CN106160465B - 一种恒流励磁变换电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种恒流励磁变换电路，连接外部直流电V_i及外部负载，包括：功率开关管S、第一电感L₁、第二电感L₂、续流二极管D、谐振电容C_r；其中，功率开关管S的集电极连接外部直流电V_i的正极，发射极连接第一电感L₁的一端；第一电感L₁的另一端连接第二电感L₂的一端及谐振电容C_r的一端，第一电感L₁与第二电感L₂为互感元件，同名端位于同一侧；第二电感L₂的另一端连接续流二极管D的负极；续流二极管D的正极连接外部直流电V_i的负极及谐振电容C_r的另一端；谐振电容C_r的两端连接外部负载；通过调节功率开关管S的导通或关断，实现续流二极管D的软导通或软关断，使恒流励磁变换电路处于不同的工作模态，以保证外部负载工作。

Description

一种恒流励磁变换电路

技术领域

本发明涉及电动汽车绕线转子电机恒流励磁变换器、软开关、Buck电路等技术领域，具体地，本发明提出了一种恒流励磁变换电路。

背景技术

现今，随着石油、天然气等不可再生的化石燃料的日益减少，混合动力型电动汽车以及纯电力型电动汽车相关方面的研究已经成为近些年研究的热点。电动汽车的传动系统经常采用感应电机或永磁同步电机。通常，为了使传动系统具有较高的效率，电机往往需要大量的稀土元素，这无疑增加了成本，降低了市场竞争能力。永磁同步电机同样在安全性上也存在一定问题。例如，当电机中的绕线部分发生短路时，永磁励磁将不可避免的导致较大的短路电流以及刹车转矩。此外，在高速和有限的逆变电压条件下，电机将产生额外的功率(I²R)损耗，这将导致系统的效率下降。因此，为了综合考虑成本，性能以及变换效率等问题，电励磁绕线转子同步机具有较大的研究和应用价值。

在现有的研究成果中，传统的电动汽车的用电励磁变换器包括Buck-Boost变换器、Buck变换器等，它们具有电路结构简单，成本较低，技术成熟等优点。但是，传统的电励磁变换器存在功率密度低，变换损耗较大等问题。为解决电励磁变换器变换损耗较大的问题，许多电路的拓扑引入了软开关技术，来降低电路中开关器件的开关损耗，以提高效率，但并未解决电路结构复杂，体积较大等问题。

通常，根据在软开关电路的开关器件开通或关断前，器件的电压以及电流关系将软开关电路分为零电压开关模式和零电流开关模式。

零电压开关模式是在开关器件开通之前，迫使开关器件两端的电压下降至零，从而消除开关器件导通期间，两端电压和流过电流之间的重合部分，实现零损耗开通。零电流开关模式则是在开关器件关断之前，迫使流过开关器件的电流下降至零，同样消除了开关器件电压和电流的重合部分，实现了软开关。

然而，由于零电流模式在完全消除关断损耗的同时，很多还具有限制或者消除开通损耗的能力，使其往往被应用在高变换效率、高功率密度开关场合；零电压软开关模式往往不能消除开关器件的关断损耗，因此具有有限的变换效率。因此，对于电动汽车电机用电励磁变换器来说，零电流开关技术有望被广泛的采用。

目前，具有零电流软开关功能的电路拓扑多采用引入由谐振电感和谐振电容构成的LC谐振电路，以电路谐振的方式来实现软开关。但是，这些零电流软开关电路通常存在着一些问题，包括：1、额外引入功率开关器件，使得功率损耗器件增多，成本上升，控制策略复杂；2、不能同时实现开关器件或二极管开通以及关断的软开关功能，效率提高有限；3、开关器件及二极管电流/电压应力较大，对器件耐压/耐流能力要求较高；4、应用功率等级较小，不适用于大功率应用；5、输出纹波较大，需要体积较大的滤波器件。

发明内容

为克服上述问题，本发明提出了一种适用于电动汽车绕线转子电机恒流励磁用软开关Buck变换电路，该电路具有体积小、成本低、具有较高效率、输出电流无尖刺脉冲、能同时实现开关器件及二极管的软开关的功能。

为达到上述目的，本发明提出了一种恒流励磁变换电路，连接外部直流电V_i及外部负载，包括：功率开关管S、第一电感L₁、第二电感L₂、续流二极管D、谐振电容C_r；其中，功率开关管S的集电极连接外部直流电V_i的正极，发射极连接第一电感L₁的一端；第一电感L₁的另一端连接第二电感L₂的一端及谐振电容C_r的一端，第一电感L₁与第二电感L₂为互感元件，同名端位于同一侧；第二电感L₂的另一端连接续流二极管D的负极；续流二极管D的正极连接外部直流电V_i的负极及谐振电容C_r的另一端；谐振电容C_r的两端连接外部负载；通过调节功率开关管S的导通或关断，实现续流二极管D的软导通或软关断，使所述恒流励磁变换电路处于不同的工作模态，以保证外部负载工作。

进一步的，所述不同的工作模态包括：四种不同的工作模态，所述四个不同的工作模态为一个开关周期。

进一步的，在每一个开关周期中，四种不同的工作模态包括：功率开关管S关断并且续流二极管D处于关断的工作模态、功率开关管S关断并且续流二极管D处于导通的工作模态、功率开关管S导通并且续流二极管D处于导通的工作模态、功率开关管S导通并且续流二极管D处于关断的工作模态。

进一步的，在功率开关管S关断并且续流二极管D处于关断的工作模态中，第一电感L₁中的电流I_L1和第二电感L₂中的电流I_L2在本模态中保持为零，所述恒流励磁变换电路中不存在电路谐振；谐振电容C_r向外部负载充电，谐振电容C_r的两端电压U_C持续下降，当降至零时，本模态结束。

进一步的，在功率开关管S关断并且续流二极管D处于导通的工作模态中，第二电感L₂与谐振电容C_r进行谐振；第二电感L₂中的电流I_L2从零开始上升，谐振电容C_r的两端电压U_C从零开始下降至反向最大值后，再从该反向最大值上升，当调节功率开关管S导通时，本模态结束。

进一步的，在功率开关管S导通并且续流二极管D处于导通的工作模态中，第一电感L₁、第二电感L₂与谐振电容C_r共同进行谐振；第一电感L₁中的电流I_L1从零开始上升，第二电感L₂中的电流I_L2开始下降，当电流I_L2下降至零时，本模态结束。

进一步的，在功率开关管S导通并且续流二极管D处于关断的工作模态中，第一电感L₁与谐振电容C_r进行谐振；第一电感L₁中的电流I_L1开始下降。当电流I_L1下降至零时，本模态结束。

本发明的恒流励磁变换电路具有成本低、体积小、效率高、功率器件软开关等特点，适用于需控制成本且对变换效率要求较高的情况下使用。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明的限定。在附图中：

图1为本发明一实施例的恒流励磁变换电路的结构示意图。

图2为本发明一实施例的外部负载的等效结构示意图。

图3A-3G为本发明恒流励磁变换电路的不同工作模态的原理波形图。

图4A-4D为本发明恒流励磁变换电路的不同工作模态的等效电路图。

图5为本发明一实施例的恒流励磁变换电路控制原理的示意框图。

图6A-6H为本发明一具体实施例的仿真实验结果图。

具体实施方式

以下配合图式及本发明的较佳实施例，进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段。

图1为本发明一实施例的恒流励磁变换电路的结构示意图。如图1所示，恒流励磁变换电路100连接外部直流电V_i及外部负载200，包括：功率开关管S、第一电感L₁、第二电感L₂、续流二极管D、谐振电容C_r；其中，

功率开关管S的集电极连接外部直流电V_i的正极，发射极连接第一电感L₁的一端；

第一电感L₁的另一端连接第二电感L₂的一端及谐振电容C_r的一端，第一电感L₁与第二电感L₂为互感元件，同名端位于同一侧，第一电感L₁与第二电感L₂之间构成的耦合电感，耦合电感的互感为M。

第二电感L₂的另一端连接续流二极管D的负极；

续流二极管D的正极连接外部直流电V_i的负极及谐振电容C_r的另一端；

谐振电容C_r的两端连接外部负载；

在每一个开关周期中，通过调节功率开关管S的导通或关断，实现续流二极管D的软导通或软关断，使恒流励磁变换电路处于不同的工作模态，以保证外部负载工作。

可选地，如图2所示，其中示意性地示出了外部负载200的一种等效结构示意图，其中，外部负载200可为一套电机，电机的输出线和电机转子的等效电路包括等效寄生电感C_eq，等效转子电阻R_eq，等效导线电感L_line以及具有较大感值的等效绕线转子电感L_rotor。

可选地，第一电感L₁与第二电感L₂的感值都比较小。

在一个开关周期中，恒流励磁变换电路包括：四种不同的工作模态。

图3A-3G为本发明一实施例的不同工作模态的原理波形图；图4A-4D为本发明一实施例的不同工作模态的等效电路图。如图3A-3G及图4A-4D所示，每一个开关周期中的四种不同的工作模态包括：

工作模态I，功率开关管S关断并且续流二极管D处于关断的工作模态、

工作模态II，功率开关管S关断并且续流二极管D处于导通的工作模态、

工作模态III，功率开关管S导通并且续流二极管D处于导通的工作模态、

工作模态IV，功率开关管S导通并且续流二极管D处于关断的工作模态。

在本实施例中，绕线电机转子等效电路(外部负载200)中的等效绕线转子电感L_rotor感值足够大，恒流励磁变换电路的输出电流可以视作恒流输出，功率开关管S，二极管D，耦合电感L₁、L₂，电容C_r均可视作理想器件。

图3A示意的为功率开关管S的控制信号(v_GATE)变化。

图3B示意的为第一电感L₁的电流I_L1变化，其中I_O为恒流励磁变换电路输出的电流。

图3C示意的为第二电感L₂的电流I_L2变化。

图3D示意的为谐振电容C_r的电流I_C变化，其中I_C-MAX为电流I_C最大值。

图3E示意的为功率开关管S两端的电压V_S变化。

图3F示意的为续流二极管D两端的电压V_D变化。

图3G示意的为谐振电容C_r两端的电压U_C变化，其中U_C-MAX为电压U_C最大值。

工作模态I

结合图3A-3G中对应t₀-t₁的部分及图4A所示，在功率开关管S关断并且续流二极管D处于关断的工作模态中。第一电感L₁中的电流I_L1和第二电感L₂中的电流I_L2在本模态中保持为零，恒流励磁变换电路中不存在电路谐振。

谐振电容C_r向外部负载充电，谐振电容C_r的两端电压U_C持续下降，当降至零时，本模态结束。

在本模态中，电流通路为C_r—外部负载200。

工作模态II

结合图3A-3G中对应t₁-t₂的部分及图4B所示，在功率开关管S关断并且续流二极管D处于导通的工作模态中，第二电感L₂与谐振电容C_r进行谐振。

第二电感L₂中的电流I_L2从零开始上升，谐振电容C_r的两端电压U_C从零开始下降至反向最大值后，再从该反向最大值上升，当调节功率开关管S导通时，本模态结束。由于在功率开关管S导通之前，其电流保持为零，因此，该电路可以实现功率开关管S的零电流导通。

在本模态中，电流通路为D—L₂—C_r—外部负载200。

工作模态III

结合图3A-3G中对应t₂-t₃的部分及图4C所示，在功率开关管S导通并且续流二极管D处于导通的工作模态中，第一电感L₁、第二电感L₂与谐振电容C_r共同构成谐振元件进行谐振。

第一电感L₁中的电流I_L1从零开始上升，第二电感L₂中的电流I_L2开始下降，当电流I_L2下降至零时，本模态结束。

在本模态中，电流通路为V_i—S—L₁(M)—C_r—外部负载200和D—L₂(M)—C_r—外部负载200。

工作模态IV

结合图3A-3G中对应t₃-t₄的部分及图4D所示，在功率开关管S导通并且续流二极管D处于关断的工作模态中，第一电感L₁与谐振电容C_r进行谐振。

第一电感L₁中的电流I_L1开始下降，当电流I_L1下降至零时，本模态结束，电路进入下一个周期。由于在功率开关管S关断之前，其电流下降至零，因此，该电路可以实现功率开关管S的零电流关断。

本模态中，电流通路为V_i—S—L₁—C_r—外部负载200。

在上述实施例中，续流二极管D实现了软开关功能。

图5为本发明一实施例的恒流励磁变换电路控制原理的示意框图。如图5所示，将采样所得的输出电流I_O的采样信号i_out与参考电流I_ref相比较，误差信号经过压控振荡器VCO(Voltage-controlled Oscillator)后产生PWM控制信号。

EA(Current error amplifier)为电流误差放大器，Delay为相位时延模块，Dadjust为占空比调整模块，ZCD(zero current detection)为零电流检测模块。

f为开关频率，D₁、D₂为占空比，k为压频变换系数，f₀为压频变换补偿频率，f₂为强制关断信号频率，I_in为电路输入电流，V_th为零电流检测阀值电压，信号S_SET为PWM置位信号，信号S_REST为PWM清零信号。

信号S_PRO为强制关断信号，通过对VCO输出的方波进行移相和占空比调整，在下一个脉冲上升沿到来之前产生约1/10周期的关断信号，目的是防止功率开关管S在一个开关周期内发生直通现象。

信号S_ZCD是过零检测信号，通过对输入电流I_in(功率开关管S的前端)进行采样和过零判断，目的是保证在正常工作时，功率开关管S电流下降至零后关断。

为了对上述恒流励磁变换电路进行更为清楚的解释，下面结合一个具体的实施例来进行说明，然而值得注意的是该实施例仅是为了更好地说明本发明，并不构成对本发明不当的限定。

图6A-6H为本发明一具体实施例的仿真实验结果图。其中，

图6A示意的为功率开关管S的控制信号(v_GATE)变化。

图6B示意的为输入电流I_in变化。

图6C示意的为谐振电容C_r的电流I_C变化。

图6D示意的为续流二极管D的电流I_D变化。在图6D中，I_O为恒流励磁变换电路的输出电流。

图6E示意的为恒流励磁变换电路的输出电流I_O变化。在本实施例中，虽然输出信号会有0.01A的波动，但是仅占输出信号的0.13％，基本可以忽略其对变换装置的影响。

图6F示意的为功率开关管S两端的电压V_S变化。

图6G示意的为续流二极管D两端的电压V_D变化。

图6H示意的为恒流励磁变换电路的输出电压V_O变化。

根据仿真实验过程及结果，可以实现功率开关管的零电流开通和关断功能。本发明提出的恒流励磁变换电路引入了耦合电感，并与输出电容构成谐振回路，实现了功率开关S的软开通和软关断。通过图6B和图6F所示的功率开关管的电压V_S、电流I_in波形可以看出，电压与电流波形并无重合，恒流励磁变换电路实现了功率开关管开通和关断过程的软开关。

根据仿真实验过程及结果，还可以实现续流二极管的软开关功能。通过图6D和图6G所示的续流二极管的电压V_D、电流I_D波形可以看出，电压与电流波形并无重合，恒流励磁变换电路实现了续流二极管开通和关断过程的软开关。

另外，如图6E所示的输出电流I_o波形可以看出，电流纹波的幅值小于总输出电流的0.3％，输出电流纹波较小，无尖刺脉冲干扰。

本发明提出的恒流励磁变换电路，在功率开关管和续流二极管两条支路上分别串联一个感值较小的电感器件，并使两电感相互耦合。在电路输出侧采用一个容值较小，体积较小的电容，与前述耦合电感形成谐振回路。通过采用这样的结构，使得在电路开关过程中，耦合电感两条支路和电容可以分别形成谐振回路，限制功率开关管和二极管电流的变化，减小输出电流纹波，同时实现功率器件的软开关。并且，该电路仅采用一个功率开关器件，整体成本得到了限制。电路还采用感值小的耦合电感和容值小的电容构成谐振元件，具有体积小，功率密度高等特点。

综上所述，本发明的恒流励磁变换电路具有成本低、体积小、效率高、功率器件软开关等特点，适用于需控制成本且对变换效率要求较高的情况下使用。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种恒流励磁变换电路，连接外部直流电V_i及外部负载，其特征在于，包括：功率开关管S、第一电感L₁、第二电感L₂、续流二极管D、谐振电容C_r；其中，

功率开关管S的集电极连接外部直流电V_i的正极，发射极连接第一电感L₁的一端；

第一电感L₁的另一端连接第二电感L₂的一端及谐振电容C_r的一端，第一电感L₁与第二电感L₂为互感元件，同名端位于同一侧，其中，功率开关管S与第一电感L₁连接的一端和第二电感L₂与续流二极管D连接的一端互为同名端；

第二电感L₂的另一端连接续流二极管D的负极；

续流二极管D的正极连接外部直流电V_i的负极及谐振电容C_r的另一端；

谐振电容C_r的两端连接外部负载；

通过调节功率开关管S的导通或关断，实现续流二极管D的软导通或软关断，使所述恒流励磁变换电路处于不同的工作模态，以保证外部负载工作。

2.根据权利要求1所述的恒流励磁变换电路，其特征在于，所述不同的工作模态，包括：四种不同的工作模态，所述四种不同的工作模态为一个开关周期。

3.根据权利要求2所述的恒流励磁变换电路，其特征在于，在每一个开关周期中，四种不同的工作模态包括：

功率开关管S关断并且续流二极管D处于关断的工作模态、

功率开关管S关断并且续流二极管D处于导通的工作模态、

功率开关管S导通并且续流二极管D处于导通的工作模态、

功率开关管S导通并且续流二极管D处于关断的工作模态。

4.根据权利要求3所述的恒流励磁变换电路，其特征在于，在功率开关管S关断并且续流二极管D处于关断的工作模态中，第一电感L₁中的电流I_L1和第二电感L₂中的电流I_L2在本模态中保持为零，所述恒流励磁变换电路中不存在电路谐振；

谐振电容C_r向外部负载充电，谐振电容C_r的两端电压U_C持续下降，当降至零时，本模态结束。

5.根据权利要求3所述的恒流励磁变换电路，其特征在于，在功率开关管S关断并且续流二极管D处于导通的工作模态中，第二电感L₂与谐振电容C_r进行谐振；

第二电感L₂中的电流I_L2从零开始上升，谐振电容C_r的两端电压U_C从零开始下降至反向最大值后，再从该反向最大值上升，当功率开关管S导通时，本模态结束。

6.根据权利要求3所述的恒流励磁变换电路，其特征在于，在功率开关管S导通并且续流二极管D处于导通的工作模态中，第一电感L₁、第二电感L₂与谐振电容C_r共同进行谐振；

第一电感L₁中的电流I_L1从零开始上升，第二电感L₂中的电流I_L2开始下降，当电流I_L2下降至零时，本模态结束。

7.根据权利要求3所述的恒流励磁变换电路，其特征在于，在功率开关管S导通并且续流二极管D处于关断的工作模态中，第一电感L₁与谐振电容C_r进行谐振；

第一电感L₁中的电流I_L1开始下降，当电流I_L1下降至零时，本模态结束。