CN106059408B - 基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统及其控制方法。其采用双电源双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机构型，并增加了电子开关组以实现三角形绕组的连接，可用于不同电源种类的双电源构型，并允许两个电源电压不同且实时变化。本系统可以通过转矩饱和判定以及转速门限控制在星形、三角形和双逆变器共同控制三种绕组模式之间自动切换，降低了开关损耗。所提出的低开关频率方式和大功率差值方式双逆变器电流滞环控制算法用于双逆变器共同控制绕组模式，可实现多电平控制并提供不同的双电源能量分配效果。

Description

基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统及其控 制方法

技术领域

本发明属于电机控制技术领域，特别是涉及一种基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统及其控制方法，适用于电动汽车。

背景技术

随着当今社会对节能环保要求的提高，近年来以电动机为动力源的电动汽车技术领域蓬勃发展，永磁同步电机具有功率密度高、控制简单等优点，成为了电动汽车的常用动力源。受限于目前动力蓄电池的能量密度与耐久度，以动力蓄电池为单一能量来源的纯电动汽车具有续驶里程低、成本高、寿命短等缺点，于是搭载内燃机増程器和动力蓄电池的增程式电动汽车、搭载燃料电池系统和动力蓄电池的燃料电池汽车以及搭载超级电容和动力蓄电池的混合动力汽车等双电源构型电动汽车成为研究热点。然而，目前的双电源构型电动汽车采用单一直流母线供电、单逆变器控制传统永磁同步电机的方式，为了使两个电压不同的电源同时连接直流母线并实现两个电源之间的能量分配，必然要增设一个DC/DC变换器；而且为了达到较高的功率水平，需要较高的直流母线电压，这也增加了动力蓄电池的串联节数以及系统的电压等级。这显然增加了系统成本，DC/DC变换器中器件的损耗也降低了系统效率。

上述问题的解决方法之一就是使用开放式绕组永磁同步电机，采用双逆变器驱动结构，两个逆变器分别由一个独立的电源供电。但目前针对双逆变器开放式绕组电机的研究主要集中于共直流母线的零序电流抑制、容错控制、空间矢量调制等方面，或针对于电池加大电容等单一的双电源构型提出控制方法；现有方案没有解决双逆变器开放式绕组电机驱动系统逆变器开关损耗较大的问题，也不能同时适用各种不同电源种类的双电源驱动系统。

发明内容

针对上述现有技术中存在的问题，本发明提供了基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统及其控制方法，可应用于不同类型电源系统中，降低逆变器开关的损耗，并通过对供电电源的实时切换及不同控制模式的选择，实现双电源能量的有效分配。结合说明书附图，本发明的技术方案如下：

基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统，在开放式绕组永磁同步电机的始端连接电流传感器组A1、三相逆变器INV1、电压传感器V1、电容C1以及直流电源DC1，在开放式绕组永磁同步电机的末端连接电流传感器组A2、三相逆变器INV2、电压传感器V2、电容C2以及直流电源DC2，且在开放式绕组永磁同步电机上设有转子位置传感器和转矩传感器；

开放式绕组永磁同步电机8的三相绕组中，每相绕组始端和末端各引出一根导线，并连接形成三个通路，其中第一通路为第一相始端和第三相末端连接，第二通路为第二相始端和第一相末端连接，第三通路为第三相始端和第二相末端连接，每一通路上均串联一个电子开关，所述电子开关由两个反向并联的IGBT器件组成；三个通路的电子开关构成电子开关组 7。

所述驱动控制系统还包括一个控制器16，所述控制器16与电压传感器V1和电压传感器V2、电流传感器组A1和电流传感器组A2、开放式绕组永磁同步电机8的转子位置传感器以及转矩传感器通讯连接，以接收信号；所述控制器16与三相逆变器INV1、三相逆变器INV2、电子开关组、直流电源DC1的继电器KM1和直流电源DC2的继电器KM2的线圈通讯连接，以输出信号。

进一步地，所述控制器16由电流计算模块17、绕组模式切换模块18、滞环电流控制模块19、减法器20、微分器21以及缓存器22组成；

所述减法器20将电机输出转矩信号与期望转矩信号作差，得到转矩偏差信号；所述微分器21将电机转子位置信号对时间微分，得到电机转子角速度信号；所述缓存器22将每一采样周期内的转矩偏差信号保存，供绕组模式切换模块18调用；

所述电流计算模块17接收期望转矩信号，并输出期望d轴电流信号和期望q轴电流信号；

绕组模式切换模块18接收主侧电源信号、来自缓存器22的转矩偏差信号的时域集合、电流信号、电压信号以及电机转子角速度信号，输出绕组模式信号；

滞环电流控制模块19接收主侧电源信号、双逆变器模式信号、期望d轴电流信号、期望q轴电流信号、绕组模式信号、电机转子位置信号、电压信号以及电流信号，输出三相逆变器INV1、三相逆变器INV2和电子开关各IGBT器件的门控信号，并输出继电器KM1和继电器KM2的控制信号。

基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统的控制方法，所述控制方法通过在三种绕组模式之间自动切换，进而降低逆变器的开关损耗；具体方法如下：

一、划分绕组模式区间：

根据三相逆变器INV1和三相逆变器INV2的开关状态，构造连接出星形模式、三角形模式或双逆变器共同控制三种绕组模式；划分各模式下的电机运行区间；

二、切换绕组模式，切换绕组模式在绕组模式切换模块18中执行，在系统启动后一直运行，每个采样周期循环一次，输出绕组模式信号，具体过程如下：

步骤1：读取系统器件设定值；

步骤2：绕组模式初始化为星形模式；

步骤3：判断当前采样周期是否结束，若是，执行信号输入与初始计算过程；否则等待当前采样周期结束，重新执行步骤3；

步骤4：判断当前绕组模式是否为星形模式，若是，执行星形模式切换算法，转步骤6；否则执行步骤5；

步骤5：判断当前绕组模式是否为三角形模式，若是，执行三角形模式切换算法，转步骤6；否则执行双逆变器共同控制模式切换算法。

步骤6：输出绕组模式，转步骤3；

绕组模式切换结束；

三、根据绕组模式控制电流输出，在实现电流控制之前，在电流计算模块17中将期望转矩信号转化为期望d轴电流信号与期望q轴电流信号；控制电流过程在滞环电流控制模块19中进行，在系统启动后一直运行，每个采样周期循环一次，具体过程如下：

步骤1'：读取设定值总电流滞环带宽H；

步骤2'：进行初始化；

步骤3'：读取绕组模式信号；

步骤4'：判断星形模式是否成立，若是，执行星形模式电流控制算法，转步骤6'；否则执行步骤5'；

步骤5'：判断三角模式是否成立，若是，执行三角形模式电流控制算法，转步骤6'；否则执行双逆变器共同控制模式电流控制算法，转步骤6'；

步骤6'：输出三相逆变器INV1、三相逆变器INV2和电子开关各IGBT器件的门控信号；

步骤7'：判断当前采样周期是否结束，若是，转步骤3'；否则等待当前采样周期结束，重新执行步骤7'；

电流控制算法结束。

基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统的控制方法，其中，划分各模式下的电机运行区间方法如下：

星形模式电机运行区间由下式确定：

当0≤n≤n_Yrt时，0≤T≤TY_max；当nYrt≤n≤nY_max时，0≤T≤T_Yrt；

三角形模式电机运行区间为下式确定的区间去掉与星形模式电机运行区间重叠的部分：当0≤n≤n_Δrt时，0≤T≤T_Δmax；当n_Δrt≤n≤n_Δmax时，0≤T≤T_Δrt；

双逆变器共同控制电机运行区间为下式确定的区间去掉与星形模式电机运行区间重叠的部分以及与三角形模式电机运行区间重叠的部分：

当0≤n≤n_Drt时，0≤T≤T_Dmax；当n_Drt≤n≤n_Dmax时，0≤T≤T_Drt；

上式中各绕组模式下最大转矩：

各绕组模式下转折转矩：

各绕组模式下的电机转折转速

各绕组模式下的电机最高转速

式中：p₀为电机极对数，ψ_f为电机永磁体磁链，i_max为逆变器IGBT器件的最大电流，L_q为电机q轴电感，V_dc为主要供电侧直流母线电压，V_dc1为直流电源DC1的电压，V_dc2为直流电源DC2的电压。

基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统的控制方法，其中，所述信号输入与初始计算过程具体如下：

步骤A1：信号输入与初始计算开始；读取主侧电源信号MS，以及电压信号V_dc1与V_dc2，电流信号i₁、i₂与i₃，电机转子角速度信号ω_r。

步骤A2：判断主侧电源信号MS＝1是否成立？若是，令直流母线电压V_dc＝V_dc1，执行A3；否则令直流母线电压V_dc＝V_dc2，执行A3。

步骤A3：计算电机三相电流：i_A＝i₁，i_B＝i₂，i_C＝i₃；并对i_A、i_B与i_C进行三相静止/两相静止坐标变换，得到i_α与i_β，进而计算定子电流幅值：

步骤A4：计算星形模式下电机转折角速度：以及三角形模式下的电机转折角速度信号输入与初始计算结束；

所述星形模式切换算法具体如下：

步骤B1：星形模式切换算法开始，执行转矩饱和条件判定算法S；

步骤B2：判断转矩饱和条件是否满足，若是，执行步骤B3；否则保持当前绕组模式为星形模式不变，星形模式切换算法结束。

步骤B3：判断定子电流幅值是否成立，若是，绕组模式切换为三角形模式，星形模式切换算法结束；否则绕组模式切为双逆变器共同控制模式；星形模式切换算法结束；

所述三角形模式切换算法具体如下：

步骤C1：三角形模式切换算法开始，判断电机转子角速度ω_r＜ω_Yrt是否成立，若是，绕组模式切换为星形模式，三角形模式切换算法结束；否则执行转矩饱和条件判定算法S；

步骤C2：判断转矩饱和条件是否满足，若是，绕组模式切换为双逆变器共同控制模式，三角形模式切换算法结束；否则保持当前绕组模式不变；三角形模式切换算法结束；

所述双逆变器共同控制模式切换算法具体如下：

步骤D1：双逆变器共同控制模式切换算法开始；判断电机转子角速度ω_r＜ω_Yrt是否成立，若是，绕组模式切换为星形模式，双逆变器共同控制模式切换算法结束；否则执行步骤 D2；

步骤D2：判断电机转子角速度ω_r＜ω_Δrt是否成立，若是，执行步骤D3；否则保持当前绕组模式不变，双逆变器共同控制模式切换算法结束，

步骤D3：断定子电流幅值是否成立，若是，绕组模式切换为三角形模式，双逆变器共同控制模式切换算法结束；否则保持当前绕组模式不变；双逆变器共同控制模式切换算法结束；

基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统的控制方法，其中，所述转矩饱和条件判定算法S，用于在向上切换时判定转矩是否饱和，其具体算法如下：

步骤S1：转矩饱条件判定算法开始，判断绕组模式Mode＝1是否成立？若是，按下式确定积分时间：否则按下式确定积分时间：

步骤S2：从缓存器中读取t_int时间之前到当前时刻的转矩偏差信号ΔT的时域集合。

步骤S3：判断绕组模式Mode＝1是否成立？若是，按下式确定积分门限值：否则按下式确定积分门限值：

步骤S4：计算转矩偏差积分值

步骤S5：判断转矩偏差积分值I≥I_th是否成立？若是，转矩饱和条件判定为满足；否则转矩饱和条件判定为不满足。

转矩饱和条件判定算法结束。

基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统的控制方法，其中，所述星形模式电流控制算法具体如下：

步骤E1：星形模式电流控制算法开始；读取电流信号i₁、i₂与i₃，电机转子位置信号θ，期望电流信号i_d ^*与i_q ^*，以及主侧电源信号MS；

步骤E2：按下式计算电机三相电流：i_A＝i₁，i_B＝i₂，i_C＝i₃；并对i_d ^*与i_q ^*进行两相旋转/三相静止坐标变换，得到电机三相期望电流i_A ^*、i_B ^*与i_C ^*；

步骤E3：判断主侧电源信号MS＝1是否成立，若是，执行步骤E4～E6；否则执行步骤E7～E9；

步骤E4：按下式计算三相电流偏差：Δi_A＝i_A-i_A ^*，Δi_B＝i_B-i_B ^*，Δi_C＝i_C-i_C ^*；

步骤E5：令电流滞环带宽h＝H；以h为控制参数，分别以Δi_A、Δi_B、Δi_C为输入应用常规电流滞环控制算法，并将所得结果从左向右依次排列组成6位的INV1.gates信号；

步骤E6：令INV2.gates＝010101；令ES.gates＝000000；令KM1.switch＝1，KM2.switch＝0；

步骤E7：按下式计算三相电流偏差：Δi_A＝i_A ^*-i_A，Δi_B＝i_B ^*-i_B，Δi_C＝i_C ^*-i_C；

步骤E8：令电流滞环带宽h＝H；以h为控制参数，分别以Δi_A、Δi_B、Δi_C为输入应用常规电流滞环控制算法，并将所得结果从左向右依次排列组成6位的INV2.gates信号；

步骤E9：令INV1.gates＝010101；令ES.gates＝000000；令KM1.switch＝0，KM2.switch＝1；

星形模式电流控制算法结束；

所述三角形模式电流控制算法具体如下：

步骤F1：三角形模式电流控制算法开始；读取电流信号i₁、i₂、i₃、i₄、i₅与i₆，电机转子位置信号θ，期望电流信号i_d ^*与i_q ^*，以及主侧电源信号MS；

步骤F2：按下式计算电机线电流：i_AL＝i₁+i₆，i_BL＝i₂+i₄，i_CL＝i₃+i₅；

步骤F3：对i_d ^*与i_q ^*进行两相旋转/三相静止坐标变换，得到电机三相期望电流i_A ^*、i_B ^*与i_C ^*；并按下式计算电机期望线电流：i_AL ^*＝i_A ^*-i_C ^*，i_BL ^*＝i_B ^*-i_A ^*，i_CL ^*＝i_C ^*-i_B ^*；

步骤F4：按下式计算电机线电流偏差：Δi_AL＝i_AL-i_AL ^*，Δi_BL＝i_BL-i_BL ^*，Δi_CL＝i_CL-i_CL ^*；

步骤F5：判断主侧电源信号MS＝1是否成立，若是，执行步骤F6～F7；否则执行步骤F8～F9；

步骤F6：令电流滞环带宽h＝1.5H；以h为控制参数,分别以Δi_AL、Δi_BL、Δi_CL为输入应用常规电流滞环控制算法，并将所得结果从左向右依次排列组成6位的INV1.gates信号；

步骤F7：令INV2.gates＝000000；令ES.gates＝111111；令KM1.switch＝1，KM2.switch＝0；

步骤F8：令电流滞环带宽h＝1.5H；以h为控制参数,分别以Δi_BL、Δi_CL、Δi_AL为输入应用常规电流滞环控制算法，并将所得结果从左向右依次排列组成6位的INV2.gates信号；

步骤F9：令INV1.gates＝000000；令ES.gates＝111111；令KM1.switch＝0，KM2.switch＝1；

三角形模式电流控制算法结束；

所述双逆变器共同控制模式电流控制算法具体如下；

步骤G1：双逆变器共同控制模式电流控制算法开始；读取电流信号i₁、i₂与i₃，电压信号V_dc1、V_dc2，电机转子位置信号θ，期望电流信号i_d ^*与i_q ^*，主侧电源信号MS，及双逆变器模式信号DM；

步骤G2：按下式计算电机三相电流：i_A＝i₁，i_B＝i₂，i_C＝i₃；并对i_d ^*与i_q ^*进行两相旋转/三相静止坐标变换，得到电机三相期望电流i_A ^*、i_B ^*与i_C ^*；

步骤G3：按下式计算三相电流偏差：Δi_A＝i_A-i_A ^*，Δi_B＝i_B-i_B ^*，Δi_C＝i_C-i_C ^*；

步骤G4：令电流滞环带宽h＝H；令中间线参数其中max(V_dc1，V_dc2) 为V_dc1和V_dc2中的最大值；

步骤G5：判断双逆变器模式信号DM＝1是否成立，若是，执行步骤G6～G7；否则执行步骤G8～G9；

步骤G6：以h、d、MS为控制参数，分别以Δi_A、Δi_B、Δi_C为输入，即分别对电机A、B、C相应用低开关频率方式双逆变器电流滞环控制算法M；

步骤G7：把对电机A、B、C相应用算法M所得结果中的Gates1从左向右依次排列组成6位INV1.gates信号；Gates2从左向右依次排列组成6位INV2.gates信号；ES.gates＝000000， KM1.switch＝1，KM2.switch＝1；

步骤G8：以h、d、MS为控制参数，分别以Δi_A与i_A、Δi_B与i_B、Δi_C与i_C为输入，即分别对电机A、B、C相应用大功率差值方式双逆变器电流滞环控制算法N；

步骤G9：把对电机A、B、C相应用算法N所得结果中的Gates1从左向右依次排列组成6位INV1.gates信号；Gates2从左向右依次排列组成6位INV2.gates信号；令 ES.gates＝000000，KM1.switch＝1，KM2.switch＝1；双逆变器共同控制模式电流控制算法结束。

基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统的控制方法，其中，所述低开关频率方式双逆变器电流滞环控制算法M用于电机绕组模式为双逆变器共同控制模式且电流控制方式为低开关频率方式时的每相电流控制，其具体算法如下：

步骤M1：低开关频率方式双逆变器电流滞环控制算法开始；判断主侧电源信号MS＝1 是否成立，若是，令BuffMS＝Buff1；否则令BuffMS＝Buff2。

步骤M2：读取所控制相电流偏差Δi；

步骤M3：判断电流偏差是否成立，若是，令Gates1＝10，Gates2＝01，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤M9；否则执行步骤M4；

步骤M4：判断电流偏差是否成立，若是，令Gates1＝01，Gates2＝10，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤M9；否则执行步骤M5；

步骤M5：判断电流偏差Δi是否在当前采样周期穿越了线，若是，执行步骤M6；否则执行步骤M7。

步骤M6：判断BuffMS＝10是否成立，若是，令Gates1＝10，Gates2＝10，并令Buff1＝Gates1， Buff2＝Gates2，转步骤M9；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤M9；

步骤M7：判断电流偏差Δi是否在当前采样周期穿越了线，若是，执行步骤M8；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤M9；

步骤M8：判断BuffMS＝01是否成立，若是，令Gates1＝01，Gates2＝01，并令Buff1＝Gates1， Buff2＝Gates2，转步骤M9；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤M9；

步骤M9：输出Gates1、Gates2；低开关频率方式双逆变器电流滞环控制算法结束；

其中，Gates1表示所控制相的始端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号，第一位控制桥臂上部的IGBT器件，第二位控制桥臂下部的IGBT器件；Gates2表示所控制相的末端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号；Buff1表示所控制相的始端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号的当前值；Buff2表示所控制相的末端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号的当前值，中间线参数与两侧直流母线电压有关，并随两侧直流母线电压实时变化，Δi在当前采样周期穿越线的具体判定方式为式中Δi′为Δi在上一采样周期的值；Δi在当前采样周期穿越线的判定与Δi在当前采样周期穿越线的具体判定方式相同。

基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统的控制方法，其中，所述大功率差值方式双逆变器电流滞环控制算法N用于电机绕组模式为双逆变器共同控制模式且电流控制方式为大功率差值方式时的每相电流控制，具体算法如下：

步骤N1：大功率差值方式双逆变器电流滞环控制算法开始；读取所控制相电流偏差Δi与该相电流i；

步骤N2：判断电流偏差是否成立，若是，令Gates1＝10，Gates2＝01，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤N8；否则执行步骤N3；

步骤N3：判断电流偏差是否成立，若是，令Gates1＝01，Gates2＝10，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤N8；否则执行步骤N4；

步骤N4：判断电流偏差Δi是否在当前采样周期穿越了线，若是，执行步骤N5；否则执行步骤N6；

步骤N5：判断逻辑关系[(MS＝1)∧(i>0)]∨[(MS＝2)∧(i<0)]是否为真，若是，令Gates1＝10， Gates2＝10，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤N8；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤N8；

步骤N6：判断电流偏差Δi是否在当前采样周期穿越了线，若是，执行步骤N7；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤N8；

步骤N7：判断逻辑关系[(MS＝1)∧(i<0)]∨[(MS＝2)∧(i>0)]是否为真，若是，令Gates1＝01， Gates2＝01，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤N8；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤N8；

步骤N8：输出Gates1、Gates2；大功率差值方式双逆变器电流滞环控制算法结束。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：

1、本发明可以应用于各种不同类型电源所组成的系统，并且可以允许两个电源电压不同乃至实时变化，而不增加额外的DC/DC变换器，从而提升了系统效率。

2、本发明可以实现根据电机工作状态的不同在星形、三角形和双逆变器共同控制三种绕组模式之间自动切换，必要时只让一个逆变器参与工作，从而解决了双逆变器构型带来的器件开关损耗大的问题。

3、本发明可以指定主要供电的电源并实时切换，从而实现两个电源之间的能量分配；并且在双逆变器共同控制模式中，可以选择低开关频率和大功率差值两种控制方式，从而实现不同的能量分配效果。

附图说明

图1为本发明的驱动控制系统结构示意图。

图2为本发明的驱动控制系统中控制器结构框图。

图3为本发明的电机绕组模式区间划分图。

图4为本发明的控制方法中绕组模式切换算法的流程图。

图5为绕组模式切换算法中信号输入与初始计算的流程图。

图6为绕组模式切换算法中星形模式切换算法的流程图。

图7为绕组模式切换算法中三角形模式切换算法的流程图。

图8为绕组模式切换算法中双逆变器共同控制模式切换算法的流程图。

图9为绕组模式切换算法中转矩饱和条件判定算法流程图。

图10为本发明的控制方法中电流控制算法的流程图。

图11为电流控制算法中星形模式电流控制算法的流程图。

图12为电流控制算法三角形模式电流控制算法的流程图。

图13为电流控制算法双逆变器共同控制模式电流控制算法的流程图。

图14为常规滞环电流控制算法的流程图。

图15为低开关频率方式双逆变器电流滞环控制算法的流程图。

图16为大功率差值方式双逆变器电流滞环控制算法的流程图。

图17为本发明实施例的电机转速变化曲线。

图18为本发明实施例的绕组模式切换曲线。

图19为本发明实施例的电机电磁转矩变化曲线。

图20为本发明实施例对照组的电机电磁转矩变化曲线。

图21为本发明实施例的电机A相电压变化曲线。

图22为本发明实施例的电机A相电流变化曲线。

图23为本发明实施例的逆变器输出功率变化曲线。

图24为本发明实施例与其对照组的IGBT器件总开关频率变化曲线。

具体实施方式

为了进一步说明本发明的技术方案，结合说明书附图，本发明的具体实施方式如下：

如图1所示，本发明公开了基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统，所述驱动控制系统的构成为：

直流电源DC1与继电器开关KM1串联后，其两端连接三相逆变器INV1的直流母线，为三相逆变器INV1供电；直流电源DC2与继电器开关KM2串联，两端连接三相逆变器INV2 的直流母线，为三相逆变器INV2供电。开放式绕组永磁同步电机8的三相绕组始端依次分别为A、B、C端，其分别与三相逆变器INV1的三相桥臂输出端相连，开放式绕组永磁同步电机8的三相绕组末端与始端依次相对应的，分别为X、Y、Z端，其分别与三相逆变器 INV2的三相桥臂输出端相连。其中，三相逆变器INV1由6个IGBT器件T1～T6以及与每个IGBT反向并联的续流二极管D1～D6组成，每两个IGBT串联组成一相桥臂，三相桥臂并联在三相逆变器INV1的直流母线之间，每相桥臂的中点，即两个串联的IGBT器件之间作为该相桥臂的输出端；三相逆变器INV2由6个IGBT器件T7～T12以及续流二极管D7～ D12组成，三相逆变器INV2的连接结构与三相逆变器INV1相同。在三相逆变器INV1的直流母线两端分别并联电容C1和电压传感器V1，所述电容C1用于电源滤波，过滤掉直流电源电压的高频波动，为三相逆变器INV1提供相对稳定和低变化率的电压。所述电压传感器V1用于测得三相逆变器INV1的直流母线电压V_dc1；在三相逆变器INV2的直流母线两端分别并联电容C2和电压传感器V2，所述电容C2用于电源滤波，过滤掉直流电源电压的高频波动，为三相逆变器INV2提供相对稳定和低变化率的电压。所述电压传感器V2用于测得三相逆变器INV2的直流母线电压V_dc2。在三相逆变器INV1三相桥臂的输出端分别串联三个电流传感器，构成电流传感器组A1，用于测得三相逆变器INV1三相桥臂输出端流过的电流i₁、i₂、i₃，电流从逆变器桥臂向开放式绕组永磁同步电机8的绕组方向流出方向为正方向；在三相逆变器INV2三相桥臂的输出端也同样分别串联三个电流传感器，构成电流传感器组A2，用于测得三相逆变器INV2三相桥臂输出端流过的电流i₄、i₅、i₆，电流从逆变器桥臂向开放式绕组永磁同步电机8的绕组方向流出方向为正方向；开放式绕组永磁同步电机8中，内置的的转子位置传感器输出电机转子位置θ；置于开放式绕组永磁同步电机8 输出轴上的转矩传感器9，用于测得电机输出转矩T。

开放式绕组永磁同步电机8的每相绕组始端和末端，即A、B、C、X、Y、Z端各引出一根导线，共6根导线连接电子开关组7。所述电子开关组7由6个IGBT器件T13～T18 组成三个通路，每个通路由两个反向并联的IGBT器件组成；其连接关系如为：电子开关组7的第一通路连接开放式绕组永磁同步电机8的第一相始端A端和第三相末端Z端，第二通路连接开放式绕组永磁同步电机8的第二相始端B端和第一项末端X端，第三通路连接开放式绕组永磁同步电机8的第三相始端C端和第二相末端Y端。

上述驱动控制系统还包括一个控制器16，所述控制器16与电压传感器V1和电压传感器V2、电流传感器组A1和电流传感器组A2、开放式绕组永磁同步电机8的转子位置传感器以及转矩传感器9通讯连接，接收电压信号V_dc1、V_dc2，电流信号i₁、i₂、i₃、i₄、i₅、i₆，电机转子位置信号θ，以及电机输出转矩信号T。

所述控制器16与三相逆变器INV1、三相逆变器INV2、电子开关组7、继电器KM1和继电器KM2的线圈通讯连接，输出对三相逆变器INV1中各IGBT器件的门控信号 INV1.gates、对三相逆变器INV2的门控信号INV2.gates、对电子开关组各IGBT器件的门控信号ES.gates、对继电器KM1的线圈控制信号KM1.switch和对继电器KM2的线圈控制信号KM2.switch。

所述控制器16还接收来自上层整车控制器或用户输入的的主侧电源信号MS、双逆变器模式信号DM，以及期望转矩信号T^*。

其中，主侧电源信号MS表示主要供电电源，MS＝1表示直流电源DC1为主要供电电源，即在星形绕组模式或三角形绕组模式下，由直流电源DC1单独供电；在三相逆变器INV1和三相逆变器INV2组成的双逆变器共同控制模式下，直流电源DC1作为主要供电电源，直流电源DC2作为辅助供电电源；MS＝2表示直流电源DC2为主要供电电源，即在星形绕组模式或三角形绕组模式下，由直流电源DC2单独供电；在三相逆变器INV1和三相逆变器 INV2组成的双逆变器共同控制模式下，直流电源DC2作为主要供电电源，直流电源DC1 作为辅助供电电源。

双逆变器模式信号DM表示当绕组模式为双逆变器共同控制模式时的电流控制方式， DM＝1表示电流控制方式为低开关频率方式，DM＝2表示电流控制方式为大功率差值方式。

如图2所示，所述控制器16由电流计算模块17、绕组模式切换模块18、滞环电流控制模块19、减法器20、微分器21以及缓存器22组成，其中，减法器20将电机输出转矩信号 T与期望转矩信号T^*作差，得到转矩偏差信号ΔT；微分器21将电机转子位置信号θ对时间微分，得到电机转子角速度信号ω_r；缓存器22将每一采样周期内的转矩偏差信号ΔT保存，供绕组模式切换模块18调用。电流计算模块17接收期望转矩信号T^*，并输出期望d轴电流信号i_d ^*和期望q轴电流信号i_q ^*；绕组模式切换模块18接收主侧电源信号MS，来自缓存器22的转矩偏差信号ΔT的时域集合，电流信号i₁、i₂、i₃，电压信号V_dc1、V_dc2，以及电机转子角速度信号ω_r，输出绕组模式信号Mode；滞环电流控制模块19接收主侧电源信号MS、双逆变器模式信号DM、期望d轴电流信号i_d ^*、期望q轴电流信号i_q ^*、绕组模式信号Mode、电机转子位置信号θ、电压信号V_dc1、V_dc2以及电流信号i₁、i₂、i₃、i₄、i₅、i₆，输出门控信号INV1.gates、INV2.gates、ES.gates，以及继电器线圈控制信号KM1.switch、KM2.switch。说明：因本专利采用了i_d＝0的电流控制算法，不涉及弱磁控制，所以电流计算模块17只接收期望转矩信号T^*；若将其他的电流控制或弱磁控制应用于本系统，需在电流计算模块17 增加机转子角速度信号ω_r作为输入。

本发明还公开了上述基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统的控制方法，首先，对绕组模式区间进行划分；其次，进行绕组模式切换算法的制定；最后，执行电流控制算法。下面按照上述三部分对控制方法进行阐述。

1、对绕组模式区间进行划分：绕组模式可分为星形模式、三角形模式、双逆变器共同控制三种模式。

星形模式即通过三相逆变器INV1和三相逆变器INV2的开关状态构造普通永磁同步电机的星形接法，由单侧电源供电；当直流电源DC1供电时，通过将三相逆变器INV2三相桥臂的上管关闭下管打开，实现开放式绕组永磁同步电机8的三相绕组末端X、Y、Z连接为一点；当直流电源DC2供电时，通过将三相逆变器INV1三相桥臂的上管关闭下管打开，实现开放式绕组永磁同步电机8的三相绕组始端A、B、C连接为一点。

三角形模式即通过电子开关组7的开关状态构造普通永磁同步电机的三角形接法，由单侧电源供电；即通过将电子开关组7的全部IGBT器件打开，从而使开放式绕组永磁同步电机8的绕组A端与Z端、B端与X端、C端与Y端分别相连。

双逆变器共同控制模式即通过三相逆变器INV1和三相逆变器INV2共同控制，使得直流电源DC1和直流电源DC2均参与工作，以获得更宽广的电机工作区间。

电机的工作区间由横轴为电机转速n、纵轴为电机输出转矩T的直角坐标系中的一块区域组成。因本专利不涉及弱磁，各绕组模式下的电机工作区间都由恒转矩区和转矩下降区两部分组成。

绕组模式为星形模式时，电机工作区间由下式确定：

当0≤n≤n_Yrt时，0≤T≤T_Ymax；当n_Yrt≤n≤n_Ymax时，0≤T≤T_Yrt。式中，n为电机转速，单位为rpm；T为电机转矩，单位为Nm；

T_Ymax为星形模式下电机的最大转矩，由逆变器IGBT器件的最大电流决定；式中，p₀为电机极对数；ψ_f为电机永磁体磁链，单位为Wb；i_max为逆变器IGBT器件的最大电流，单位为A；

T_Yrt为星形模式下转矩下降区的电机最大转矩，随电机转速升高而下降，单位为Nm；式中，L_q为电机q轴电感，单位为F；V_dc为主要供电侧直流母线电压，单位为V。

当直流电源DC1为主要供电电源时，V_dc＝V_dc1；当直流电源DC2为主要供电电源时，V_dc＝V_dc2。

n_Yrt为星形模式下的电机转折转速，即星形模式下恒转矩区和转矩下降区的分界转速，单位为rpm；

n_Ymax为星形模式下的电机最高转速，即星形模式下电机基速(电机空载电动势达到供电电压时的电机转速)，单位为rpm；

同理，绕组模式为三角形模式时，电机工作区间由下式确定：

当0≤n≤n_Δrt时，0≤T≤T_Δmax；当n_Δrt≤n≤n_Δmax时，0≤T≤T_Δrt。式中， T_Δmax为三角形模式下电机的最大转矩，单位为Nm；

T_Δrt为三角形模式下转矩下降区的电机最大转矩，单位为Nm；

n_Δrt为三角形模式下的电机转折转速，即三角形模式下恒转矩区和转矩下降区的分界转速，单位为rpm；

n_Δmax为三角形模式下的电机最高转速，即三角形模式下电机基速，单位为rpm；

同理，绕组模式为双逆变器共同控制模式时，电机工作区间由下式确定：

当0≤n≤n_Drt时，0≤T≤T_Dmax；当n_Drt≤n≤n_Dmax时，0≤T≤T_Drt。式中，T_Dmax为双逆变器共同控制模式下电机的最大转矩，单位为Nm；T_Dmax＝T_Ymax；

T_Drt为双逆变器共同控制模式下转矩下降区的电机最大转矩，单位为Nm；

n_Drt为双逆变器共同控制模式下的电机转折转速，即双逆变器共同控制模式下恒转矩区和转矩下降区的分界转速，单位为rpm；

n_Dmax为双逆变器共同控制模式下的电机最高转速，即双逆变器共同控制模式下电机基速；

从星形模式、三角形模式、双逆变器共同控制三种模式的电机工作区间可以看出，三角形模式的电机最大转矩是星形模式的三角形模式的电机转折转速和电机最高转速是星形模式的倍，三角形模式相当于扩大了星形模式低扭矩区的转速范围；双逆变器共同控制模式拥有与星形模式相同的电机最大转矩，而电机转折转速和电机最高转速扩大为星形模式的倍，当V_dc1＝V_dc2时即为2倍，相当于在整个转矩区间内扩大了电机的转速范围。

如图3所示，星形模式、三角形模式、双逆变器共同控制三种模式的电机工作区间为电机在各自模式下可以运行的区域，这些区域存在重叠，所以本控制方法下的电机运行区间设定如下：星形模式的电机运行区间即为星形模式的电机工作区间；三角形模式的电机运行区间为三角形模式的电机工作区间去掉与星形模式的电机工作区间重叠的部分；双逆变器共同控制的电机运行区间为双逆变器共同控制的电机工作区间去掉星形模式的电机工作区间以及三角形模式的电机工作区间覆盖的部分。

2、绕组模式切换算法的制定：

绕组模式区间划分完后，依照绕组模式的运行区间划分进行绕组模式切换算法的制定。

首先，定义向上切换和向下切换。在大部分情况下，两侧的直流电源电压差别不大，即满足时，由星形模式、三角形模式、双逆变器共同控制模式的电机最高转速依次升高，即n_Ymax＜n_Δmax＜n_Dmax。据此定义从星形模式切换到三角形模式、从三角形模式切换到双逆变器共同控制模式、从星形模式切换到双逆变器共同控制模式这3种情况为向上切换。同理，定义从双逆变器共同控制模式切换到三角形模式、从三角形模式切换到星形模式、从双逆变器共同控制模式切换到星形模式这3种情况为向下切换。

其次，使用变量Mode表示绕组模式，Mode＝1表示星形模式，Mode＝2表示三角形模式， Mode＝3表示双逆变器共同控制模式。主侧电源信号MS＝1表示直流电源DC1为主要供电电源，即在星形绕组模式和三角形绕组模式下，由直流电源DC1单独供电；在双逆变器共同控制模式下，直流电源DC1作为主要供电电源，直流电源DC2作为辅助供电电源；主侧电源信号MS＝2表示直流电源DC2为主要供电电源，即在星形绕组模式和三角形绕组模式下，由直流电源DC2单独供电；在双逆变器共同控制模式下，直流电源DC2作为主要供电电源，直流电源DC1作为辅助供电电源。

此外，由于电机在运行过程中，电机永磁体磁链ψ_f、电机q轴电感L_q等参数会受到温度升高等因素的影响而产生小幅度变化，使得上述按照公式确定的各绕组模式运行区间不准确；另外为了避免当电机工作点小幅变化时，绕组模式之间的频繁切换，故提出一种转矩饱和条件判定算法S，条件判定成立时触发绕组模式的向上切换。

转矩饱和条件判定算法S采用电机从负最大转矩调节至正最大转矩这一极限过程，计算当前绕组模式下，期望转矩为正最大转矩时，电机在当前转速下从负最大转矩调节至正最大转矩的时间t_int作为积分时间，以及这一过程中转矩偏差(即电机实际转矩与期望转矩的差值)绝对值积分值I_th作为门限；然后计算从t_int之前到当前的转矩偏差信号ΔT绝对值的积分值I，并与积分门限值I_th进行比较。若I≥I_th，则认为当前电机的输出转矩已经饱和，无法跟随期望转矩，转矩饱和条件成立。转矩饱和条件判定算法S以电机输出转矩是否能够跟随期望转矩作为判断依据，避免了电机参数变化带来的各绕组模式运行区间不准确的问题。

向下切换则采用转速门限值进行判断，采用各绕组模式的转折转速作为门限值，使得向上切换与向下切换的电机工作点错开，避免了频繁切换的问题。

绕组模式切换的过程由绕组模式切换模块18执行，在系统启动后一直运行，每个采样周期循环一次，输出绕组模式信号Mode。

如图4所示，绕组模式切换过程具体如下：

步骤1：绕组切换过程开始；读取设定值电机极对数p₀、电机永磁体磁链ψ_f、电机q轴电感L_q、逆变器IGBT器件最大电流i_max。

步骤2：绕组模式初始化为星形模式，即令Mode＝1。

步骤3：判断当前采样周期是否结束？若是，执行子程序A：信号输入与初始计算；否则等待当前采样周期结束，重新执行步骤3。

步骤4：判断当前绕组模式是否为星形模式，即判断Mode＝1是否成立？若是，执行子程序B：星形模式切换算法，转步骤6；否则执行步骤5。

步骤5：判断当前绕组模式是否为三角形模式，即判断Mode＝2是否成立？若是，执行子程序C：三角形模式切换算法，转步骤6；否则执行子程序D：双逆变器共同控制模式切换算法，转步骤6。

步骤6：输出绕组模式Mode，转步骤3。

绕组模式切换过程结束。

如图5所示，子程序A：信号输入与初始计算用于在每个采样周期进行信号的读入以及相关控制变量的计算，其具体方法如下。

步骤A1：信号输入与初始计算开始；读取主侧电源信号MS，以及电压信号V_dc1与V_dc2，电流信号i₁、i₂与i₃，电机转子角速度信号ω_r。

步骤A2：判断主侧电源信号MS＝1是否成立？若是，令直流母线电压V_dc＝V_dc1，执行A3；否则令直流母线电压V_dc＝V_dc2，执行A3。

步骤A3：计算电机三相电流：i_A＝i₁，i_B＝i₂，i_C＝i₃；并对i_A、i_B与i_C进行三相静止/两相静止坐标变换，得到i_α与i_β，进而计算定子电流幅值：

步骤A4：计算星形模式下电机转折角速度：以及三角形模式下的电机转折角速度信号输入与初始计算结束。

其中，星形模式下电机转折角速度ω_Yrt单位为rad/s，与上述绕组模式区间划分中介绍的星形模式下的电机转折转速n_Yrt有如下关系：

同理有三相静止/两相静止坐标变换采用等功率变换，且因结构限制无零序电流，表示如下：

如图6所示，子程序B：当前绕组模式为星形模式时的绕组切换算法，其具体方法如下。

步骤B1：星形模式切换过程开始；执行转矩饱和条件判定算法S。

步骤B2：判断转矩饱和条件是否满足？若是，执行步骤B3；否则保持当前绕组模式为星形模式不变，星形模式切换算法结束。

步骤B3：判断定子电流幅值是否成立？若是，绕组模式切换为三角形模式，即令Mode＝2，星形模式切换算法结束；否则绕组模式切换为双逆变器共同控制模式，即令 Mode＝3；星形模式切换算法结束。

如图7所示，当前绕组模式为三角形模式时的绕组切换算法，其具体方法如下。

步骤C1：三角形模式切换算法开始；判断电机转子角速度ω_r＜ω_Yrt是否成立？若是，绕组模式切换为星形模式，即令Mode＝1，三角形模式切换算法结束；否则执行转矩饱和条件判定算法S。

步骤C2：判断转矩饱和条件是否满足？若是，绕组模式切换为双逆变器共同控制模式，即令Mode＝3，三角形模式切换算法结束；否则保持当前绕组模式不变；三角形模式切换算法结束。

如图8所示，子程序D：当前绕组模式为双逆变器共同控制模式时的绕组切换算法，其具体方法如下。

步骤D1：双逆变器共同控制模式切换过程开始；判断电机转子角速度ω_r＜ω_Yrt是否成立？若是，绕组模式切换为星形模式，即令Mode＝1，双逆变器共同控制模式切换算法结束；否则执行步骤D2。

步骤D2：判断电机转子角速度ω_r＜ω_Δrt是否成立？若是，执行步骤D3；否则保持当前绕组模式不变，双逆变器共同控制模式切换算法结束。

步骤D3：断定子电流幅值是否成立？若是，绕组模式切换为三角形模式，即令Mode＝2，双逆变器共同控制模式切换算法结束；否则保持当前绕组模式不变；双逆变器共同控制模式切换算法结束。

如图9所示，上述绕组模式切换算法中，所使用的转矩饱和条件判定算法S，用于在向上切换时判定转矩是否饱和，其具体方法如下。

步骤S1：转矩饱条件判定算法开始，判断绕组模式Mode＝1是否成立？若是，按下式确定积分时间：否则按下式确定积分时间：

步骤S2：从缓存器中读取t_int时间之前到当前时刻的转矩偏差信号ΔT的时域集合。

步骤S3：判断绕组模式Mode＝1是否成立？若是，按下式确定积分门限值：否则按下式确定积分门限值：

步骤S4：计算转矩偏差积分值

步骤S5：判断转矩偏差积分值I≥I_th是否成立？若是，转矩饱和条件判定为满足；否则转矩饱和条件判定为不满足。转矩饱和条件判定算法结束。

3、电流控制算法：

在实现电流控制之前，首先需将期望转矩信号T^*转化为期望d轴电流信号i_d ^*与期望q 轴电流信号i_q ^*，这部分由电流计算模块17完成。在本技术方案中，采用i_d＝0的电流控制算法，i_d ^*与i_q ^*的计算按下式进行：

电流控制算法在滞环电流控制模块19中进行，输入主侧电源信号MS、双逆变器模式信号DM、期望d轴电流信号i_d ^*、期望q轴电流信号i_q ^*、绕组模式信号Mode、电机转子位置信号θ、电压信号V_dc1、V_dc2以及电流信号i₁、i₂、i₃、i₄、i₅、i₆，输出门控信号INV1.gates、INV2.gates、ES.gates，以及继电器线圈控制信号KM1.switch、KM2.switch。双逆变器模式信号DM表示当绕组模式为双逆变器共同控制模式时的电流控制方式，DM＝1表示电流控制方式为低开关频率方式，此时IGBT器件的总开关频率相对较低，可减小开关损耗；DM＝2 表示电流控制方式为大功率差值方式，此时主要供电电源与辅助供电电源功率差值相对较大，可以减少辅助供电电源的电能消耗。信号INV1.gates由6位二进制数组成，从左至右每位分别表示三相逆变器INV1的IGBT器件T1～T6的门控信号；同理，INV2.gates也由6 位二进制数组成，从左至右每位分别表示三相逆变器INV2的IGBT器件T7～T12的门控信号；ES.gates由6位二进制数组成，从左至右每位分别表示电子开关组7的IGBT器件T13～ T18的门控信号。每位门控信号值0表示低电平，控制该IGBT器件关断；值1表示高电平，控制该IGBT器件导通。

如图10所示，电流控制算法在系统启动后一直运行，每个采样周期循环一次。电流控制具体方法如下：

步骤1'：电流控制过程开始；读取设定值总电流滞环带宽H。

步骤2'：进行初始化，令Buff＝00，Buff1＝00，Buff2＝00，BuffMS＝00。

步骤3'：读取绕组模式信号Mode。

步骤4'：判断绕组模式Mode＝1是否成立？若是，执行子程序E：星形模式电流控制算法，转步骤6'；否则执行步骤5'。

步骤5'：判断绕组模式Mode＝2是否成立？若是，执行子程序F：三角形模式电流控制算法，转步骤6'；否则执行子程序G：双逆变器共同控制模式电流控制算法，转步骤6'。

步骤6'：输出信号INV1.gates、INV2.gates、ES.gates、KM1.switch、KM2.switch。

步骤7'：判断当前采样周期是否结束？若是，转步骤3'；否则等待当前采样周期结束，重新执行步骤7'。电流控制算法结束。

其中，总电流滞环带宽H表示每相电流允许值上下限之差，单位为A。

如图11所示，子程序E：星形模式电流控制算法用于电机处于星形绕组模式时的电流控制，其具体方法如下：

步骤E1：星形模式电流控制算法开始；读取电流信号i₁、i₂与i₃，电机转子位置信号θ，期望电流信号i_d ^*与i_q ^*，以及主侧电源信号MS。

步骤E2：按下式计算电机三相电流：i_A＝i₁，i_B＝i₂，i_C＝i₃；并对i_d ^*与i_q ^*进行两相旋转/三相静止坐标变换，得到电机三相期望电流i_A ^*、i_B ^*与i_C ^*。

步骤E3：判断主侧电源信号MS＝1是否成立？若是，执行步骤E4～E6；否则执行步骤E7～E9。

步骤E4：按下式计算三相电流偏差：Δi_A＝i_A-i_A ^*，Δi_B＝i_B-i_B ^*，Δi_C＝i_C-i_C ^*。

步骤E5：令电流滞环带宽h＝H；以h为控制参数，分别以Δi_A、Δi_B、Δi_C为输入应用常规电流滞环控制算法R，并将所得结果从左向右依次排列组成6位的INV1.gates信号。

步骤E6：令INV2.gates＝010101；令ES.gates＝000000；令KM1.switch＝1，KM2.switch＝0。

步骤E7：按下式计算三相电流偏差：Δi_A＝i_A ^*-i_A，Δi_B＝i_B ^*-i_B，Δi_C＝i_C* ^-i_C。

步骤E8：令电流滞环带宽h＝H；以h为控制参数，分别以Δi_A、Δi_B、Δi_C为输入应用常规电流滞环控制算法R，并将所得结果从左向右依次排列组成6位的INV2.gates信号。

步骤E9：令INV1.gates＝010101；令ES.gates＝000000；令KM1.switch＝0，KM2.switch＝1。

星形模式电流控制算法结束。

其中，两相旋转/三相静止坐标变换采用等功率变换，表示如下：

电流滞环带宽h表示在当前绕组模式下所控制的每相电流或每线电流允许值上下限之差，单位为A。星形模式直接控制相电流，所以电流滞环带宽h与总电流滞环带宽H相等。

如图12所示，子程序F：三角形模式电流控制算法用于电机处于三角形绕组模式时的电流控制，其具体方法如下：

步骤F1：三角形模式电流控制算法开始；读取电流信号i₁、i₂、i₃、i₄、i₅与i₆，电机转子位置信号θ，期望电流信号i_d ^*与i_q ^*，以及主侧电源信号MS。

步骤F2：按下式计算电机线电流：i_AL＝i₁+i₆，i_BL＝i₂+i₄，i_CL＝i₃+i₅。

步骤F3：对i_d ^*与i_q ^*进行两相旋转/三相静止坐标变换，得到电机三相期望电流i_A ^*、i_B ^*与i_C ^*；并按下式计算电机期望线电流：i_AL ^*＝i_A ^*-i_C ^*，i_BL ^*＝i_B ^*-i_A ^*，i_CL ^*＝i_C ^*-i_B ^*。

步骤F4：按下式计算电机线电流偏差：Δi_AL＝i_AL-i_AL ^*，Δi_BL＝i_BL-i_BL ^*，Δi_CL＝i_CL-i_CL ^*。

步骤F5：判断主侧电源信号MS＝1是否成立？若是，执行步骤F6～F7；否则执行步骤F8～F9。

步骤F6：令电流滞环带宽h＝1.5H；以h为控制参数,分别以Δi_AL、Δi_BL、Δi_CL为输入应用常规电流滞环控制算法R，并将所得结果从左向右依次排列组成6位的INV1.gates信号。

步骤F7：令INV2.gates＝000000；令ES.gates＝111111；令KM1.switch＝1，KM2.switch＝0。

步骤F8：令电流滞环带宽h＝1.5H；以h为控制参数,分别以Δi_BL、Δi_CL、Δi_AL为输入应用常规电流滞环控制算法R，并将所得结果从左向右依次排列组成6位的INV2.gates信号。

步骤F9：令INV1.gates＝000000；令ES.gates＝111111；令KM1.switch＝0，KM2.switch＝1。

三角形模式电流控制算法结束。

三角形模式控制线电流，为了使相电流的控制精度与星形模式相同，所以电流滞环带宽 h为总电流滞环带宽H的1.5倍。

如图13所示，子程序G：双逆变器共同控制模式电流控制算法用于电机处于双逆变器共同控制模式绕组模式时的电流控制，其具体方法如下。

步骤G1：双逆变器共同控制模式电流控制过程开始；读取电流信号i₁、i₂与i₃，电压信号V_dc1、V_dc2，电机转子位置信号θ，期望电流信号i_d ^*与i_q ^*，主侧电源信号MS，及双逆变器模式信号DM。

步骤G2：按下式计算电机三相电流：i_A＝i₁，i_B＝i₂，i_C＝i₃；并对i_d*与i_q*进行两相旋转/三相静止坐标变换，得到电机三相期望电流i_A ^*、i_B ^*与i_C ^*。

步骤G3：按下式计算三相电流偏差：Δi_A＝i_A-i_A ^*，Δi_B=i_B-i_B ^*，Δi_C=i_C-i_C ^*。

步骤G4：令电流滞环带宽h＝H；令中间线参数其中max(V_dc1，V_dc2) 为V_dc1和V_dc2中的最大值。

步骤G5：判断双逆变器模式信号DM＝1是否成立？若是，执行步骤G6～G7；否则执行步骤G8～G9。

步骤G6：以h、d、MS为控制参数，分别以Δi_A、Δi_B、Δi_C为输入，即分别对电机A、 B、C相应用低开关频率方式双逆变器电流滞环控制方法M。

步骤G7：把对电机A、B、C相应用算法M所得结果中的Gates1从左向右依次排列组成6位INV1.gates信号；Gates2从左向右依次排列组成6位INV2.gates信号；令 ES.gates＝000000，KM1.switch＝1，KM2.switch＝1。

步骤G8：以h、d、MS为控制参数，分别以Δi_A与i_A、Δi_B与i_B、Δi_C与i_C为输入，即分别对电机A、B、C相应用大功率差值方式双逆变器电流滞环控制方法N。

步骤G9：把对电机A、B、C相应用大功率差值方式双逆变器电流滞环控制方法N所得结果中的Gates1从左向右依次排列组成6位INV1.gates信号；Gates2从左向右依次排列组成6位INV2.gates信号；令ES.gates＝000000，KM1.switch＝1，KM2.switch＝1。

双逆变器共同控制模式电流控制算法结束。

双逆变器共同控制模式与星形模式同样是直接控制相电流，所以电流滞环带宽h与总电流滞环带宽H相等。

上述电流控制算法中使用了常规电流滞环控制算法R、低开关频率方式双逆变器电流滞环控制算法M与大功率差值方式双逆变器电流滞环控制算法N。

常规电流滞环控制算法R为现有技术，划分和两个区域，变量Δi进入区域触发控制。

低开关频率方式双逆变器电流滞环控制算法M与大功率差值方式双逆变器电流滞环控制算法N，在常规电流滞环控制算法划分和两个区域的基础之上，在两个区域之间设置与两条中间线，变量Δi进入两个区域或穿越两条中间线均会触发控制；

低开关频率方式双逆变器电流滞环控制算法M与大功率差值方式双逆变器电流滞环控制算法N的区别在于变量Δi穿越中间线与时触发控制所需条件不同，从而达到IGBT器件开关频率较低，或两侧直流电源功率差值较大这样不同的控制效果。

此外，低开关频率方式双逆变器电流滞环控制算法M与大功率差值方式双逆变器电流滞环控制算法N工作在双逆变器共同控制模式下，两侧电源均参与工作，在V_dc1＝V_dc2时，可提供-V_dc1、0、V_dc1共3个电平；在V_dc1≠V_dc2时，可提供-V_dc2、0、V_dc1-V_dc2、V_dc1共 4个电平，相比只有2个电平的常规电流滞环控制算法提高了控制效果。

如图14所示，常规电流滞环控制算法R用于电机绕组模式为星形和三角形时的每相电流控制，其具体算法如下：

步骤R1：常规电流滞环控制开始；读取所控制相或线电流偏差Δi。

步骤R2：判断电流偏差是否成立？若是，令Gates＝10，并令Buff＝Gates，转步骤R4；否则执行步骤R3。

步骤R3：判断电流偏差是否成立？若是，令Gates＝01，并令Buff＝Gates，转步骤 R4；否则令Gates＝Buff，转步骤R4。

步骤R4：输出Gates；常规电流滞环控制结束。

其中，电流偏差Δi是所控制相或线电流的电流偏差，根据输入可以是Δi_A、Δi_B、Δi_C、Δi_AL、Δi_BL或Δi_CL；Gates是所控制相或线的逆变器桥臂IGBT器件的门控信号，第一位控制桥臂上部的IGBT器件，第二位控制桥臂下部的IGBT器件；Buff表示所控制相或线的逆变器桥臂 IGBT器件的门控信号的当前值。

如图15所示，低开关频率方式双逆变器电流滞环控制算法M用于电机绕组模式为双逆变器共同控制模式且电流控制方式为低开关频率方式时的每相电流控制，其具体方法如下。

步骤M1：低开关频率方式双逆变器电流滞环控制开始；判断主侧电源信号MS＝1是否成立？若是，令BuffMS＝Buff1；否则令BuffMS＝Buff2。

步骤M2：读取所控制相电流偏差Δi。

步骤M3：判断电流偏差是否成立？若是，令Gates1＝10，Gates2＝01，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤M9；否则执行步骤M4。

步骤M4：判断电流偏差是否成立？若是，令Gates1＝01，Gates2＝10，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤M9；否则执行步骤M5。

步骤M5：判断电流偏差Δi是否在当前采样周期穿越了线？若是，执行步骤M6；否则执行步骤M7。

步骤M6：判断BuffMS＝10是否成立？若是，令Gates1＝10，Gates2＝10，并令Buff1＝Gates1， Buff2＝Gates2，转步骤M9；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤M9。

步骤M7：判断电流偏差Δi是否在当前采样周期穿越了线？若是，执行步骤M8；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤M9。

步骤M8：判断BuffMS＝01是否成立？若是，令Gates1＝01，Gates2＝01，并令Buff1＝Gates1， Buff2＝Gates2，转步骤M9；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤M9。

步骤M9：输出Gates1、Gates2；低开关频率方式双逆变器电流滞环控制结束。

其中，Gates1表示所控制相的始端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号，第一位控制桥臂上部的IGBT器件，第二位控制桥臂下部的IGBT器件；Gates2表示所控制相的末端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号；Buff1表示所控制相的始端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号的当前值；Buff2表示所控制相的末端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号的当前值。中间线参数与两侧直流母线电压有关，并随两侧直流母线电压实时变化。Δi在当前采样周期穿越线的具体判定方式为式中Δi′为Δi在上一采样周期的值；Δi在当前采样周期穿越线的判定同理，不再赘述。

如图16所示，大功率差值方式双逆变器电流滞环控制算法N用于电机绕组模式为双逆变器共同控制模式且电流控制方式为大功率差值方式时的每相电流控制，其具体方法如下：

步骤N1：大功率差值方式双逆变器电流滞环控制开始；读取所控制相电流偏差Δi与该相电流i。

步骤N2：判断电流偏差是否成立？若是，令Gates1＝10，Gates2＝01，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤N8；否则执行步骤N3。

步骤N3：判断电流偏差是否成立？若是，令Gates1＝01，Gates2＝10，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤N8；否则执行步骤N4。

步骤N4：判断电流偏差Δi是否在当前采样周期穿越了线？若是，执行步骤N5；否则执行步骤N6。

步骤N5：判断逻辑关系(MS＝1∧i>0)∨(MS＝2∧i<0)是否为真？若是，令Gates1＝10， Gates2＝10，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤N8；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤N8。

步骤N6：判断电流偏差Δi是否在当前采样周期穿越了线？若是，执行步骤N7；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤N8。

步骤N7：判断逻辑关系(MS＝1∧i<0)∨(MS＝2∧i>0)是否为真？若是，令Gates1＝01，

Gates2＝01，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤N8；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤N8。

步骤N8：输出Gates1、Gates2；大功率差值方式双逆变器电流滞环控制结束。

为了进一步说明本发明技术方案的有益效果，以下，使用Matlab/Simulink平台对本实施方案进行了仿真，转速环采用PI控制，所采用的电源、控制参数及开放式绕组电机参数如表1所示。

表1

两侧直流电源电压	Vdc1＝300V，Vdc2＝350V
		IGBT器件最大允许电流	imax＝120A
转速控制器参数	P＝0.25，I＝4
		总电流滞环带宽	H＝6A
电机极对数	P0＝4
		电机定子绕组电阻	Rs＝0.1Ω
电机直、交轴电感	Ld＝0.0012F，Lq＝0.0015F
		电机永磁体磁链	Ψf＝0.2Wb
电机转子转动惯量	J＝0.011kgm2

本次仿真使系统运行1s，电机期望转速在0～0.4s线性上升至4600rpm，并保持该值到 0.6s，然后在0.6～1s线性下降至0；负载转矩在0.05s时从0阶跃至40Nm，并保持该值到仿真结束；双逆变器模式信号DM＝1；主侧电源信号在0.5s从1变为2。

图17～24为本实施方式的控制效果波形图。从图17可以看出，整个运行过程转速均能良好跟随期望值，未出现明显波动和迟滞，只在绕组模式向上切换时产生了轻微的延迟情况。

从图18可以看出，绕组模式切换算法执行情况良好，可以在转矩饱和时迅速执行向上切换动作，并在转速下降过程中依次执行向下切换动作；未出现频繁切换、绕组模式反复抖动的情况。

从图19可以看出，电机的电磁转矩控制精确；在当前电流滞环带宽下，电磁转矩波动幅值基本在10Nm以内，而且在各绕组模式下电磁转矩波动幅值保持统一；在绕组模式向上切换时，可以明显观察到为了补偿转速上升延迟而出现的转矩增量，该增量在0.01s内可衰减至正常。

图20是采用普通双电平电流滞环控制的电机电磁转矩波形图，除电流控制方式外，系统其他结构与参数均相同。作为对照，可以看出，在相同的电流滞环带宽下，普通双电平电流滞环控制的电磁转矩控制精度明显低于本发明的实施方式；电磁转矩波动幅值明显大于本发明的实施方式。

图21和图22分别是本发明实施例的电机A相电压和电流的变化曲线。从电压曲线可以看出，星形模式、三角形模式、双逆变器共同控制模式的电机相电压幅值依次升高；另因为在0.5s时将主要供电电源切换为电压更高的DC2，转速下降时星形模式、三角形模式的电机A相电压幅值要分别高于转速上升时相同模式的电机A相电压幅值。从电流曲线可以看出，电机A相电流呈现较好的正弦波形，其频率与电机转速成正比，其幅值与电磁转矩成正比；电流波动幅值被严格控制在电流滞环带宽内，控制效果良好。

图23为本发明实施例的逆变器输出功率变化曲线，曲线1为两个逆变器的总输出功率，曲线2为逆变器INV1的输出功率，曲线3为逆变器INV2的输出功率。可以看出，当绕组模式处于星形和三角形模式时，只有一个逆变器参与供电；而处于双逆变器共同控制模式时，两个逆变器均有输出功率。在0.5s以前，DC1为主要供电电源，此时INV1的输出功率要高于INV2的输出功率；0.5s以后，DC2为主要供电电源，此时INV2的输出功率要高于INV1 的输出功率；说明本发明实施方式的双电源能量分配效果良好。

图24为本发明实施例与其对照组的IGBT器件总开关频率变化曲线。曲线1为本发明实施方式的IGBT器件总开关频率，曲线2为应用普通双电平电流滞环控制的IGBT器件总开关频率。可以看出本发明实施方式的IGBT器件总开关频率明显低于普通双电平电流滞环控制的IGBT器件总开关频率，这一差别在绕组模式为星形和三角形模式时尤为明显；说明本发明实施方式能够有效降低逆变器的开关损耗，提高系统效率。

Claims (7)

1.基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统，在开放式绕组永磁同步电机的始端连接电流传感器组A1、三相逆变器INV1、电压传感器V1、电容C1以及直流电源DC1，在开放式绕组永磁同步电机的末端连接电流传感器组A2、三相逆变器INV2、电压传感器V2、电容C2以及直流电源DC2，且在开放式绕组永磁同步电机上设有转子位置传感器和转矩传感器，其特征在于：

开放式绕组永磁同步电机(8)的三相绕组中，每相绕组始端和末端各引出一根导线，并连接形成三个通路，其中第一通路为第一相始端和第三相末端连接，第二通路为第二相始端和第一相末端连接，第三通路为第三相始端和第二相末端连接，每一通路上均串联一个电子开关，所述电子开关由两个反向并联的IGBT器件组成；三个通路的电子开关构成电子开关组(7)；

所述驱动控制系统还包括一个控制器(16)，所述控制器(16)与电压传感器V1和电压传感器V2、电流传感器组A1和电流传感器组A2、开放式绕组永磁同步电机(8)的转子位置传感器以及转矩传感器(9)通讯连接，以接收信号；所述控制器(16)与三相逆变器INV1、三相逆变器INV2、电子开关组、直流电源DC1的继电器KM1和直流电源DC2的继电器KM2的线圈通讯连接，以输出信号；

所述控制器(16)由电流计算模块(17)、绕组模式切换模块(18)、滞环电流控制模块(19)、减法器(20)、微分器(21)以及缓存器(22)组成；

所述减法器(20)将电机输出转矩信号与期望转矩信号作差，得到转矩偏差信号；所述微分器(21)将电机转子位置信号对时间微分，得到电机转子角速度信号；所述缓存器(22)将每一采样周期内的转矩偏差信号保存，供绕组模式切换模块(18)调用；

所述电流计算模块(17)接收期望转矩信号，并输出期望d轴电流信号和期望q轴电流信号；

绕组模式切换模块(18)接收主侧电源信号、来自缓存器(22)的转矩偏差信号的时域集合、电流信号、电压信号以及电机转子角速度信号，输出绕组模式信号；

滞环电流控制模块(19)接收主侧电源信号、双逆变器模式信号、期望d轴电流信号、期望q轴电流信号、绕组模式信号、电机转子位置信号、电压信号以及电流信号，输出三相逆变器INV1、三相逆变器INV2和电子开关组各IGBT器件的门控信号，并输出继电器KM1和继电器KM2的控制信号。

2.如权利要求1所述基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统的控制方法，其特征在于：所述控制方法通过在三种绕组模式之间自动切换，进而降低逆变器的开关损耗；具体方法如下：

一、划分绕组模式区间：

根据三相逆变器INV1和三相逆变器INV2的开关状态，构造连接出星形模式、三角形模式或双逆变器共同控制三种绕组模式，划分各模式下的电机运行区间；划分各模式下的电机运行区间方法如下：

星形模式电机运行区间由下式确定：

当0≤n≤n_Yrt时，0≤T≤T_Ymax；当n_Yrt≤n≤n_Ymax时，0≤T≤T_Yrt；

三角形模式电机运行区间为下式确定的区间去掉与星形模式电机运行区间重叠的部分：当0≤n≤n_Δrt时，0≤T≤T_Δmax；当n_Δrt≤n≤nΔ_max时，0≤T≤T_Δrt；

双逆变器共同控制电机运行区间为下式确定的区间去掉与星形模式电机运行区间重叠的部分以及与三角形模式电机运行区间重叠的部分：

当0≤n≤n_Drt时，0≤T≤T_Dmax；当n_Drt≤n≤n_Dmax时，0≤T≤T_Drt；

上式中各绕组模式下最大转矩：

各绕组模式下转折转矩：

各绕组模式下的电机转折转速

各绕组模式下的电机最高转速

式中：p₀为电机极对数，ψ_f为电机永磁体磁链，i_max为逆变器IGBT器件的最大电流，L_q为电机q轴电感，V_dc为主要供电侧直流母线电压，V_dc1为直流电源DC1的电压，V_dc2为直流电源DC2的电压；

二、切换绕组模式，切换绕组模式在绕组模式切换模块(18)中执行，在系统启动后一直运行，每个采样周期循环一次，输出绕组模式信号，具体过程如下：

步骤1：读取系统器件设定值；

步骤2：绕组模式初始化为星形模式；

步骤3：判断当前采样周期是否结束，若是，执行信号输入与初始计算过程；否则等待当前采样周期结束，重新执行步骤3；

步骤4：判断当前绕组模式是否为星形模式，若是，执行星形模式切换算法，转步骤6；否则执行步骤5；

步骤5：判断当前绕组模式是否为三角形模式，若是，执行三角形模式切换算法，转步骤6；否则执行双逆变器共同控制模式切换算法；

步骤6：输出绕组模式，转步骤3；

绕组模式切换结束；

三、根据绕组模式控制电流输出，在实现电流控制之前，在电流计算模块(17)中将期望转矩信号转化为期望d轴电流信号与期望q轴电流信号；控制电流过程在滞环电流控制模块(19)中进行，在系统启动后一直运行，每个采样周期循环一次，具体过程如下：

步骤1'：读取设定值总电流滞环带宽H；

步骤2'：进行初始化；

步骤3'：读取绕组模式信号；

步骤4'：判断星形模式是否成立，若是，执行星形模式电流控制算法，转步骤6'；否则执行步骤5'；

步骤5'：判断三角模式是否成立，若是，执行三角形模式电流控制算法，转步骤6'；否则执行双逆变器共同控制模式电流控制算法，转步骤6'；

步骤6'：输出三相逆变器INV1、三相逆变器INV2和电子开关各IGBT器件的门控信号；

步骤7'：判断当前采样周期是否结束，若是，转步骤3'；否则等待当前采样周期结束，重新执行步骤7'；

电流控制算法结束。

3.如权利要求2所述基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统的控制方法，其特征在于：

所述切换绕组模式过程中的信号输入与初始计算过程具体如下：

步骤A1：信号输入与初始计算开始；读取主侧电源信号MS，以及电压信号V_dc1与V_dc2，电流信号i₁、i₂与i₃，电机转子角速度信号ω_r；

步骤A2：判断主侧电源信号MS＝1是否成立？若是，令直流母线电压V_dc＝V_dc1，执行A3；否则令直流母线电压V_dc＝V_dc2，执行A3；

步骤A3：计算电机三相电流：i_A＝i₁,i_B＝i₂，i_C＝i₃；并对i_A、i_B与i_C进行三相静止/两相静止坐标变换，得到i_α与i_β，进而计算定子电流幅值：

步骤A4：计算星形模式下电机转折角速度：以及三角形模式下的电机转折角速度信号输入与初始计算结束；

其中：ψ_f为电机永磁体磁链，i_max为逆变器IGBT器件的最大电流，L_q为电机q轴电感；

所述星形模式切换算法具体如下：

步骤B1：星形模式切换算法开始，执行转矩饱和条件判定算法S；

步骤B2：判断转矩饱和条件是否满足，若是，执行步骤B3；否则保持当前绕组模式为星形模式不变，星形模式切换算法结束；

步骤B3：判断定子电流幅值是否成立，若是，绕组模式切换为三角形模式，星形模式切换算法结束；否则绕组模式切换为双逆变器共同控制模式，星形模式切换算法结束；

所述三角形模式切换算法具体如下：

步骤C1：三角形模式切换算法开始，判断电机转子角速度ω_r＜ω_Yrt是否成立，若是，绕组模式切换为星形模式，三角形模式切换算法结束；否则执行转矩饱和条件判定算法S；

步骤C2：判断转矩饱和条件是否满足，若是，绕组模式切换为双逆变器共同控制模式，三角形模式切换算法结束；否则保持当前绕组模式不变，三角形模式切换算法结束；

所述双逆变器共同控制模式切换算法具体如下：

步骤D1：双逆变器共同控制模式切换算法开始；判断电机转子角速度ω_r＜ω_Yrt是否成立，若是，绕组模式切换为星形模式，双逆变器共同控制模式切换算法结束；否则执行步骤D2；

步骤D2：判断电机转子角速度ω_r＜ω_Δrt是否成立，若是，执行步骤D3；否则保持当前绕组模式不变，双逆变器共同控制模式切换算法结束，

步骤D3：断定子电流幅值是否成立，若是，绕组模式切换为三角形模式，双逆变器共同控制模式切换算法结束；否则保持当前绕组模式不变，双逆变器共同控制模式切换算法结束。

4.如权利要求3所述基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统的控制方法，其特征在于：

所述转矩饱和条件判定算法S，用于在向上切换时判定转矩是否饱和，其具体算法如下：

步骤S1：转矩饱条件判定算法开始，判断绕组模式Mode＝1是否成立，若是，按下式确定积分时间：否则按下式确定积分时间：

其中：p₀为电机极对数；

步骤S2：从缓存器中读取t_int时间之前到当前时刻的转矩偏差信号ΔT的时域集合；

步骤S3：判断绕组模式Mode＝1是否成立，若是，按下式确定积分门限值：否则按下式确定积分门限值：

步骤S4：计算转矩偏差积分值

步骤S5：判断转矩偏差积分值I≥I_th是否成立？若是，转矩饱和条件判定为满足；否则转矩饱和条件判定为不满足；

转矩饱和条件判定算法结束。

5.如权利要求2所述基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统的控制方法，其特征在于：

所述星形模式电流控制算法具体如下：

步骤E1：星形模式电流控制算法开始；读取电流信号i₁、i₂与i₃，电机转子位置信号θ，期望电流信号i_d ^*与i_q ^*，以及主侧电源信号MS；

步骤E2：按下式计算电机三相电流：i_A＝i₁，i_B＝i₂，i_C＝i₃；并对i_d ^*与i_q ^*进行两相旋转/三相静止坐标变换，得到电机三相期望电流i_A ^*、i_B ^*与i_C ^*；

步骤E3：判断主侧电源信号MS＝1是否成立，若是，执行步骤E4～E6；否则执行步骤E7～E9；

步骤E4：按下式计算三相电流偏差：Δi_A＝i_A-i_A ^*，Δi_B＝i_B-i_B ^*，Δi_C＝i_C-i_C ^*；

步骤E5：令电流滞环带宽h＝H；以h为控制参数，分别以Δi_A、Δi_B、Δi_C为输入应用常规电流滞环控制算法，并将所得结果从左向右依次排列组成6位的INV1.gates信号；

步骤E6：令INV2.gates＝010101；令ES.gates＝000000；令KM1.switch＝1，KM2.switch＝0；

步骤E7：按下式计算三相电流偏差：Δi_A＝i_A ^*-i_A，Δi_B＝i_B ^*-i_B，Δi_C＝i_C ^*-i_C；

步骤E8：令电流滞环带宽h＝H；以h为控制参数，分别以Δi_A、Δi_B、Δi_C为输入应用常规电流滞环控制算法，并将所得结果从左向右依次排列组成6位的INV2.gates信号；

步骤E9：令INV1.gates＝010101；令ES.gates＝000000；令KM1.switch＝0，KM2.switch＝1；

其中：

INV1.gates为三相逆变器INV1的门控信号；

INV2.gates为三相逆变器INV2的门控信号；

ES.gates为电子开关组(7)的门控信号；

KM1.switch为继电器KM1的线圈控制信号；

KM2.switch是继电器KM2的线圈控制信号；

星形模式电流控制算法结束；

所述三角形模式电流控制算法具体如下：

步骤F1：三角形模式电流控制算法开始；读取电流信号i₁、i₂、i₃、i₄、i₅与i₆，电机转子位置信号θ，期望电流信号i_d ^*与i_q ^*，以及主侧电源信号MS；

步骤F2：按下式计算电机线电流：i_AL＝i₁+i₆，i_BL＝i₂+i₄，i_CL＝i₃+i₅；

步骤F3：对i_d ^*与i_q ^*进行两相旋转/三相静止坐标变换，得到电机三相期望电流i_A ^*、i_B ^*与i_C ^*；并按下式计算电机期望线电流：i_AL ^*＝i_A ^*-i_C ^*，i_BL ^*＝i_B ^*-i_A ^*，i_CL*＝i_C ^*-i_B ^*；

步骤F4：按下式计算电机线电流偏差：Δi_AL＝i_AL-i_AL ^*，Δi_BL＝i_BL-i_BL ^*，Δi_CL＝i_CL-i_CL ^*；

步骤F5：判断主侧电源信号MS＝1是否成立，若是，执行步骤F6～F7；否则执行步骤F8～F9；

步骤F6：令电流滞环带宽h＝1.5H；以h为控制参数,分别以Δi_AL、Δi_BL、Δi_CL为输入应用常规电流滞环控制算法，并将所得结果从左向右依次排列组成6位的INV1.gates信号；

步骤F7：令INV2.gates＝000000；令ES.gates＝111111；令KM1.switch＝1，KM2.switch＝0；

步骤F8：令电流滞环带宽h＝1.5H；以h为控制参数,分别以Δi_BL、Δi_CL、Δi_AL为输入应用常规电流滞环控制算法R，并将所得结果从左向右依次排列组成6位的INV2.gates信号；

步骤F9：令INV1.gates＝000000；令ES.gates＝111111；令KM1.switch＝0，KM2.switch＝1；

三角形模式电流控制算法结束；

所述双逆变器共同控制模式电流控制算法具体如下；

步骤G1：双逆变器共同控制模式电流控制算法开始；读取电流信号i₁、i₂与i₃，电压信号V_dc1、V_dc2，电机转子位置信号θ，期望电流信号i_d ^*与i_q ^*，主侧电源信号MS，及双逆变器模式信号DM；

步骤G2：按下式计算电机三相电流：i_A＝i₁，i_B＝i₂，i_C＝i₃；并对i_d ^*与i_q ^*进行两相旋转/三相静止坐标变换，得到电机三相期望电流i_A ^*、i_B ^*与i_C ^*；

步骤G3：按下式计算三相电流偏差：Δi_A＝i_A-i_A ^*，Δi_B＝i_B-i_B ^*，Δi_C＝i_C-i_C ^*；

步骤G4：令电流滞环带宽h＝H；令中间线参数其中max(V_dc1，V_dc2)为V_dc1和V_dc2中的最大值；

步骤G5：判断双逆变器模式信号DM＝1是否成立，若是，执行步骤G6～G7；否则执行步骤G8～G9；

步骤G6：以h、d、MS为控制参数，分别以Δi_A、Δi_B、Δi_C为输入，即分别对电机A、B、C相应用低开关频率方式双逆变器电流滞环控制算法M；

步骤G7：把对电机A、B、C相应用算法M所得结果中的Gates1从左向右依次排列组成6位INV1.gates信号；Gates2从左向右依次排列组成6位INV2.gates信号；ES.gates＝000000，KM1.switch＝1，KM2.switch＝1；

其中：

Gates1为所控制相的始端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号；

Gates2为所控制相的末端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号；

步骤G8：以h、d、MS为控制参数，分别以Δi_A与i_A、Δi_B与i_B、Δi_C与i_C为输入，即分别对电机A、B、C相应用大功率差值方式双逆变器电流滞环控制算法N；

步骤G9：把对电机A、B、C相应用算法N所得结果中的Gates1从左向右依次排列组成6位INV1.gates信号；Gates2从左向右依次排列组成6位INV2.gates信号；令ES.gates＝000000，KM1.switch＝1，KM2.switch＝1；

双逆变器共同控制模式电流控制算法结束。

6.如权利要求5所述基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统的控制方法，其特征在于：

所述低开关频率方式双逆变器电流滞环控制算法M用于电机绕组模式为双逆变器共同控制模式且电流控制方式为低开关频率方式时的每相电流控制，其具体算法如下：

步骤M1：低开关频率方式双逆变器电流滞环控制算法开始；判断主侧电源信号MS＝1是否成立，若是，令BuffMS＝Buff1；否则令BuffMS＝Buff2；

步骤M2：读取所控制相电流偏差Δi；

步骤M3：判断电流偏差是否成立，若是，令Gates1＝10，Gates2＝01，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤M9；否则执行步骤M4；

步骤M4：判断电流偏差是否成立，若是，令Gates1＝01，Gates2＝10，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤M9；否则执行步骤M5；

步骤M5：判断电流偏差Δi是否在当前采样周期穿越了线，若是，执行步骤M6；否则执行步骤M7；

步骤M6：判断BuffMS＝10是否成立，若是，令Gates1＝10，Gates2＝10，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤M9；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤M9；

步骤M7：判断电流偏差Δi是否在当前采样周期穿越了线，若是，执行步骤M8；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤M9；

步骤M8：判断BuffMS＝01是否成立，若是，令Gates1＝01，Gates2＝01，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤M9；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤M9；

步骤M9：输出Gates1、Gates2；低开关频率方式双逆变器电流滞环控制算法结束；

其中，Gates1表示所控制相的始端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号，第一位控制桥臂上部的IGBT器件，第二位控制桥臂下部的IGBT器件；Gates2表示所控制相的末端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号；Buff1表示所控制相的始端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号的当前值；Buff2表示所控制相的末端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号的当前值，中间线参数与两侧直流母线电压有关，并随两侧直流母线电压实时变化，Δi在当前采样周期穿越线的具体判定方式为式中Δi′为Δi在上一采样周期的值；Δi在当前采样周期穿越线的判定与Δi在当前采样周期穿越线的具体判定方式相同。

7.如权利要求5所述基于双电源开放式绕组永磁同步电机的驱动控制系统的控制方法，其特征在于：

所述大功率差值方式双逆变器电流滞环控制算法N用于电机绕组模式为双逆变器共同控制模式且电流控制方式为大功率差值方式时的每相电流控制，具体算法如下：

步骤N1：大功率差值方式双逆变器电流滞环控制算法开始；读取所控制相电流偏差Δi与该相电流i；

步骤N2：判断电流偏差是否成立，若是，令Gates1＝10，Gates2＝01，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤N8；否则执行步骤N3；

其中：

Buff1为所控制相的始端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号的当前值；

Buff2为所控制相的末端一侧逆变器桥臂IGBT器件的门控信号的当前值；

步骤N3：判断电流偏差是否成立，若是，令Gates1＝01，Gates2＝10，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤N8；否则执行步骤N4；

步骤N4：判断电流偏差Δi是否在当前采样周期穿越了线，若是，执行步骤N5；否则执行步骤N6；

步骤N5：判断逻辑关系[(MS＝1)∧(i>0)]∨[(MS＝2)∧(i<0)]是否为真，若是，令Gates1＝10，Gates2＝10，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤N8；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤N8；

步骤N6：判断电流偏差Δi是否在当前采样周期穿越了线，若是，执行步骤N7；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤N8；

步骤N7：判断逻辑关系[(MS＝1)∧(i<0)]∨[(MS＝2)∧(i>0)]是否为真，若是，令Gates1＝01，Gates2＝01，并令Buff1＝Gates1，Buff2＝Gates2，转步骤N8；否则令Gates1＝Buff1，Gates2＝Buff2，转步骤N8；

步骤N8：输出Gates1、Gates2；大功率差值方式双逆变器电流滞环控制算法结束。