号中还包含该混频信号Sout的高次谐波。
对于采样模块11和移位寄存器20，在一些实施例中，移位寄存器20产生的一个采样控制信号可能在N个控制区间中的一个控制区间具有采样使能波形，该采样使能波形例如为矩形脉冲、锯齿脉冲、阶梯脉冲或其他适合的使能波形，其能够控制对应的采样单元在该控制区间的全部或部分时间段对待混频信号Sin进行采样，并且输出相应的采样值。在一些实施例中，一个采样使能波形可以包括多个时间上不连续的多个使能脉冲。
优选地，可以提供N个采样控制信号，其中每个采样控制信号在每个控制周期均包含一个采样使能波形，该采样使能波形占据一个控制区间的全部或部分时间长度，并且不同采样控制信号的采样使能波形不相互重叠，从而控制不同的采样单元分别在不同的控制区间对待混频信号Sin进行采样。在一些实施例中，一个采样控制信号也可以在N个控制区间中的多个控制区间具有多个采样使能波形，从而控制对应的采样单元在多个控制区间对待混频信号Sin进行采样。
本实施例在软件无线电的分数混频器10的加权模块13中，除了使用电阻来实现加权模块，也可以用开关电容等其它技术来实现。
如前所述，加权模块110可以包括多个加权单元，其中每个加权单元可以以一加权增益对待混频信号Sin进行加权处理。不同的加权单元可以具有不同的加权增益。可选地，不同的加权单元也可以具有相同的加权增益。
在实际应用中，加权单元还可以是放大器，例如跨导放大器、跨阻放大器等，其可以以预定放大增益对输入到分数混频器10的待混频信号Sin进行放大，从而实现待混频信号的加权处理。
在一些实施例中，加权模块13可以输出加权信号；在另一些实施例中，加权模块13也可以在加权处理的同时或之后，对信号进行反相，从而输出加权信号的反相信号，或者同时输出加权信号及其反相信号。
如图1，每个求和模块14包括跨导放大器(TIA)，跨导放大器被配置为使得其所接收的一组加权信号在其输入端被求和，并且输出电压形式的混频信号。
在一些实施例中，求和模块14可以包括多个输入路径，其中每个输入路径接收一个加权信号。这些输入路径接收的加权信号被汇集到跨导放大器的输入端，从而使得多个加权信号在其输入端被求和。这样，跨导放大器可以对求和信号进行放大和格式转换，具体地，将信号由电流形式转换为电压形式，从而在跨导放大器的输出端输出电压形式的混频信号Sout。可以理解，在一些其他实施例中，根据被求和的加权信号的不同，求和模块14也可以采用其他类型的放大器或信号缓冲器，例如跨导放大器。
分数混频器10和模数转换器50之间具有滤波器40(LPF)，滤波器40被配置为滤除分数混频器10输出的混频信号的频率范围之外的信号。
由图1可以看到，分数混频器的输入信号为Sin，其即可以为差分信号；也可以是单端信号，然后，在采样模块11中转换为差分信号。
求和信号通常为模拟信号，为了在数字域对混频信号Sout进行处理，需要对模拟形式的混频信号Sout进行模数转换，以得到对应的数字信号。从模拟信号到数字信号的信号格式转换可以由模数转换器50执行，因此本实施例中，模数转换器50被耦接在求和模块14的后级。由于器件特性的限制，模数转换器50对其输入信号的动态范围有一定的要求。过大的输入信号幅度会导致模数转换器50发生饱和并导致其输出的数字信号失真，而过小的输入信号幅度则会使输出的数字信号有效比特不够，信噪比低。因此，可以通过设置可变增益放大器(VGA)来对输入到模数转换器50的混频信号Sout的幅度进行调节，从而使得输入到模数转换器50的信号幅度维持在合适的范围内。
DSP及软件解调单元70耦接到模数转换器50后级，用于对模数转换器50输出的数字信号进行处理，DSP及软件解调单元70可以包括FPGA、ASIC、通用处理器或者上述几种器件的组合，同时包括相应的软件解调程序。
对于非连续的求和信号，如果通过选择模数转换器的采样率和采样时刻，使得模数转换器的采样时刻位于采样控制信号的采样区间内，则所得到的数字信号为混频信号Sout对应的数字信号。
在一些例子中，求和模块14还可以包括滤波器，其用于对求和信号进行滤波，以滤除混频信号Sout的频率范围之外的信号，例如其高次谐波。通过选择滤波器的通带包含期望的混频信号的带宽，并且使期望的混频信号带宽之外的信号得到足够的衰减，则求和信号经过该滤波器后，可以滤出期望的混频信号，并抑制带外信号。经过滤波后的信号为连续信号，这时，模数转换器50的采样时刻可以根据需要任意选取，只要满足采样定理即可。这可以避免要求模数转换器50采样时刻与采样控制信号的采样区间同步。
加权模块13中分数混频器10的系数有正值，也有负值，正负号可以通过把输入差分信号交换实现。加权模块13的输出在求和模块14中相加，正交系数和同相系数分别产生正交(qudrature)通道和同相(in-phase)通道信号，对应为Sq_out和Si_out。
在一些实施例中，加权模块13的多个加权增益选自加权系数集合或其子集，其中，加权系数集合是对函数和/或(A sin 2πm·12N+θ+B进行量化后的参数集合，其中i＝,1,2,...,(2N-1)，A、B和θ均为预定实数，其具体值可以根据量化处理的不同来相应地进行选取和确定。
相应地，加权之后最终临到的混频信号Sout与待混频信号Sin的关系可以用表达式(1)表示：
其中，Sin(t)为待混频信号，Sout(t)为混频信号，ki为加权系数，p(t)表示脉冲函数，i＝0,1,2,...,(2N-1)。脉冲函数p(t)在时间区间[0,Tp)内为非0值，在其他时间区间等于0。其中，TVCO为压控振荡器VCO的周期(压控振荡器如时钟单元60中的晶振，因此，TVCO也可以认为是晶振的周期),Tp表示p(t)的脉冲宽度，且0<Tp≤TVCO。p(t)与被接收的周期性切换控制信号Sctrl的使能脉冲对应。其中，j是整数，其表示周期性切换控制信号以2N*TVCO的周期重复。在一个完整周期2N*TVCO期间，加权信号的总和实质上构成了对待混频信号频率搬移信号的模拟或近似。
在2N个周期性切换控制信号具有不相互重叠且宽度相同的使能脉冲的情况下，混频信号在每个使能脉冲期间的采样值与对应加权信号的值相同。
因而可以用表达式和/或/>来计算确定对应的加权增益。
可以理解，当不同周期性切换控制信号的使能脉冲宽度不同时，这意味着对不同加权信号的采样时间不同。在此情况下，可以根据不同使能脉冲的具体宽度以及和/或/>来共同计算确定对应的加权增益。
在下文中，均以2N个周期性切换控制信号具有不相互重叠且宽度相同的使能脉冲的情况进行说明，但是这不作为对本发明的限制。本领域技术人员可以根据实际应用的需要来对加权增益、使能脉冲进行调整和确定。
在一些例子中，多个加权系数ki可以由表达式(2)表示：
其中，m为预设正整数，θ为初始相位，其取值范围为0到2π之间，可以根据需要选取；A为信号幅度，用于得到合理精度的加权系数；B为直流调整参数。在采用单平衡电路实现分数混频器10时，通过适当地选择B的值，可以将多个加权系数ki调整为非负值；而在采用双平衡电路实现分数混频器10时，通常将参数B设为0。当然，分数混频器10也可能是双平衡混频器。
相比于待混频信号Sin，混频信号Sout为待混频信号Sin频率搬移预定频率m/(2N*TVCO)的结果，其中0<m<N。其中，N和m可以根据实际需要的分数倍数频率来进行设置。例如，当需要将混频信号Sout与待混频信号Sin的频率差设置为5/(8TVCO)时，N被设置为4，而m则被设置为5。
当分数混频器10被用于上混频时，分数混频器10的输入信号通常为低频信号，因此其所输出的混频信号Sout的频率大体上等于分数混频器10的搬移频率fVCO*m/2N。仍以N＝4，m＝5为例，此时混频信号Sout的频率等于fVCO*5/8。因此，混频信号的高频谐波与VCO信号不会发生重叠，也即基本上不会发生VCO牵引，这大大提高了分数混频器10输出信号的质量。类似地，当分数混频器10被用于下混频时，同样可以避免VCO(压控振荡器)牵引现象的出现。
求和模块14得到的求和信号Ssum与待混频信号Sin的关系可以用表达式(3)表示：
其中，Ssum(t)为求和信号；βn为混频变换系数，其表示在第n个控制区间Tn内，求和信号Ssum(t)与待混频信号Sin(t)的幅度的比值；p(t)表示采样使能波形函数，其与采样使能波形相对应，并且每个控制区间上的采样使能波形相同。在一些实施例中，采样使能波形可以是使能脉冲，相应地，采样波形函数p(t)可以是脉冲函数，其在时间区间[0,Tp)内为非0值，而在其他时间区间等于0。其中，Tp表示p(t)的脉冲宽度，且0<Tp≤TVCO。求和信号Ssum实质上包含了待混频信号Sin搬移频率fVCO*m/N后的信号。
在一些例子中，多个混频变换系数βn可以由表达式(4)表示：
同样的，m为预设实数，θ为初始相位，其取值范围为0到2π之间，可以根据需要选取；A为幅度参数，用于得到合理精度的混频变换系数，A可以为正数，也可以为负数；B为直流调整参数，通常将参数B设为0。
相比于待混频信号Sin，混频信号Sout为待混频信号Sin频率搬移预定频率m/(N*TVCO)的结果，其中0<m<N/2。其中，N和m可以根据实际需要的分数倍数频率来进行设置。例如，当需要将混频信号Sout与待混频信号Sin的频率差设置为5/(16TVCO)时，N被设置为16，而m则被设置为5。
在一些例子中，求和模块包括跨导放大器，该跨导放大器被配置为使得多个加权单元输出的多个加权信号在其输入端被求和，并且输出电压形式的混频信号。
跨导放大器的输入端为求和耦接点，其将各个加权单元的输出端耦接在一起，以对加权模块输出的多个加权信号进行求和，从而得到求和信号Ssum。其中，该求和信号Ssum中包含了期望的混频信号Sout。
对于差分形式的信号，将各个加权单元的输出端耦接在一起是指将各加权单元的同相分量输出端和反相信号输出端分别耦接在一起。
当分数混频器10被用于下混频时，分数混频器10输入的待混频信号的频率大体上等于fVCO*m/N或者等于fVCO*m/N加上一个较小的频率，经过分数混频器10处理后，分数混频器10输出的混频信号Sout相应地为基带信号或低中频信号。由于待混频信号的频率fVCO*m/N与VCO(压迫振荡电路)频率可以不是倍频关系，因此，可以使得VCO频率的选择更加灵活。可以理解，分数混频器10也可以被用于上混频，在此不再赘述。
对于应用在软件无线电中的分数混频器10，进一步举例说明DC到2.48GHz的宽带信号，是如何实现的。
表1至表3举例分数混频器中的系数的一种实施方法，一共15组系数，每组系数对应一个混频的频道(加上DC共有16个频道)。每组系数中含正交和同相各32个系数，具体如下表1至表3所示：
/>
表1.频道1至5对应系数
/>
/>
表2.频道6至10对应系数
/>
表3.频道11至15对应系数
出于阐述发明的目的，我们把每个频道的带宽设为160MHz，相应的模数转换器的带宽为80MHz(在实际的应用中，带宽可以任意设定)。在上述举例的分数混频器10中，需要混频的频道为15个(DC到80MHz的输入信号不需要混频标记为频道0)。在软件无线电接收机中，可以接收到的总频道数N为16。对应表1至3中的频道，可以计算出软件无线电接收机的接收频率范围，如下表4所示：
/>
表4.频道0至15对应频道中心频率
表4显示，对于此软件无线电接收机，最高的接收频率为2480MHz，最低的接收频率为直流(DC，直流，零频率)。此软件无线电接收机一共能够接收16个频道，基准频率为160MHz。根据采样理论，最低的采样频率需要16*2*160＝5120MHz。对应每个频道，有32对正交和同相系数，需要从5120MHz的采样信号中产生至少32个相位。相位的产生即可以采用移位寄存器20实现。
从以上例子可以看出，采用分数混频器10后，可以实现DC到2480MH的输入。在这么宽的频段中，包含了短波广播、调频广播、电视、手机通信、WiFi、蓝牙和GPS等等多个通信系统，为软件无线电接收机的实现提供了硬件基础。而分数分频器10仅仅需要外部提供一个单频点的5120MHz时钟。如果要实现更高的带宽，可以增加频道的数目，比如到64个频道；或者增加频道的带宽，比如到200MHz。如果要减小输入的带宽，反之亦然。在具体的实现中也可以接收部分频道，比如从880MHz(频道6)到2160MHz(频道14)，或者某几个频道。
由上述可知，本实施例通过：宽带低噪声放大单元30、分数混频器20、模数转换器50、滤波器40、DSP及软件解调单元70、移位寄存器20和时钟单元60，构架了一种软件无线电接收机，从而为软件无线电技术的具体运用，提供了硬件基础。
实施例二
本发明实施例提供另一种软件无线电接收机，请结合参考图3和图4。
请参考图3，所述无线电接收机包括：
宽带低噪声放大单元30，用于接入输入信号以对输入信号进行放大，形成放大信号；
分数混频器10，用于将放大信号进行频率变换，形成混频信号；
模数转换器50，用于将混频信号转化为数字信号；
DSP及软件解调单元70，用于对数字信号进行处理及实现信号解调；
移位寄存器20，用于为分数混频器10提供采样控制信号；
时钟单元60，用于为移位寄存器20提供时钟，并用于为模数转换器50和DSP及软件解调单元70提供时钟。
时钟单元60包括电感-电容数字控制振荡器65、振荡器控制电路64(数字控制振荡器控制电路)、第一分频器66和第二分频器67。
如前所述，时钟的实现是软件无线电的一个难点。图3给出的软件无线电接收机中，射频本振信号的实现是采用电感-电容数字控制振荡器65，其精准的频率可以通过一种或者多种校准方式的组合实现，比如出厂校准，与晶振时钟实时校准，温度补偿校准，通信系统自动频率校准等。可见，图3显示，本实施例给出了一种无晶体实现方式。
电感-电容数字控制振荡器65通过多种校准得到准确时钟，并提供参考时钟。相应芯片上没有晶振电路，不接片外晶体。以5120MHz为例来阐述。振荡器的振荡频率可以为5120MHz，或者5120MHz的倍数，如10240MHz(两倍)，7680MHz(3/2倍)。分数混频器10需要的本振时钟为5120MHz，可以将振荡器的时钟通过分频器(第一分频器66和第二分频器67)得到(如果振荡器也可以工作在5120MHz就不需要分频器)。5120MHz本振时钟通过移位寄存器20产生多相位本振，为分数混频器10提供所需的至少32个相位。5120MHz的采样本振易于分数混频器10的相位实现，可以和相位本振同时提供给分数混频器10。电感-电容数字控制振荡器65也为数字电路(DSP及软件解调单元70)和模数转换器50提供参考时钟。
由于电感-电容数字控制振荡器65的频率很高(如9.216GHz)，输出较高的振荡频率，其基本上是在芯片通电后就会启动。
电感-电容数字控制振荡器65输出的频率很高，所以，通过不同的分频比就可以产生各种频率的时钟输出。即通过不同的分频器，可以得到多路不同频率的时钟，比如图3中的20MHz、53.33MHz、80MHz、106.67MHz到320MHz的五个数字时钟，满足数字电路和模数转换器50的需求(例如根据所需要解调的射频输入频率，产生相应压控振荡器的振荡频率)。数字时钟和本振时钟是同源的，都来自于5120MHz，这样它们的谐波会有重叠，大大减少数字谐波对射频的干扰，提高接收机的性能。(振荡器控制电路64中包含的)数字控制振荡器可以由一个控制电路来控制，控制电路接收数字信号处理中关于频率的信息，调整振荡器的频率。
本实施例这种无晶体时钟产生系统，无需片外晶体集成片外晶体，降低物料成本；提高芯片集成度；锁相环不用支持多个晶体频点；芯片不再受晶体品质的影响；避免了来自晶体振动的谐波；去除了为数字电路提供时钟的锁相环，数字时钟由开环方式实现；解决了高频基准时钟的产生问题；更高的集成度以减少片外干扰，例如，来自PCB的干扰。对于终端客户来讲，减少一个重要的元件，降低缺货风险，同时降低了生产成本和生成周期，提高了成品率。
请结合参考图3和图4，特别是图4，本实施例中分数混频器10包括：
采样模块11，其包括多个采样单元(未标注，如图3中采样模块11所包括带叉圆圈所示)，其中每个采样单元被配置为接收放大信号和采样控制信号，并生成采样信号；
多个加权模块13，其耦接到采样模块11，每个加权模块13被配置为接收采样模块11生成的多个采样信号，并且以一组加权增益对所接收的采样信号进行对应的加权处理以得到一组加权信号；加权模块13可以相应包括加权单元(未标注，如如图3中加权模块13可以采用电阻来实现加权增益所示)；
一个求和模块14(其它实施例中可以是多个求和模块)，求和模块14被配置为接收多个加权模块13中的一个加权模块13输出的一组加权信号，并且对该组加权信号进行求和，从而输出一个混频信号；
多个加权模块13对应的多组加权增益具有不同的加权增益，以使得对应的多个混频信号相比于放大信号具有不同的频率搬移量。
由于系数不同，电阻值不同，产生的负载也不同，所以在加权模块13输入和采样模块11输出之间，设置有一个缓冲模块12。缓冲模块12的作用是使加权模块13和采样模块11之间的相互干扰尽量小，也可以采用其它技术在加权模块和采样模块之间实现屏蔽，因此，缓冲模块不是必须的。
本实施例中，求和模块14包括多个求和单元(未标注)，图4中显示，每个求和单元包括正交加权单元和同相加权单元。同时，图4显示，分数混频器10也可以包括多对求和模块，其数量少于或等于加权模块13内加权单元的数量。其中，每个加权单元包括一个同相加权单元和一个正交加权单元。
请参考图4，分数混频器10还包括选择模块16，选择模块16被配置为从多个加权模块13中选择一个或多个加权模块13，以将所选择的一个或多个加权模块13输出的一组或多组加权信号提供给一个或多个求和模块14。具体的，本实施例中，求和模块为两个，分数混频器还包括选择模块16，选择模块16被配置为选择将多个加权模块13输出的多组加权信号中的一组加权信号提供给求和模块14。
即选择模块16的设置原因为：为了选择性地连接不同的加权单元和求和单元，在分数混频器10设置选择模块16；选择模块16被配置为选择将多个加权模块13输出的至少一组加权信号提供给求和模块14。在图2中，选择模块16可以选择将多个加权模块13中的一个加权单元连接到一个求和模块14的相应求和单元。可以理解，当具有多个求和单元时，选择模块16可以选择将多个加权模块13中对应数量的加权单元连接到多个求和单元，其中每个求和单元接收一个加权单元输出的一组加权信号。
其它实施例中，当求和模块仅包括一个求和单元时，选择模块可以耦接在缓冲模块与加权模块之间。选择模块也可以耦接在求和模块内部的求和耦接点与求和模块的输出端之间。选择模块还可以耦接在加权模块与求和模块之间，使求和模块接收被选择的加权模块输出的多个加权信号。
其它实施例中，当包括多个求和单元时，选择模块可以耦接在求和模块内部的求和耦接点(求和耦接点131i如图4所示)与求和模块的输出端之间；或者，耦接在加权模块与求和模块之间，使每个求和模块接收被选择的其中一个加权模块输出的多个加权信号。
其它实施例中，选择模块可以接收频率选择信号，并且根据该频率选择信号的指示来控制加权单元和求和单元之间的连接。
如图4，加权模块13中，分数混频器10的系数有正值，也有负值。正负值用正负号体现。正负值可以通过把输入差分信号交换实现。加权模块13的输出在求和模块14中相加，正交系数和同相系数分别产生正交(qudrature)通道和同相(in-phase)通道信号，对应为Sq_out和Si_out。
综合上述可知，如图4，本实施例中，采样模块11输出进入缓冲模块12，在缓冲模块12输出给选择模块16。多路的开关(包括m＝0至m＝K-1的K路开关)组成了选择模块16。选择模块16把采样后的信号传递到一个或者多个加权单元(也即传输给加权模块13)。一个加权模块13的输出，进入一对同相和正交(IQ)求和模块14。如果只有一对同相和正交(IQ)求和单元，那么只有一个加权单元工作；如果有多对同相和正交(IQ)求和单元，那么同时有多个加权单元工作。因为一个加权单元对应一个射频接收频道,所以多对的求和单元和多个加权单元同时工作，意味着能够同时接收多个射频接收频道的信号。每个加权单元包含一组正交系数和一组同相系数，对应为正交加权单元和同相加权单元，输出相应的正交通道信号和同相通道信号。一对求和单元的同相输出和正交输出，进入对应的同相通道和正交通道的滤波器15，在不需要滤波的情况下，可以直接进入模数转换器50(结合参考图3)。
本实施例提供的分数混频器10，出于对高集成度，低成本的要求，系统可以采用CMOS工艺实现，采用零中频或者低中频架构。
本实施例的软件无线电接收机以一个CMOS零中频接收机为例，进一步阐述图4中的分数混频器10的电路实现。CMOS器件本身就是天然的开关，所以采样电路(采样单元)最常见的实现方式是，使用切换单元。如图4，控制信号Sctrl<0>,Sctrl<1>,……,Sctrl<N-1>(由图3中移位寄存器20提供)作用在MOS晶体管的栅极，对输入在漏极的信号采样，源级输出。
缓冲单元可以用跨阻放大器(TIA)隔离差分输入和输出信号，或者共漏级放大器(也可以称为源级跟随器)缓冲单端或者差分信号。加权单元中每个采样信号的系数可以通过电阻来实现，不同的电阻值代表了不同的系数。
选择单元为缓冲后的采样信号分配不同的电阻。选择单元中的开关也可以用MOS晶体管实现。MOS管在导通的时候为阻性，其阻值做为加权单元中的电阻值的一部分。最后经过加权后的采样信号求和。
求和单元一般会用跨阻放大器(TIA)来实现，在实现求和的同时，对高频信号滤波，起到低通滤波器的功能。在CMOS零中频或者低中频接收机中，分数混频器10后一般会接滤波器15(低通滤波器)，如图4中的。此外，求和单元中的跨阻放大器(TIA)也可以成为接收机中低通滤波器功能的一部分。
由图3和图4可以看到，分数混频器10的输入信号为Sin，其即可以为差分信号；也可以是单端信号，然后，在采样模块11中转换为差分信号。图4显示，Sin经过采样模块后，产生至少N个采样后的信号：Sif<N-1:0>，都以差分形式输出。每个采样后的信号Sif<0>,Sif<1>,……,Sif<N-1>对应两个分数混频器10的系数：一个为正交系数，一个为同相系数。
DSP及软件解调单元70耦接到模数转换器50后级，用于对模数转换器50输出的数字信号进行处理，DSP及软件解调单元70可以包括FPGA、ASIC、通用处理器或者上述几种器件的组合，同时包括相应的软件解调程序。
对于非连续的求和信号，如果通过选择模数转换器的采样率和采样时刻，使得模数转换器的采样时刻位于采样控制信号的采样区间内，则所得到的数字信号为混频信号Sout对应的数字信号。
本实施例所采用的相应分数混频的混频系数，依然以实施例一中的表1至表3相应系数为例。
因此，可以返回参考实施例一中的表1至表3，也就是说，图3和图4所示软件无线电接收机中，射频输入的信号频率范围也是从DC to 2480MHz。
因上述可知，本实施例最终的频道可以参考实施例一中的表4。因此，如表4所示，频道0的信号DC到80MHz不经过分数混频器10直接进入滤波器15。滤波器15的输入口连接在求和模块14中跨阻放大器(TIA)的输出(其它实施例中，滤波器15的输入口连接在求和模块14中也可能在跨阻放大器输入)。滤波器15一般为DC到80MHz的低通滤波器，也可以为其他类型的滤波器。模数转换器50可以设计为DC到80MHz的低通模数转换器，也可以设计为其他类型的模数转换器。
表4中，80MHz到2480MHz的信号则经过宽带低噪放后，输入给分数分频器10。分数分频器通过切换电阻，实现在频道1至频道15之间的切换，接收不同频率的输入信号，再经过滤波器，模数转换器到数字信号处理。
图3中仅仅用一个滤波器15和一个模数转换器50表示这是整个接收信号通道，一般需要正交和同相两个差分通道(可以结合参考图4)。在其它具体的实施中，也可以是多个接收信号通道同时接收多个频道的信号。在这种情况下，就需要多个分数混频器中的求和模块，多个滤波器和多个模数转换器。模数转换器的输出即为数字信号，给下一级数字电路做信号处理，一般要解调和解码，这些在DSP及软件解调单元70中实现。在软件无线电的DSP及软件解调单元70中，数字信号处理需要采用软件解调解码的方式。数字实现采用通用的DSP或CPU等结构，通过装载不同的软件，实现不同通信系统的解调解码。
从以上例子可以看出，采用分数混频器10后，可以实现DC到2480MH的输入。在这么宽的频段中，包含了短波广播、调频广播、电视、手机通信、WiFi、蓝牙和GPS等等多个通信系统，为软件无线电接收机的实现提供了硬件基础。而分数分频器10仅仅需要外部提供一个单频点的5120MHz时钟。如果要实现更高的带宽，可以增加频道的数目，比如到64个频道；或者增加频道的带宽，比如到200MHz。如果要减小输入的带宽，反之亦然。在具体的实现中也可以接收部分频道，比如从880MHz(频道6)到2160MHz(频道14)，或者某几个频道。
虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。
Claims (9)
1.一种软件无线电接收机，其特征在于，包括：
宽带低噪声放大单元，用于接入输入信号以对所述输入信号进行放大，形成放大信号；
分数混频器，用于将所述放大信号进行频率变换，形成混频信号；
模数转换器，用于将所述混频信号转化为数字信号；
DSP及软件解调单元，用于对所述数字信号进行处理及实现信号解调；
移位寄存器，用于为所述分数混频器提供采样控制信号；
时钟单元，用于为所述移位寄存器提供时钟，并用于为所述模数转换器和所述DSP及软件解调单元提供时钟；
其中，所述分数混频器包括：
采样模块，其包括多个采样单元，其中每个采样单元被配置为接收所述放大信号和所述采样控制信号，并生成采样信号；
多个加权模块，其耦接到所述采样模块，每个所述加权模块被配置为接收所述采样模块生成的多个采样信号，并且以一组加权增益对所接收的采样信号进行对应的加权处理以得到一组加权信号；
一个或多个求和模块，所述求和模块被配置为接收所述多个加权模块中的一个加权模块输出的一组加权信号，并且对该组加权信号进行求和，从而输出一个混频信号；
所述多个加权模块对应的多组加权增益具有不同的加权增益，以使得对应的多个混频信号相比于所述放大信号具有不同的频率搬移量。
2.如权利要求1所述的软件无线电接收机，其特征在于，所述宽带低噪声放大单元包括：
信号低噪声放大器；反馈放大器，所述反馈放大器的输入端连接所述信号低噪声放大器的输出端，所述反馈放大器的输出端连接在反馈电阻的一端，所述反馈电阻的另一端连接所述信号低噪声放大器的输入端，构成环路。
3.如权利要求2所述的软件无线电接收机，其特征在于，所述信号低噪声放大器为级联放大器，所述信号低噪声放大器的输入为单端输入；所述反馈放大器包括一级级联放大器和二级级联放大器；所述反馈放大器输出信号的极性与输入信号的极性相同；所述一级级联放大器包括第一负载，所述第一负载为宽带阻性器件；所述二级级联放大器包括第二负载，所述第二负载为宽带阻性器件。
4.如权利要求3所述的软件无线电接收机，其特征在于，所述一级级联放大器的共源端与地之间连接有第一电阻；或者，所述二级级联放大器的共源端与地之间连接有第二电阻；或者，所述一级级联放大器的共源端与地之间连接有第一电阻，并且所述二级级联放大器的共源端与地之间连接有第二电阻。
5.如权利要求4所述的软件无线电接收机，其特征在于，所述反馈放大器与所述反馈电阻之间还具有反馈电容；所述一级级联放大器和所述二级级联放大器之间直接连接，或者所述一级级联放大器和所述二级级联放大器之间通过电容耦合。
6.如权利要求1所述的软件无线电接收机，其特征在于，所述时钟单元包括晶振、射频锁相环和数字锁相环；或者，所述时钟单元包括电感-电容数字控制振荡器、振荡器控制电路、第一分频器和第二分频器。
7.如权利要求1所述的软件无线电接收机，其特征在于，所述分数混频器还包括选择模块，所述选择模块被配置为从所述多个加权模块中选择一个或多个加权模块，以将所选择的一个或多个加权模块输出的一组或多组所述加权信号提供给所述一个或多个所述求和模块；
或者，所述求和模块为两个，所述混频器还包括选择模块，所述选择模块被配置为选择将所述多个加权模块输出的多组加权信号中的一组加权信号提供给所述求和模块。
8.如权利要求1所述的软件无线电接收机，其特征在于，所述一个或多个求和模块中的每个求和模块包括跨导放大器，所述跨导放大器被配置为使得其所接收的一组加权信号在其输入端被求和，并且输出电压形式的混频信号。
9.如权利要求1所述的软件无线电接收机，其特征在于，所述一个或多个求和模块中的每个求和模块包括滤波器，所述滤波器被配置为滤除该求和模块输出的所述混频信号的频率范围之外的信号；或者，所述分数混频器和所述模数转换器之间具有滤波器，所述滤波器被配置为滤除所述分数混频器输出的所述混频信号的频率范围之外的信号。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910709313.7A CN110460346B (zh) | 2019-08-01 | 2019-08-01 | 软件无线电接收机 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910709313.7A CN110460346B (zh) | 2019-08-01 | 2019-08-01 | 软件无线电接收机 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN110460346A CN110460346A (zh) | 2019-11-15 |
| CN110460346B true CN110460346B (zh) | 2024-04-02 |
Family
ID=68484518
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201910709313.7A Active CN110460346B (zh) | 2019-08-01 | 2019-08-01 | 软件无线电接收机 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN110460346B (zh) |
Citations (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999062194A1 (en) * | 1998-05-29 | 1999-12-02 | Motorola, Inc. | Multiple waveform software radio |
| JP2000236268A (ja) * | 1999-02-15 | 2000-08-29 | Toyo Commun Equip Co Ltd | ソフトウェア無線機 |
| GB2350755A (en) * | 1999-03-26 | 2000-12-06 | Nec Corp | Software portable telephone set |
| CN1349325A (zh) * | 2000-10-12 | 2002-05-15 | 深圳市中兴通讯股份有限公司 | 多载波软件无线电收发信机及其提高智能天线性能的方法 |
| JP2002152071A (ja) * | 2000-11-08 | 2002-05-24 | Toyo Commun Equip Co Ltd | ソフトウェア受信機 |
| CN1366783A (zh) * | 2000-02-15 | 2002-08-28 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 通信设备的软件重构 |
| JP2006060386A (ja) * | 2004-08-18 | 2006-03-02 | Rikogaku Shinkokai | Ｒｆフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機 |
| CN101657974A (zh) * | 2007-04-25 | 2010-02-24 | 马来西亚电信公司 | 用于软件无线电系统的前端收发机 |
| CN201571052U (zh) * | 2010-01-12 | 2010-09-01 | 陕西龙腾通讯科技有限责任公司 | 宽带无线电中频收发信机 |
| CN104283574A (zh) * | 2013-07-10 | 2015-01-14 | 清华大学 | 软件无线电接收机电路 |
| CN104506205A (zh) * | 2014-12-26 | 2015-04-08 | 重庆邮电大学 | 一种软件无线电接收机射频系统 |
| CN105242287A (zh) * | 2015-10-28 | 2016-01-13 | 福建星海通信科技有限公司 | 基于gpu和imu的卫星导航软件接收机及其导航方法 |
| CN106209147A (zh) * | 2015-05-07 | 2016-12-07 | 澜起科技（上海）有限公司 | 调谐器及信号调谐方法 |
| CN210075212U (zh) * | 2019-08-01 | 2020-02-14 | 智汇芯联(厦门)微电子有限公司 | 软件无线电接收机 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20180115328A1 (en) * | 2016-10-20 | 2018-04-26 | GM Global Technology Operations LLC | Method and apparatus for joint equalization and noise shaping in a software defined radio |
-
2019
- 2019-08-01 CN CN201910709313.7A patent/CN110460346B/zh active Active
Patent Citations (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999062194A1 (en) * | 1998-05-29 | 1999-12-02 | Motorola, Inc. | Multiple waveform software radio |
| JP2000236268A (ja) * | 1999-02-15 | 2000-08-29 | Toyo Commun Equip Co Ltd | ソフトウェア無線機 |
| GB2350755A (en) * | 1999-03-26 | 2000-12-06 | Nec Corp | Software portable telephone set |
| CN1366783A (zh) * | 2000-02-15 | 2002-08-28 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 通信设备的软件重构 |
| CN1349325A (zh) * | 2000-10-12 | 2002-05-15 | 深圳市中兴通讯股份有限公司 | 多载波软件无线电收发信机及其提高智能天线性能的方法 |
| JP2002152071A (ja) * | 2000-11-08 | 2002-05-24 | Toyo Commun Equip Co Ltd | ソフトウェア受信機 |
| JP2006060386A (ja) * | 2004-08-18 | 2006-03-02 | Rikogaku Shinkokai | Ｒｆフィルタ・バンクを用いたソフトウェア無線受信機 |
| CN101657974A (zh) * | 2007-04-25 | 2010-02-24 | 马来西亚电信公司 | 用于软件无线电系统的前端收发机 |
| CN201571052U (zh) * | 2010-01-12 | 2010-09-01 | 陕西龙腾通讯科技有限责任公司 | 宽带无线电中频收发信机 |
| CN104283574A (zh) * | 2013-07-10 | 2015-01-14 | 清华大学 | 软件无线电接收机电路 |
| CN104506205A (zh) * | 2014-12-26 | 2015-04-08 | 重庆邮电大学 | 一种软件无线电接收机射频系统 |
| CN106209147A (zh) * | 2015-05-07 | 2016-12-07 | 澜起科技（上海）有限公司 | 调谐器及信号调谐方法 |
| CN105242287A (zh) * | 2015-10-28 | 2016-01-13 | 福建星海通信科技有限公司 | 基于gpu和imu的卫星导航软件接收机及其导航方法 |
| CN210075212U (zh) * | 2019-08-01 | 2020-02-14 | 智汇芯联(厦门)微电子有限公司 | 软件无线电接收机 |
Non-Patent Citations (3)
| Title |
|---|
| "A 130nm Low power Software-Defined radio receiver";Pierre Bousseaud等;《Proceedings of APMC 2012》;20121231;全文 * |
| "应用于软件无线电接收机中的无源 下变频混频器";孟德超等;《固体电子学研究与进展》;20110430;全文 * |
| "无线电数字信号处理与软件无线电技术综述";桑亚楼等;《电子科技》;20120615;全文 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN110460346A (zh) | 2019-11-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US9191127B2 (en) | Signal filtering | |
| EP2248257B1 (en) | Improvements in or relating to radio receivers | |
| US6313688B1 (en) | Mixer structure and method of using same | |
| US20170366138A1 (en) | Re-configurable passive mixer for wireless receivers | |
| US8099070B2 (en) | Passive mixer and four phase clocking method and apparatus | |
| US8063806B2 (en) | Apparatus comprising frequency selective circuit and method | |
| US8212602B2 (en) | System and method for signal mixing based on high order harmonics | |
| US20100074303A1 (en) | Wireless Communication Apparatus | |
| US6876844B1 (en) | Cascading-synchronous mixer and method of operation | |
| US7755524B2 (en) | Method for performing a digital to analog conversion of a digital signal, and corresponding electronic device | |
| US7835706B2 (en) | Local oscillator (LO) port linearization for communication system with ratiometric transmit path architecture | |
| JP2001211098A (ja) | 移動体通信機 | |
| WO2012002026A1 (ja) | 周波数変換器およびそれを用いた受信機 | |
| CN210075212U (zh) | 软件无线电接收机 | |
| CN110460346B (zh) | 软件无线电接收机 | |
| JP2007525877A (ja) | 直接変換ｒｆフロントエンド送受信機及びその構成部品 | |
| US11722160B2 (en) | Radio frequency receiver for carrier aggregation | |
| US8588721B2 (en) | Dual mode receiver channel select filter | |
| CN115940974A (zh) | 一种宽带抗阻塞射频接收机 | |
| Wei et al. | A fully integrated reconfigurable low-power sub-GHz transceiver for 802.11 ah in 65nm CMOS | |
| KR20120077541A (ko) | 이산시간 수신기 | |
| US12028033B2 (en) | Filter circuitry using active inductor | |
| Breems et al. | A Full-Band Multi-Standard Global Analog & Digital Car Radio SoC with a Single Fixed-Frequency PLL | |
| US20160329865A1 (en) | Tuner and method for tuning signals | |
| US20230188118A1 (en) | A Filter Circuitry Using Active Inductor |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |