CN104185948A - 网络反馈装置、能量反馈系统以及操作网络反馈装置的方法 - Google Patents

网络反馈装置、能量反馈系统以及操作网络反馈装置的方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及网络反馈装置(10)，该网络反馈装置(10)用于将电能从直流能源(12)反馈至三相交流供应网络(32)，其中直流中间电路(24)的直流电压通过至少一个逆变器单元(14)被转换为三相电压并通过变压器装置(16)被反馈至交流供应网络(24)，该变压器装置(16)包括三个网络变压器绕组(38)。本发明的特征在于，网络变压器绕组(38)的第一绕组端子被连接至第一逆变器转置(14a)的半桥(30)，并且变压器装置(16)的网络变压器绕组(38)的第二绕组端子被连接至第二逆变器装置(14b)的半桥。在辅助方面，本发明涉及能量反馈系统，该能量反馈系统用于将光伏源、燃料电池源、蓄电池源或者可机械操作的直流发电机连接至交流供应网络或者交流用电设备，特别是连接至三相马达，并且还涉及用于高效能的电压反馈的操作方法。

Description

网络反馈装置、能量反馈系统以及操作网络反馈装置的方法
技术领域
本发明涉及用于将来自直流能源的电能反馈至交流或者三相供应网络的网络反馈装置，其中直流中间电路的直流电压通过至少一个逆变器单元被转换为交流或者三相电压并且通过变压器装置被反馈至交流供应网络。本发明的次要方面涉及用于将来自光伏源、燃料电池、蓄电池源或者后接整流器的交流发电机的直流电压反馈至交流供应网络的能量反馈系统，涉及用于操作此类网络反馈装置的操作方法，以及涉及用于操作交流用电设备网络反馈装置的应用，特别是交流马达的应用。原则上，根据本发明的装置也能够用于翻转能量流的方向，从而为直流用电设备提供可调整的中间电路电压。
背景技术
从在先技术中可知，伴随着网络反馈装置，来自诸如蓄电池、光伏电池、燃料电池或者类似的直流电源的直流电源的电能可被转换为交流或者三相能量并被反馈至供应网络。通常地，具有最大的受到由直流电源提供的直流电压所限的三相输出电压的单一的逆变器单元被用于此目的。例如，光伏反馈系统中直流电压由太阳能电池布置的最大功率点(MPP)的电压所决定，即太阳能电池的电流/电压图表中能够得到最大功率的点，即该点上电流和电压的结果取最大值，以及直流电压取决于太阳能电池的操作模式和类型。通过利用在最大功率点MPP的电压以及相应的电流，使用光伏电池能够达到最佳效率，另一方面，网络反馈装置的直流中间电路中渴望电压配置具有高度灵活性。由于用于反馈至供应网络的最大可能交流电压导致电流幅度的减小并且由于效率、所包含的部件的物理大小以及花费方面的原因而令人满意，从而为了达到同样的功率所需的电流通过高的直流中间电路电压而相应地减少，进而允许部件能够持续更长时间，更加经济并且尺寸更小，根据直流中间电路电压的幅度，尽可能使得可传送的交流电压最大化。
在从现有技术中已知的三相逆变器的情形下，变压器由三相逆变器所提供，其中，下述关系通常被应用到光伏领域中三相电压的最大化：其中，UMPPmin为太阳能电池的最大功率点MPP上的最小电压，其中，为了容许误差的管理和补偿，提供了10％的保留，以及三次谐波零序分量被引入到调制中。典型地，在光伏领域的应用中，最小直流中间电路电压为450V，从而线性三相电压的最大输出电压大约为290V。此类三相电压不足以反馈典型的400V三相网络，从而必须使用网络侧变压器，升压转换器或者用于调整电压的其它装置。结果，在例如是100kW系统的情形下，在交流电压侧的所有部件，换言之，在用电设备网络侧的所有部件，即变压器、滤波器、扼流圈以及输出架，可形成用于网络电流高达200A所需的尺寸，即相对高的电流负载，其使得反馈电路相对昂贵、复杂以及低效。此外，光伏电池的高的开路电压通常意味着下一个更高电压等级的半导体部件需在逆变器中采用，否则，不可能在高的中间电路电压下调节逆变器至那样的结果。
迄今为止已知的用于通过网络变压器的网络反馈的逆变器布局的切换行为会在输出电压中引起作用于网络变压器初级绕组上的谐波，导致了变压器中的高损耗以及反馈至网络的电压具有较高的谐波分量。损耗引起了有害的变热并且降低了网络反馈电路的效率。电路的服务寿命也由于高功耗而减少。为此，逆变器的输出端常采用复杂网络或者正弦波滤波器，这些相对昂贵，物理尺寸大，并且增加了故障敏感性以及网络反馈电路的花费。
从上述现有技术出发，本发明旨在克服已知方法的不足。
上述不足通过根据独立权利要求的装置、方法和网络反馈装置的应用而克服。本发明的有利改进在于从属权利要求的主题。
发明内容
在第一创造性方面，提供了一种用于将来自至少一个直流能源的电能反馈至交流或者三相供应网络的网络反馈装置，其中，直流中间电路的直流电压通过至少一个逆变器单元被转换为交流或者三相电压并且通过包括三个网络变压器绕组的变压器装置被反馈至交流供应网络。为此，根据本发明的网络变压器绕组的第一绕组端子与第一逆变器单元的半电桥相连，变压器装置的网络变压器绕组的第二绕组端子与第二逆变器单元的半电桥相连。通过操作两个逆变器单元的半电桥之间的网络变压器绕组，为了将直流电压转换为三相电压，直流中间电路电压的全部范围均被利用。通过操作两个逆变器装置中的初级侧变压器绕组，后者可在切换周期中平均值为输出电压的幅度下被操作，即从DC+至DC-而被操作。根据现有技术，如果该绕组可选择地与逆变器单元一起操作，则在星形电路(Y型电路)的情形下，对每个绕组而言，可用的切换周期中平均幅度仅为以及在三角形电路的情形下，逆变器单元供应的电流为变压器装置绕组所接受的电流的倍。这些增加的电流或者减少的电压可在根据本发明的装置中被避免，从而交流输出电压能够增加倍。
根据本发明，具有初级绕组端子的变压器单独生产，从而在变压器装置中，特别是一个独立电压，以及优选地三个电压的变压器装置中，可通过具有六个端子的开式变压器绕组而从外部接入。变压器装置的初级绕组的每个第一端子与第一逆变器相连，相应的初级绕组的第二端子与第二变频器相连。例如，通过两个逆变器单元的协调操作，为了利用最大发电机功率，可灵活利用太阳能电池布置的最大功率点MPP的电压范围。这优化了直流能量反馈源的网络反馈功率。和根据本发明的装置一起，还提供了最大交流输出电压，从而相应的功率半导体组件可被形成用于较低电流负载所需的尺寸，即具有更小的尺寸以及制造更加经济。逆变器单元中较低的电流导致了传输和切换损耗的降低，同时改进了反馈装置的效率。随着根据本发明的双逆变器的布局，第一逆变器单元的输出相L1U、L1V和L1W的电压电位以及第二逆变器单元的输出相L2U、L2V和L2W的电压电位在更细的级中彼此独立地被切换，由此更小的电压变化结果以及谐波分量与相应的损耗一起被降低。输出电压近似正弦曲线。
在本发明的有利的改进中，第一逆变器单元可与网络同步操作以确定输出的供应网络电压的极性，特别在50Hz或者60Hz频率，以及第二逆变器单元可在更高PWM(脉冲宽度调制)周期频率操作以便调制，特别的，以大于500Hz的频率，并且优选地，至少为4kHz。切换频率为8kHz，16kHz或者更大是可能的并且有利的。第一逆变器确定输出的供应网络电压的极性，即阳极或者阴极半波，在此过程中以所需的供应网络频率与网络同步地被操作，所需的供应网络频率通常为50Hz或者60Hz，或者，当驱动马达时，为所需的马达转速。第二逆变器单元时钟频率更高，例如是10-100倍，并且发射PWM信号，用于形成供应网络电压所需的信号形式，特别是正弦信号形式。这些用来将发射电压调制或者匹配至网络电压或者所需的电压形式。在第一逆变器单元中仅产生低的切换损耗，从而冷却系统和半导体可设计为采用较偏移的元件。可选地，两个逆变器单元均可在较高的PWM时钟频率被操作，以便调制输出的供应网络电压，特别是大于500Hz的频率，优选为4kHz的频率。在此情形下，传输的输出电压的质量可进一步改进，特别是当两个逆变器单元的时钟偏移为半个时钟周期时。由于第二逆变器单元的高频切换操作，相关相L1U-L2U,L1V-L2V以及L1W-L2W之间的输出相电压可大体上更接近正弦电压曲线，由此，谐波进一步降低，变压器和切换损耗降低以及服务寿命延长。提供的网络反馈电压非常接近理想正弦波。这允许省去复杂的正弦滤波器，节省开支和空间，降低了失败的敏感性。相反地，在逆变器单元的输出相至变压器装置的初级绕组中可使用经济的LC滤波和平滑单元，或者滤波装置可被整体省略。由于双逆变器相对于单一逆变器结构具有更高的电压和更小的电流，滤波和平滑单元可被设计为具有更低的电流幅度。
在本发明的有利改进中，变压器单元可以是三相变压器，该三相变压器具有可分离的并且从外部接入的初级绕组端子，其中，每个初级绕组的两个连接端子可从外部连接，并且每个初级绕组之前是滤波电容和滤波电感。在此改进中，初级绕组的通常出现的星形节点(中立性节点)可被打开，从而每个初级绕组可以以从外部接入的方式被连接。这使得每个第一连接端子与第一逆变器单元相连，每个初级绕组的第二端子与第二逆变器单元相连。每个初级绕组之前为平滑单元，该平滑单元通常包括滤波电容和滤波电感，为了将由逆变器单元发射的通常的二进制切换信号转换为谐波正弦振动，其中电容和电感的存储的磁能和电能被用于平滑PWM信号。在此方式下，通过打开从现有技术已知的变压器装置的星形节点，其可制成适于根据本发明的网络反馈装置的连接。根据变压器的设计，滤波器装置可被省略，或者在一些情形下也可在第二侧连接滤波器装置。
优选地，在至少一个直流能源和两个逆变器单元之间连接中间电路电容，该中间电路电容能够平滑和稳定直流中间电路中的中间电路直流电压。这样改进了中间电路直流电压的稳定性，减少了谐波和干扰损耗。
在单个逆变器操作中，以及在在单一直流能源下具有两个逆变器单元的双逆变器单元操作中，在逆变器单元的输出相之间的操作中会出现谐波和有害的回路电流，增加了电流负载和损耗。较高的电流负载和谐波分量降低了电路布置的服务寿命，另一方面，损耗需要对于功率元件和变压器装置的冷却性能的提升，在其它方面，损耗需要电缆和触体具有更大的截面，进而降低了电路布置的整体效率。总而言之，这样需要功率更大的切换元件，引起了安装空间的增大以及费用上升。最后，网络反馈电压并不对应于理想正弦曲线，因此，导致了在电流网络中的干扰。
根据一个优选实施例，优选地，包括至少一个滤波电容和至少一个滤波电感的滤波和平滑单元可在逆变器单元和变压器装置之间合并，特别地，在每个初级绕组之前。滤波和平滑单元被用以显著降低谐波分量和抑制回路电流，从而提升了电路布置的服务寿命和效率，并使得输出电压接近理想正弦曲线。优选地，滤波和平滑单元可被插入到变压器装置的变压器绕组的供电线，特别地，被设计用于抑制共模电流以及衰减高频振动。通过利用简单的LC网络作为滤波器电路，可以省略复杂的网络或者具有大量诸如X和Y电容的无源元件的正弦滤波器。
根据一个优选实施例，滤波和平滑单元的滤波电感可被安置为与每个初级绕组串联。由于电感提供增大的更高频率阻抗，滤波电感可与第一或者第二逆变器单元的输出相相连，并被用于抑制谐波。
在此基础上，滤波电感可进一步包括两个扼流圈，两个扼流圈被插入到初级绕组的前向和反向相L1U-L2U，L1V-L2V，L1W-L2W中。因此，上述滤波电感可划分为两个扼流圈并被整合到两个逆变器单元的两个交互的相应的驱动相中，由此，逆变器单元的简单并行连接常被用来增大或者按比例增加功率。
相反地，前向和反向相L1U-L2U，L1V-L2V，L1W-L2W的滤波电感的扼流圈采用电流补偿设计。例如，这可以通过如下方式实现：前向和反向线的线圈以相反相位缠绕在公共线圈支架上，尽管共模元件导致高磁场以及高阻抗，由于低效回路电流大大衰减，逆变器单元的低损耗并行连接可实现。
在所提出的滤波和平滑单元中，滤波电感通常配置到变压器装置的每个初级绕组。优选地，至少三个滤波电感在多腿线圈支架上被缠绕在一起，特别地，在三腿线圈支架上，由此电流的磁性电路一方面被有利地连接在一起，另一方面，单个的节省空间的电感部件可被提供，其具有小的物理尺寸并可被集成到双逆变器装置的装配中。
根据滤波和平滑单元的前述实施例，特别有利地，为每个相(phase)L2U，L2V，L2W或者分开的相配置单相扼流圈(single-phase choke)，以及优选地为前向和反相相L1U-L2U，L1V-L2V，L1W-L2W配置电流补偿扼流圈。优选地，电流补偿扼流圈包括用于电流补偿在逆变器单元之间的回路电流的衰减的多腿滤波器扼流圈。电流补偿扼流圈具有多个相同的线圈，通过相同的绕组电流的方向相反，从而前向和反向线形成的磁场互相补偿，以便消除干扰电流。在单一直流能源下两个逆变器单元的并行操作中，回路电流所导致的共模电流会在电流补偿扼流圈中产生高电感，该电流补偿扼流圈具有衰减作用，即关于回路电流形成有高阻抗。为此目的，电流补偿扼流圈产生高杂散电感是值得的，其可有利地通过三腿结构的负载磁场的线圈本体而实现，负载磁场的线圈本体在多数情形下包括层压金属板，其中两个逆变器单元的三相的前向和反向线L1U-L2U，L1V,-L2V，L1W-L2W的每个的一条腿成对通过。由于逆变器单元的切换作用和干扰的回路电流的衰减，杂散电感降低了谐波作用。
根据一优选实施例，两个以上的逆变器单元并行连接并被同步操作以形成逆变器单元，其中同步输出相L11U & L12U，L11V & L12V，L11W & L12W，L21U & L22U，L21V& L22V以及L21W & L22W通过扼流圈彼此耦合，优选地，通过用于抑制谐波以及降低回路电流的多腿扼流圈。上述单相扼流圈因而可在前向和反相线之间被划分，即一个扼流圈被整合到将第一逆变器单元连接到变压器装置的L1U，L1V以及L1W分支每一个中，相应的扼流圈被整合到将第二逆变器单元连接到变压器装置的L2U，L2V以及L2W分支中。这使得可以两个以上的逆变器单元并行连接以形成逆变器单元，为了并行操作它们，不需要采取额外的电路措施以保护逆变器单元。对于增加反馈功率的经济的串联，这样也是可行的，其中，如上所述，具有显著的杂散电感的三腿结构扼流圈允许紧凑的结构。LC网络所需的电感可在两个扼流圈之间被划分，两个扼流圈的每一个可被有利地安置在三腿线圈的轭的一条腿上。最终，其在针对每个待同步逆变器单元的并行连接逆变器单元的PWM时钟的并行操作的情形下是有利并有益的，不论通过在逆变器单元中采用的半导体切换单元的切换线的并行线圈方式，还是通过与两个并行连接的逆变器单元相关的PWM控制单元(脉冲宽度调制控制单元)的同步时钟的方式。
根据一逆变器单元并行操作的优选实施例，至少双逆变器装置的逆变器单元和相应的输出侧滤波和平滑单元，即LC阶段的滤波器导体和电容，可在两个逆变器装置的公共装配中组合在一起。这使得两个以上的此类双逆变器装置并行连接成为可能，其中包含在双逆变器装置中的两个逆变器单元各自的输出相L1U，L1V，L1W以及L2U，L2V，L2W彼此连接。此处，滤波电感大体上允许并行操作并抑制回路电流。在双逆变器装置中的逆变器单元的结构一体化允许实现紧凑以及经济的可扩充性。必要时，合适的电路装置可被用于并行连接双逆变器，其中高的故障冗余度也可实现，并且输出功率可被增大。
根据一优选实施例，至少第二逆变器单元可以是具有中央节点的具有3个以上级别的逆变器单元。此类具有3个以上级别的逆变器单元允许在两个逆变器单元之间的每个极性方向上至少三种不同电压幅度的输出，即零电压、中间电压和接近在阳极和阴极方向上直流中间电路的电压幅度的最大电压，从而可以输送至少五种不同电压幅度，因此，PWM信号的更好的控制以及待输送的交流电压的质量改进可被实现。此类三级逆变器单元提升了效率。通常，此处的两个逆变器单元共享中间电路电容。为了确定零电压，三级逆变器单元包括中央节点，例如，可以是NPC类型(中点箝位式三级逆变器)的三级逆变器单元，其使得定义的零电压有效。利用多级逆变器单元有着可以想象的和进一步的优点，但是其相对较贵并且需要与昂贵的技术控制装备一起操作。
作为具有标准有源导体(绝缘栅门极晶体管切换晶体管)的三个以上级别逆变器单元的替换物，高的PWM时钟频率可通过两点、三点或者更高级别的具有切换元件逆变器单元而实现，该切换元件具有显著低的导电性和/或切换损耗，例如，基于碳化硅(SiC)半导体元件或者砷化镓(GaAs)半导体元件的两点或者三点逆变器单元。当在比与网络同步操作的逆变器单元更高的频率上操作时，特别地，此类有源半导体元件具有非常低切换损耗和低的传导电阻，这些同样可以实现本发明所需的优点。
基于上述的典型实施例，根据连接的有利改进，在至少一个直流能源和两个逆变器单元之间的直流中间电路中，在阳极和阴极中间电路电势与中间电路的中央节点各自之间的中间电路电容成为可能。因此，为了提供改进的中间直流电势平滑以及从具有稳定电压的三级逆变器单元的电压输送，建议两个分开的中间电路电容连接在阳极中间电路电势和中央节点之间以及连接在阴极中间电路电势和中央节点之间。两个逆变器单元均与同一直流中间电路相连。相对于两个分开的直流中间电路的总和，公共中间电路电容的尺寸可减少，从而节省了开销。
在一优选实施例中，用于从逆变器单元和/或绕组端子的星形和/或三角形连接中去耦切换装置可提供在网络变压器绕组的第一和/或第二绕组端子。例如，在逆变器单元故障或者逆变器单元的直流供应电压崩溃的情形下，去耦合切换装置将绕组端子从相应的逆变器单元分开。为了继续操作变压器装置，绕组端子通过星形切换装置在星形电路中或者通过三角切换装置在三角电路中彼此连接。通过此方式，可实现冗余，增加了网络反馈装置抵抗失败的安全性。在星形电路中，连接至逆变器单元之一的绕组端子被短路。此处，相应的逆变器从绕组端子断开电连接，或者必须确保相应的逆变器单元在短路期间以及短路前瞬间不会被调整。因此，变压器装置改变到星形电路。在高中间电路电压时这样是有利的，由于MPP跟踪，其偶然发生于光伏发电机中。通过切换到星形电路，短路的逆变器单元的损耗可避免，因而，网络反馈装置的整体效率可进一步增加。由于该措施允许系统继续操作，在相应的逆变器由于故障而失败的情形下，短路同样有利。连接至逆变器单元的初级绕组末端的短路可通过接触器、继电器或者电子开关的实现。在三角电路中，绕组串联，特别地，通过接触器、继电器或者电子开关串联。在此情形下，一些时间中，两个逆变器单元中的仅一个处于操作中，其装有能够承受更高电压的半导体。在此操作模式下，网络反馈装置可随着中间电路电压一起操作，该中间电路电压可能不适合第二逆变器单元。这样解决了光伏发电机的高的开路电压的问题。
在一有利改进中，第一逆变器单元能够与第一直流能源相连，并且第二逆变器单元与第二直流能源相连。这使得使用为了反馈更高功率的低功耗的逆变器单元成为可能。如果两个直流能源中的一个失败，第二个可继续为网络供应降低了的功率。从而达到了抵抗失败的冗余和安全性增加。因而，两个逆变器单元按照如下配置连接：每个逆变器单元分配一个单独的直流能源或者直流用电设备以及单独的中间电路单元。两个逆变器单元在直流侧通过最大连接彼此相连。在此配置下，诸如光伏发电机、蓄电池或者燃料电池的两个直流能源可彼此独立的操作，并且它们的操作点经过调整。特别地，两个光伏发电机可关于它们的MPP点独立的优化。
在一个次要方面，能量反馈系统可包括直流能源，例如光伏能源、燃料电池能源、蓄电池能源、具有根据前述典型实施例之一的网络反馈装置所装配的具有整流器的可机械操作的发电机。直流能源可以是光伏源、燃料电池源、蓄电池源或者发电机，优选地，具有附着整流器的同步发电机。特别地，作为光伏能源操作期间，通过在其中可实现光伏电池的最大功率的MPP电压下进行操作，使得效率增加成为可能。
根据本发明的进一步辅助方面，提供了一种用于操作网络反馈装置的方法，其中第一和第二逆变器单元以协作的方式运行：作用于变压器装置的每个初级绕组上的电压可被调整为幅度在0V至中间电路电压DC+/DC-之间。因此，在第一和第二逆变器单元之间可提供电压，该电压在一个切换周期中的平均幅度可在零和直流中间电路电压之间调整。中间电路的总的电压变化对于各自半波的调制各不相同。此处，用于待输送的交流电压的调制的第二逆变器单元的高频操作尤为有利。
基于上述的方法，特别有利地，如果第一逆变器单元被操作用于确定使用网络频率同步传递的供应网络电压的极性，特别地，在50Hz或者60Hz周期下，或者在对应于发电机的转动速率的周期下，以及对于待输送的供应网络电压的调制，第二逆变器单元在更高频率下操作，特别是对于PWM时钟的范围通常在频率上至少10倍，特别地，大于500Hz，优选4kHz。因此，第一逆变器单元确定待输送的交流电压的极性为阳极或者阴极半波，同时，第二逆变器单元，通过PWM调制，执行待输送正弦交流电压曲线的调制。为此目的，为了产生尽可能少的谐波分量并提供交流电压的谐波曲线，第二逆变器单元优选在高频下切换，特别的在4kHz，8kHz，16kHz的时钟频率下。
上述方法的进一步有利地执行中，至少第二逆变器单元可在用于供应网络电压的PWM调制的至少三个电压级别下切换。为了达到在待传递的交流电压上最精确和最准确的可能影响，第二逆变器单元作为具有三个以上级别的逆变器单元而被执行。结果，待传递的交互电压的构成因子改进为对应理想正弦曲线振动，谐波降低，并且结合更低的电流负载和更低的切换损耗，整体效率因此增加，从而更小、更经济、持续时间更久的半导体元件，变压器部件，电缆，滤波器和散热器可被采用。
在另一方面，本发明涉及用于将光伏源、燃料电池源、蓄电池源或者具有整流器的机械可操作发电机，优选为同步发电机，耦合至交流供应网络的网络反馈装置的应用，或者用于操作交流用电设备，特别是交流马达，网络反馈装置的应用，其中，优选地，以对应于交流马达的旋转速率的可变频率，执行逆变器单元的操作。此处，提供了用于同步或者异步操作三相马达的上述网络反馈装置的应用，其中第一和第二逆变器单元根据交流马达的功率和转速以相应的频率可变的方式被操作。在最优选实施例中，第一逆变器单元此处以对应于马达提供的旋转速率被操作，并且对于待传递的交流电压的调制，第二逆变器单元的时钟的频率更高，例如，以第一逆变器单元10-100倍的频率。由此获得了效率的改进，切换损耗的降低以及直流中间电路的电压的有效利用。
当使用上述网络反馈装置时，直接能量以1-30kV在第二侧反馈到中间电压网络将会特别有利。通常，低电压网络中不采用变压器，能量被直接反馈。通常，反馈不会被从直流能源直接执行至高压网络，为了收集充足的高能量容量，该高压网络首先连接至中间电压网络。由此，本发明优选的应用领域为反馈至中间电压网络，其中变压器具有适当的性能。
附图说明
进一步的优点体现在以下对附图的描述中。本发明的示例性实施例在附图中表示。附图、说明书和权利要求书包含许多特征的组合。本领域的技术人员还可以方便地考虑单个的特征以及将它们集合成进一步的有用的组合。
在附图中：
图1为根据现有技术的网络反馈装置的电路图；
图2为用于三相网络的本发明的第一示例性实施例的电路图；
图3为三相供电网络的进一步的示例性实施例；
图4为用于本发明的示例性实施例的输出电压和切换信号的信号曲线；
图5为对失败具有高安全性的根据本发明的网络反馈装置的进一步示例性实施例；
图6为用于连接两个直流能源的根据本发明的网络反馈装置的进一步示例性实施例；
图7为具有滤波和平滑单元的根据本发明的网络反馈装置的进一步示例性实施例；
图8为用于图7的示例性实施例的滤波和平滑单元的三腿电感的示例性实施例的示意图；
图9为具有作为双逆变器装置的结合成一个物理组件的滤波和平滑单元的根据本发明的网络反馈装置的进一步示例性实施例；
图10为具有并联连接的双逆变器装置的根据本发明的网络反馈装置的进一步示例性实施例；
图11为具有并联连接的逆变器单元和滤波和平滑单元的根据本发明的网络反馈装置的进一步示例性实施例；
图12为根据本发明的示例性实施例的滤波和平滑单元的扼流圈的实施例。
具体实施方式
附图中相同或相似的组件使用相同的附图标记。
图1显示根据现有技术的网络反馈装置50的电路图。直流能源12，例如光伏布置，将直流中间电路电压，例如太阳能电池特有的在MPP 450V，反馈到直流中间电路24，中间电路24包括正电压电势24+和负电压电势24-。中间电路电容26被插入到用于缓冲和用于电压稳定直流中间电路24中。逆变器单元14被插入在两个中间电路电势24+和24-之间，所述逆变器包括三个半桥30，各半桥30包括功率切换部件20，特别地功率晶体管、IGBT或者类似上部或下部的部分分支，具有并联连接的单向转动二极管22，其中单向转动二极管22保护功率切换部件20免受在切换时电压峰值的影响或损害。通过更高水平的控制单元，未示出，将切换信号施加到六个功率切换部件20的切换输入，以便从两个直流电势24+、24-产生线到线三相电压(交流电压)，三相电压经过变压器馈线44被反馈到变压器装置16，所述变压器供应线44将半桥30的三个输出连接到变压器38，在这种情况下，变压器38具有星形连接。变压器38也可以为三角形连接。变压器装置16将产生的交流电压的电压水平调节到供应网络32的水平，并且将能量供应到反馈网络32。为此目的，变压器38的二次绕组为三角形连接。网络变压器装置16包括三个网络变压器绕组38，网络变压器绕组38在网络反馈装置10和供应网络32之间提供断开电连接，调节电压水平和平滑谐波。为了提高被输送的逆变器单元14的PWM调制的电压信号的质量，各网络变压器绕组38预先经平滑单元18处理，平滑单元18包括滤波电感36和滤波电容34。可以存贮在电感36和电容34中的磁能和电容能用作平滑被输送的逆变器单元14的PWM信号，从而提供交流电压，所述交流电压为具有低谐波分量的尽可能的谐波，并可以通过网络变压器绕组38被传输到三相供应网络32。
从此种网络反馈装置50的交流电侧上的最大输出功率受到最大电流和逆变器单元的交流输出电压的限制。在直流中间电路24中出现的最低的MPP电压限制了可能的交流输出电压。考虑到效率和物理尺寸，以及因此涉及功率切换组件20、22、34、36和38所需的成本，表明最大可能的三相交流电压是期望的，因为作为更高电压的结果对相同功率的损耗经历平方级地降低，因为损耗首先是电流的结果。现有技术已知的网络反馈装置包括一个逆变器单元14，在逆变器单元14中各半桥30与一个具有普通的星节点或具有三角形连接的网络变压器绕组38相关，仅能够提供有效的线到线三相电压其中0.9提供用于调节公差的10％保留，并且至少三分之一谐波零序分量被注入到调制中。如果该网络反馈装置50被用于典型的例如具有最小450V的MPP电压的光伏系统中，然后仅大约290V的输出电压可以在三相侧上被输送，这表示具有相应的变换损耗的向上变换是必需的，例如，从而反馈例如400V三相供应网络。在示例性的100kW系统中，为了提供所需的电能，在三相侧的所有组件，即，逆变器单元14，网络变压器装置16，平滑单元18，必须被设计为最高至200A的电流负载。这使得相应的组件相对昂贵并且造成高的转化损耗。
图2显示本发明的第一示例性实施例，其中，在输出侧变压器装置16包括三个网络变压器绕组38，网络变压器绕组38的初级绕组端子被单独地引出。网络反馈装置10包括两个逆变器单元14a、14b，两个逆变器单元14a、14b具有相似的构造并且并联连接到直流能源的普通直流中间电路24。直流中间电路24+/-通过中间电路电容26被稳定。一个初级侧网络变压器绕组38分别通过变压器供应线44a、44b被连接在两个逆变器单元14a、14b中的每一个的各半桥30之间。在二级侧，变压器38为三角形连接。各网络变压器绕组38预先经通过半桥30提供的用于平滑交流电压的平滑单元18处理。为了运行各网络变压器绕组38，第一逆变器单元14a和第二逆变器单元14b的半桥30经过协调控制，其中两个半桥可以在相同的时钟频率被切换。然而异步操作也是可考虑的，其中，例如，第一逆变器单元14a决定待输送的交流电压的极性并与供应网络32同步被切换，其中，为了提供待输送的交流电压的PWM调制从而提高待输送的交流电压的质量，第二逆变器单元14b的半桥30在更高的频率运行，例如，在4kHz。对于所显示的方案，例如在使用光伏应用的过程中，能够最优地开发MPP电压的范围，其中，与图1所示的电路相比，所提供的交流输出电压可以增加倍。这个能够实现是因为网络变压器装置16的星节点是开放的，因而各网络变压器绕组38可以单独地被连接到具有单独的电势的独立的绕组，从而变压器装置16可以被连接到六个末端。开放的星节点被连接到各第二逆变器单元14b。各网络变压器绕组38的其他末端被连接第二逆变器单元14b。两个逆变器单元可因此以这样的方式彼此配合同步计时：最大直流中间电路电压可以相互连接以输送提高的交流电压范围。按照这种方式实现了提高的效率和降低的电流负载，因此可以最终使用具有更长寿命的更经济的组件。
图3显示用于馈入直流能量的能量反馈系统的进一步的网络反馈装置10的示例性实施例，例如，光伏能源12。两个直流电压电势24+、24-被并联连接到两个逆变器单元14a、14b。第一逆变器单元14a为包括三个半桥30的常规2-级逆变器。第二逆变器单元14b被设计为3-级逆变器单元并包括人工星节点28(中央节点)，从而从具有正电压电势24+、负电压电势24-或者星节点28的电势量级的各半桥30输送输出电势。逆变器单元14a可以输送在各半桥30中具有正电压电势24+或者负电压电势24-量级的输出电势。依据切换设置，在两个逆变器单元14a和14b的输出之间的得到的输出电压U1可因此采用值直流+、直流+/2、0、直流-/2或者直流-。此处直流是指在中间电路24中的直流电压。因此可以输送不同量级的五个电压电势的总和。第二逆变器单元14b的星节点28通过两个中间电路电容26a、26b被分别连接到两个直流中间电路电压电势24+、24-。中间电路电容26a、26b被用于稳定中间电路电压。两个逆变器单元14a、14b的半桥30经过变压器供应线44a、44b被连接到变压器装置16的网络变压器绕组38的各连接末端。作为3电平逆变器执行的逆变器单元14b从效率方面考虑是特别有利的，因为降低了切换损耗并且可以实现待输送的交流电压的优化的正弦曲线。在该示例性实施例的二级侧，变压器绕组为星连接，产生的星节点被引入到供应网络32。
图4是指图3的示例性实施例并显示在输入到网络变压器绕组38的输出电压曲线U2，和在图4的平滑单元18之前的输入电压信号U1，可以接入到变压器装置16中。还示出了在第一逆变器单元14a的功率切换部件S5的切换信号，以及在第二逆变器单元14b的功率切换部件20的切换信号S1、S2。第一逆变器单元14a的切换信号S5决定待输送的交流电压半波的极性(正或负)。功率切换部件S1、S2的PWM调制，在大约4kHz被切换，可以在电压曲线U1看到，作为两个逆变器单元14a、14b的半桥电压的差出现。第二逆变器单元14b的高频PWM调制用于待输送至网络变压器绕组38的正弦波U2的调制。因此，在平滑单元18之后，从电压U1提供实际上理想的正弦电压U2，即，高质量和低谐波含量的交流输出电压。图4示出的在变压器绕组38的电压U2、在平滑单元18之前的输出电压U1、和第一逆变器单元14a的IGBT S5以及第二逆变器单元14b的IGBT S1和S2的切换状态的信号曲线，说明了在交流输出电压的一个相期间的切换状态。提供死时间，将S3互补地切换到S1，以及考虑到死时间，将S4互补地切换到S2。考虑到死时间将S6互补地切换到S5。对于4kHz的第二逆变器单元14b的切换频率，因此在各相和在各变压器绕组38提供450V的中间电路电压、大约290V的有效输出电压。按照图示的发明可以在各相提供该电压。在现有技术中，仅提供该290V输出电压作为两个相之间的线到线量级，这在星连接的变压器的各变压器绕组38产生165V的电压(参见图1)。这种关系产生的交流输出电压增益提高倍。
由此可见，第一逆变器单元14a通过具有网络变压器绕组38的绕组末端的变压器供应线44a在输出电压的正半波期间被连接到负中间电路电势24-以及在负半波期间被连接到正中间电路电势24+。逆变器单元14a，与网络同步，以50Hz的时钟速率被切换，出现可以忽略不计的切换损耗。第二逆变器单元14b在通常4kHz的更高时钟频率执行正弦电压U1的调制。由于变压器装置16的三个绕组末端没有经过星节点被连接到其他绕组，而是依据半波被连接到24-或被连接到24+，在用于对各单独的相的电压调制的各半波中，逆变器单元14b提供直流中间电路24的全电压摆幅。给出的最大的可得到的有效输出电压为并因此比根据图1中所示的现有技术的网络反馈装置50的输出电压大倍。例如，具有最小的450V的光伏电池的MPP电压的输出电压现在为大约500 VAC线到线。在100kW系统中的输出电流因此降低到约115A，从而可以实现变换损耗的显著降低和较低的电流负载并且可以使用更经济的组件。
图5的示例性实施例大体上对应于图2的示例性实施例，虽然此处可以使用具有3级或更多级的逆变器作为第一或第二逆变器单元14a、14b。作为扩展，添加了去耦/切换装置56a/b，使初级绕组38的一个接触侧可以从各逆变器单元14a/b释放，并且，当相应的逆变器单元14a/b被释放或者不活动，使初级绕组通过相应的星节点切换装置52a/b被切换为短路的星配置或者通过三角形切换装置54被切换为三角形配置。只要逆变器单元14不能产生短路，以及只要初级绕组38的星或者三角形配置使逆变器单元14未负载，去耦/切换装置56a/b可以被省略。相应的切换装置可被机电地执行为接触器，或者功率电子组件。如果开路电压高，在可能切换为双逆变器操作模式之前，当在启动网络反馈装置首先开始星配置并随后考虑三角形配置是可能的。在一个逆变器14失败的情况下，剩余的单元14，在切换为星或者三角形配置以后，可以至少在降低的功率下持续运行。电路变得显著地坚固，尤其对于需要高坚固耐用的应用。
图6更进一步提出通过根据本发明的能量供应装置10的两个直流能源12a/b的运行，两个直流能源12a/b优选是相同类型，然而也可以是两个不同类型的能源，例如，光伏电池或燃料电池。第一直流能源12a直接连接到第一逆变器单元14a的直流中间电路24a，而第二直流能源12b直接连接到第二逆变器单元14b的直流中间电路24b。该示例性实施例有利地与根据图5的切换装置组合使用，从而在失败时或者在两个能源14a/b的不同功率容量情况下，能够切换到单一逆变器运行模式或者关闭一个逆变器单元14。两个能源24a/b中的至少一个直流接触侧彼此连接以保证在两个能源12a/b之间的电流的流动。两个中间电路24被中间电路电容26a/b支撑。直流能源12和逆变器单元14可以经济地制定尺寸用于较低的功率，然后也能向能源供应网络32输送提高的功率。
图7显示基于图2或图3的实施例的具有滤波和平滑单元的根据本发明的网络反馈装置的进一步示例性实施例。各逆变器14a、14b可被制造为两级或三级。也可考虑两个逆变器单元中的14a与网络同步运行，而第二个逆变器14b单元在更高的频率运行。在此一种可能性是设计第一逆变器14a为两级，而意欲使待输送的电压接近正弦形式以及平滑谐波的第二逆变器单元14b，为三级或更高级，或者具有较低的切换损耗。滤波和平滑单元18被集成到一各组件中，该组件被插入到逆变器单元14a、14b的三相输出LU、LV、LW。滤波电感36被插入到第二逆变器单元14b的输出相L2U、L2V和L2W，并且如图8所示，被连带地绕到扼流圈60的三腿线圈本体62上。这对滤波电感36实现了紧密的物理形式和高的杂散电感。滤波电容34被插入到相应的输出相L1U-L2U、L1V-L2V和L1W-L2W之间，这些与三腿滤波器扼流圈60的组合提供了谐波的LC滤波和回路电流的抑制。三腿扼流圈60包括具有三个承载线圈的腿64的大体上三腿线圈载体62，然而还能包括仅一个普通的腿，可以将所有的扼流圈线圈绕到该普通的腿上。逆变器单元14b的半桥的的一个输出相穿过各扼流圈线圈，其中线圈载体62提供高的杂散电感，从而对出现的谐波形成高的感抗以及与具有网络频率的电流相比提供低的功率损耗。
图9表示也是基于图2或图3的实施例的网络反馈装置10，并进一步开发了根据图7的实施例。逆变器单元14a、14b可以被设计为两级或三级。滤波和平滑单元18被集成到一个组件中，该组件被插入到逆变器单元14a、14b的三相输出LU、LV、LW。在通过滤波和平滑单元18穿过逆变器单元的输出相之后，逆变器输出L1U & L2U、L1V & L2V和L1W & L2W的相应的相被连接到变压器装置16的初级侧线圈38。对于各相输出L1U、L1V、L2W、L2U、L2V和L2W，滤波和平滑单元18包括作为滤波电感36的电流补偿的扼流圈58以及对应于变压器装置16的初级线圈38的被连接在逆变器单元14a、14b的相之间的滤波电容34。作为电流补偿的扼流圈58的两个滤波电感36和滤波电容34分别形成LC网络，所述LC网络一方面抑制作为低通滤波器的谐波，另一方面通过扼流圈58的电流补偿效果减少在不同初级线圈38的半桥之间的回路电流。
图10显示具有并联连接的双逆变器装置66的根据本发明的网络反馈装置的进一步示例性实施例。各双逆变器装置66拥有两个逆变器单元14a和14b并且具有根据图9的示例性实施例的滤波和平滑单元。第一双逆变器装置66-1的第一逆变器单元14a的输出相L1U、L1V和L1W被连接到第二双逆变器装置66-2的第一逆变器单元14a的输出相L1U、L1V和L1W，按照同样的方式，第一双逆变器装置66-1的第二逆变器单元14b的输出相L2U、L2V和L2W被连接到第二双逆变器装置66-2的第二逆变器单元14b的输出相L2U、L2V和L2W。按照这种方式可以提供双反馈功率，其中在两个双逆变器装置66-1、66-2之间的可选择的切换部件，未示出，允许在两个双逆变器装置66-1、66-2之间切换或者使两个中的一个切换，从而提供冗余和可量测性，并且还允许在一个双逆变器装置66失败时的紧急操作。双逆变器单元66可被集成到一个组件中，并整体地集成到网络反馈装置，并且具有两个直流电压输入以及用于连接到变压器装置16的初级绕组38的两个3-相输出。通过滤波和平滑单元18，特别地通过插入到各输出相的滤波电感36，可以使双逆变器装置66-1、66-2的并联连接。不言而喻，可以毫无困难地并联连接进一步的双逆变器装置66，从而进一步提高输送功率，例如，通过扩展措施提高通过直流电压电源输送的功率。
根据图11的网络反馈装置的实施例是基于图9和图10的电路的概念，并且以不是基于组件的可选择的和详细的电路图表示图10的概念，其中在这种情况下，两个逆变器单元14-1a和14-2a并联连接以形成一个逆变器单元14a以及两个逆变器单元14-1b和14-2b并联连接以形成一个逆变器单元14b，并且彼此之间可以同步运行。滤波和平滑单元18相应地包括用于逆变器单元14-1a的各输出相L11U、L11V、L11W的滤波电感36，以及用于逆变器单元14a的第二逆变器单元14-2a的各输出相L12U、L12V和L12W的滤波电感。这相应地适用第二逆变器单元14b的逆变器单元14-1b和14-2b。否则滤波和平滑单元18被构造为根据图7的电路。两个逆变器单元14-1a、14-2a和14-1b、14-2b并联连接并且可以通过同步线48彼此连接。两个逆变器单元14-1a、14-2a和14-1b、14-2b的半桥切换部件可以通过同步线48同时被驱动，或者所述线可以用于同步逆变器单元14-1、14-2的PWM控制装置(未示出)的PWM切换信号的产生。然而，还能够以异步的方式运行两个并联连接的逆变器单元14-1a、14-2a和14-1b、14-2b，通过近似的同步操作仍能够实现有益效果，并且可以减少布线量。
经过电流补偿的扼流圈58通过耦合将并联运行的两个逆变器单元的半桥输出连接在一起，其中，减少了谐波以及可以抑制不需要的回路电流和共模组分。通过两个或更多个逆变器单元的并联操作，通过使用有限功率的经济的逆变器可以增加馈入功率，产生冗余并且降低对故障的易感性。并联连接逆变器还可以根据需要接入或断开，因此使切换损耗最小化从而得到对应于需要馈入的能量的质量的基于需求的逆变器的可用容量。通过使用并联运行的低功率的、经济的逆变器，产生了级联，可以按比例增加或者随后扩大现有系统的馈入功率，其中可以继续使用现有的网络反馈电路的部件。
图12首先在图12a中显示作为滤波电感36的电流补偿扼流圈58的等效电路图，滤波电感36包括用于双逆变器操作模式中在两个逆变器单元14a、14b的相应半桥之间的馈线和返回线L1U/V/W、L2U/V/W的双极输入和输出，和变压器装置16的相关初级线圈36。共模扼流圈36具有两个线圈，通过该两个线圈，初级线圈36的线圈电流以相反的方向流动，由于扼流圈58的高电感，因此消除了在扼流圈58的核心的磁场并且极大地减少了共模干扰电流。对于在两个逆变器单元之间的回路电流，扼流圈36具有很高的电感，因为在扼流圈的轭它们的磁场没有补偿而是彼此加强。
图12b和12c显示电流补偿的三相扼流圈58的三腿线圈载体62的示意性可能结构形式，通过每个扼流圈，变压器装置16的初级线圈38的馈线和返回线的电流可以通过。对应的逆变器单元14a、14b的半桥的相输出各自围绕三腿线圈载体62的单腿64以相反的方向缠绕，因此可以抑制共模回路电流。各腿64承载用于网络变压器装置16的初级绕组38的馈线的线圈。线圈载体62包括一系列层叠金属层从而抑制涡流并且能够提供高的杂散电磁感应。图12c显示了作为三腿扼流圈60的滤波电感36，其可以被并入到根据图8的网络反馈装置10的滤波和平滑单元18中。三腿扼流圈60承载各腿64上的四个线圈，其中，在各种情况下，两个线圈与第一逆变器单元14a的并联连接的逆变器单元14-1a、14-2a的半桥关联，而以相反方向缠绕的两个线圈与第二逆变器单元14b的并联连接的逆变器单元14-1b、14-2b的半桥关联。由此提出了滤波和平滑单元18的电流补偿的去耦扼流圈36的紧密的物理形式，通过此两个或更多个并联运行的逆变器单元彼此连接从而形成一个逆变器单元，因此提供并联操作可以经济地增加馈入功率。
使用图2、3、6、7、9、10或11所示的一个示例性实施例或者使用任何所需的它们的组合，通过附加切换装置52、54、56用于提高对失败的安全性的图5和图6中所示的电路变体以及在一个网络反馈装置10中的两个直流能源的运行可以以任何所需的方式集成。
图示的具有双逆变器布置的网络反馈装置导致了效率的显著提高，因为在变压器装置16和在平滑电感36中的欧姆损耗对电流I具有平方关系。可以显著降低第二逆变器单元14b的逆变器损耗。然而，当第一逆变器单元14a在对应于网络频率的50Hz的低频率下计时时，由于使用一对逆变器单元14a、14b，增加了进一步的逆变器损耗，但是相应地较低，如导通损耗一样。在其余的组件中以及在总的系统中损耗的降低显著地过补偿这些额外的损耗。典型地在0.3和1％结果之间的总的效率的提高。第二逆变器单元14b通常可被设计为标准的2级逆变器单元。3级逆变器单元的变体取得了可以显著降低切换损耗的优点，因此整个系统取得甚至跟高的效率。
权利要求书(按照条约第19条的修改)
1.一种网络反馈装置(10)，其用于将电能从至少一个直流能源(12)反馈至三相交流供应网络(32)，其中，直流中间电路(24)的直流电压通过至少一个逆变器单元(14)被转换为三相电压并且通过变压器装置(16)被反馈至交流供应网络(24)，所述变压器装置(16)包括三个网络变压器绕组(38)，其中，网络变压器绕组(38)的第一绕组端子被连接至第一逆变器单元(14a)的半桥(30)，以及变压器装置(16)的网络变压器绕组(38)的第二绕组端子被连接至第二逆变器单元(14b)的半桥，其特征在于：第一逆变器单元(14a)与网络同步操作，特别在50Hz或者60Hz下，以便确定输送的供应网络电压的极性，以及第二逆变器单元(14b)以更高的PWM周期频率操作，特别在高于500Hz的频率，优选地至少为4kHz，以便输送的供应网络电压的调制和平滑。
2.根据权利要求1所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：变压器单元(16)为具有可从外部接入的可分离初级绕组端子的三相变压器(38)，其中每个初级绕组(38)的两个连接端子从外部是可连接的。
3.根据在先权利要求之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：滤波和平滑单元(18)被引入在逆变器单元(14a，14b)与变压器装置(16)之间，特别在变压器装置(16)的每个初级绕组(38)之前，该滤波和平滑单元(18)包括至少一个滤波电容(38)和至少一个滤波电感(36)。
4.根据权利要求3所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：过滤和平滑单元(18)的滤波电感(36)被布置为与每个初级绕组(38)串联。
5.根据权利要求4所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：滤波电感(36)包括两个扼流圈，两个扼流圈被插入到初级绕组(38)的前向和反向相L1U-L2U，L1V-L2V，L1W-L2W中。
6.根据权利要求5所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：前向和反向相L1U-L2U，L1V-L2V，L1W-L2W的滤波电感(36)的扼流圈(58)具有电流补偿设计。
7.根据权利要求4-6之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：滤波电感(36,58,60)被缠绕在多腿线圈支架上，特别是三腿线圈支架(62)。
8.根据权利要求3-7之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：两个以上逆变器单元(14-1a&14-2a,14-1b&14-2b)并行连接并且同步操作，以便形成逆变器单元(14a，14b)，其中输出相L11U & L12U,L11V & L12V,L11W & L12W,L21U & L22U,L21V &L22V以及L21W & L22W通过扼流圈(36,58)彼此耦合，优选地通过三腿扼流圈(60)。
9.根据权利要求8所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：至少两个逆变器单元(14a，14b)的逆变器单元(14-1a & 14-1b,14-2a & 14-2b)以及相关的输出侧滤波和平滑单元(18)在双逆变器装置(66)的公共装配中一起实现，以及两个以上的双逆变器装置(66-1,66-2)并行连接，其中包含在双逆变器装置(66)中的两个逆变器单元的逆变器单元(14-1a & 14-2a,14-1b & 14-2b)的输出相彼此相连。
10.根据在先权利要求之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：至少第二逆变器单元(14b)为具有星形节点(28)的具有三个以上级的逆变器单元。
11.根据在先权利要求之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：在直流能源(12)和两个逆变器单元(14a，14b)之间的直流中间电路(24)中，中间电路电容(26a,26b)分别被连接在正和负中间电路电势(24+,24-)以及星形节点(28)之间。
12.根据在先权利要求之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：在网络变压器绕组(38)的第一和/或第二绕组端子中提供切换装置(52,54,56)，所述切换装置(52,54,56)用于从逆变器单元(14)和/或绕组端子的Y型(星形)和/或Δ型(三角形)连接去耦合。
13.根据在先权利要求之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：第一逆变器单元(14a)被连接至第一直流能源(12a)，第二逆变器单元(14b)被连接至第二直流能源(12b)。
14.一种能量反馈系统，包括直流能源(12)以及根据在先权利要求之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：直流能源(12)为光伏源，燃料电池源，蓄电池源或者具有整流器的可机械操作的发电机。
15.一种用于操作根据权利要求1所述的网络反馈装置(10)的方法，其中，第一和第二逆变器单元(14a，14b)以协作方式运行：作用在变压器装置(16)的每个初级绕组(38)上的电压幅度可在0V至中间电路电势DC+/DC-之间调整，其特征在于：第一逆变器单元(14a)以网络频率被操作用以确定同步输送的供应网络电压的极性，特别的以50Hz或者60Hz周期，以及第二逆变器单元(14b)在更高的PWM频率被操作，特别地以高于500Hz的频率，优选地，以4kHz的频率，以便输送的供应网络电压的调制和平滑。
16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于：至少第二逆变器单元(14b)在用于供应网络电压的PWM调制平滑的至少三个电压级中切换。
17.根据权利要求15或16所述的方法，其特征在于：并行连接的逆变器单元(14)彼此连接，通过滤波和平滑单元(18)以及同步操作以便增大输出侧的功率。
18.一种根据权利要求1所述的网络反馈装置(10)的应用，所述网络反馈装置(10)用于将光伏源、燃料电池源、蓄电池源或者可机械操作的发电机耦合至交流供应网络，或者用于交流用电设备的操作，特别是交流马达，其中，优选地，逆变器单元(14a、14b)的操作以对应于交流马达的转速的可变频率被执行。
19.根据权利要求18所述的网络反馈装置(10)的应用，将直接能量在第二侧反馈至1-30kV的中间电压网络。

Claims (21)

1.一种网络反馈装置(10)，其用于将电能从至少一个直流能源(12)反馈至三相交流供应网络(32)，其中，直流中间电路(24)的直流电压通过至少一个逆变器单元(14)被转换为三相电压并且通过变压器装置(16)被反馈至交流供应网络(24)，所述变压器装置(16)包括三个网络变压器绕组(38)，其特征在于：网络变压器绕组(38)的第一绕组端子被连接至第一逆变器单元(14a)的半桥(30)，以及变压器装置(16)的网络变压器绕组(38)的第二绕组端子被连接至第二逆变器单元(14b)的半桥。
2.根据权利要求1所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：第一逆变器单元(14a)与网络同步操作，特别在50Hz或者60Hz下，以便确定输送的供应网络电压的极性，以及第二逆变器单元(14b)以更高的PWM周期频率操作，特别在高于500Hz的频率，优选地至少为4kHz，以便输送的供应网络电压的调制和平滑。
3.根据权利要求1或者2所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：变压器单元(16)为具有可从外部接入的可分离初级绕组端子的三相变压器(38)，其中每个初级绕组(38)的两个连接端子从外部是可连接的。
4.根据在先权利要求之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：滤波和平滑单元(18)被引入在逆变器单元(14a，14b)与变压器装置(16)之间，特别在变压器装置(16)的每个初级绕组(38)之前，该滤波和平滑单元(18)包括至少一个滤波电容(38)和至少一个滤波电感(36)。
5.根据权利要求4所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：过滤和平滑单元(18)的滤波电感(36)被布置为与每个初级绕组(38)串联。
6.根据权利要求5所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：滤波电感(36)包括两个扼流圈，两个扼流圈被插入到初级绕组(38)的前向和反向相L1U-L2U，L1V-L2V，L1W-L2W中。
7.根据权利要求6所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：前向和反向相L1U-L2U，L1V-L2V，L1W-L2W的滤波电感(36)的扼流圈(58)具有电流补偿设计。
8.根据权利要求5-7之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：滤波电感(36,58,60)被缠绕在多腿线圈支架上，特别是三腿线圈支架(62)。
9.根据权利要求4-8之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：两个以上逆变器单元(14-1a & 14-2a,14-1b & 14-2b)并行连接并且同步操作，以便形成逆变器单元(14a，14b)，其中输出相L11U & L12U,L11V & L12V,L11W & L12W,L21U & L22U,L21V &L22V以及L21W & L22W通过扼流圈(36,58)彼此耦合，优选地通过三腿扼流圈(60)。
10.根据权利要求9所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：至少两个逆变器单元(14a，14b)的逆变器单元(14-1a & 14-1b,14-2a & 14-2b)以及相关的输出侧滤波和平滑单元(18)在双逆变器装置(66)的公共装配中一起实现，以及两个以上的双逆变器装置(66-1,66-2)并行连接，其中包含在双逆变器装置(66)中的两个逆变器单元的逆变器单元(14-1a & 14-2a,14-1b & 14-2b)的输出相彼此相连。
11.根据在先权利要求之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：至少第二逆变器单元(14b)为具有星形节点(28)的具有三个以上级的逆变器单元。
12.根据在先权利要求之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：在直流能源(12)和两个逆变器单元(14a，14b)之间的直流中间电路(24)中，中间电路电容(26a,26b)分别被连接在正和负中间电路电势(24+,24-)以及星形节点(28)之间。
13.根据在先权利要求之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：在网络变压器绕组(38)的第一和/或第二绕组端子中提供切换装置(52,54,56)，所述切换装置(52,54,56)用于从逆变器单元(14)和/或绕组端子的Y型(星形)和/或Δ型(三角形)连接去耦合。
14.根据在先权利要求之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：第一逆变器单元(14a)被连接至第一直流能源(12a)，第二逆变器单元(14b)被连接至第二直流能源(12b)。
15.一种能量反馈系统，包括直流能源(12)以及根据在先权利要求之一所述的网络反馈装置(10)，其特征在于：直流能源(12)为光伏源，燃料电池源，蓄电池源或者具有整流器的可机械操作的发电机。
16.一种用于操作根据在先权利要求1-14之一所述的网络反馈装置(10)的方法，其特征在于：第一和第二逆变器单元(14a，14b)以协作方式运行：作用在变压器装置(16)的每个初级绕组(38)上的电压幅度可在0V至中间电路电势DC+/DC-之间调整。
17.根据权利要求16所述的方法，其特征在于：第一逆变器单元(14a)以网络频率被操作用以确定同步输送的供应网络电压的极性，特别的以50Hz或者60Hz周期，以及第二逆变器单元(14b)在更高的PWM频率被操作，特别地以高于500Hz的频率，优选地，以4kHz的频率，以便输送的供应网络电压的调制和平滑。
18.根据权利要求16或者17所述的方法，其特征在于：至少第二逆变器单元(14b)在用于供应网络电压的PWM调制平滑的至少三个电压级中切换。
19.根据权利要求16至18之一所述的方法，其特征在于：并行连接的逆变器单元(14)彼此连接，通过滤波和平滑单元(18)以及同步操作以便增大输出侧的功率。
20.一种根据在先权利要求1-14之一所述的网络反馈装置(10)的应用，所述网络反馈装置(10)用于将光伏源、燃料电池源、蓄电池源或者可机械操作的发电机耦合至交流供应网络，或者用于交流用电设备的操作，特别是交流马达，其中，优选地，逆变器单元(14a、14b)的操作以对应于交流马达的转速的可变频率被执行。
21.根据权利要求20所述的网络反馈装置(10)的应用，将直接能量在第二侧反馈至1-30kV的中间电压网络。
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