CN105981288B - 振动元件驱动电路、振动型致动器、图像拾取装置、图像生成装置以及除尘装置 - Google Patents

Abstract

一种用于振动体的驱动电路，所述驱动电路配备有变压器(103)和连接到变压器(103)的一次侧的电感器(102)，并且被配置为使得交流电压被施加到变压器(103)的一次绕组线圈(104)。振动型致动器的电气‑机械能量转换元件(101)并联连接到变压器(103)的二次绕组线圈(105)，电感器(102)串联连接到变压器(103)的一次绕组线圈(104)。当电感器(102)的电感是Le1、变压器(103)的一次绕组线圈(104)的电感是L1并且Ka＝L1/Le1时，满足关系Ka≤10。

Description

振动元件驱动电路、振动型致动器、图像拾取装置、图像生成 装置以及除尘装置

技术领域

本发明涉及振动元件驱动电路、振动型致动器、图像拾取装置、图像生成装置以及除尘装置。

背景技术

振动型致动器是非电磁致动器，其被配置为通过向连接到弹性元件的电气-机械能量转换元件施加交流电压在该电气-机械能量转换元件中生成高频振动，使得振动能量以连续机械运动的形式输出。

振动型致动器被用在，例如，相机中的自动聚焦驱动中。在自动聚焦驱动中，高精度定位控制是必要的。为此，执行利用位置传感器的位置反馈控制。在执行反馈控制的控制电路中，控制参数是基于由位置传感器检测到的位置信号离位置命令值的偏差来计算的。

有可能通过调整控制参数，诸如驱动频率、施加到压电元件的电气-机械能量转换元件等的双相驱动电压信号之间的相位差、驱动脉冲宽度等，来控制振动型致动器的速度。例如，更大的激励振幅是通过将驱动频率设置得更接近压电元件的谐振频率来获得的，并且因此有可能以高速驱动作为驱动目标对象的透镜。具有矩形波形的驱动频率信号是由脉冲生成器基于上述控制参数生成的，并且驱动频率信号被驱动电路升压到特定的交流电压。有可能通过在控制控制参数的同时重复地向压电元件施加交流电压来控制振动型致动器的定位。

下面详细地描述驱动电路。驱动电路具有通过利用线圈、变压器等将从脉冲生成器输入的矩形波信号升压几至几十倍并且输出结果所得的正弦交流电压的功能。脉冲生成器的信号就频率和脉冲占空比而言被开关电路开/关控制并且根据驱动频率被调整。

使用线圈的驱动电路是LC升压电路，被配置为通过使用线圈的电感和压电元件的电容的LC谐振来电气放大具有特定频率的信号。其升压比一般在大约1.5至3的范围内。使用变压器的升压电路在需要进一步更大的升压比时使用。其升压比可以通过变压器的一次绕组线圈与二次绕组线圈之间的匝数比来自由调整。在一般使用中，升压比在大约3至30的范围内。在许多情况下，使用变压器的升压电路在振动元件需要在大约100至500Vpp范围内的大驱动电压时使用。在变压器升压电路中，通过向变压器的一次侧或二次侧的压电元件串联提供线圈元件，有可能更有效地除去在生成正弦波时的谐波分量。

下面描述用于驱动振动型致动器的使用变压器的电路相关联的常规技术。

PTL 1公开了被配置为通过使用一个晶体管开关电路和变压器以接近谐振频率的频率驱动压电振动元件的压电振动元件驱动电路。通过在变压器的二次侧布置具有适当电感的线圈以使得线圈被串联连接到压电振动元件，在压电振动元件的电压和电流中获得几乎正弦波，并且，根据其电流波形的相位，驱动频率被控制。

PTL 2公开了振动马达，其中电感元件连接到振动马达的驱动电极，并且电容元件并联连接到马达的等效电路，使得获得优化的马达性能。作为例子，公开了使用变压器的驱动电路。

PTL 3中公开了诸如以下描述的驱动电路。即，用于PTL 3中公开的超声波马达的驱动电路包括是振荡器和缓冲元件，振荡器是基准频率振荡电路并且生成用于驱动超声波马达的高频信号，缓冲元件从振荡器接收高频信号并且驱动在驱动电路中的开关晶体管。驱动电路还包括经由缓冲元件接通/断开高频信号的导通的全桥开关晶体管、用于升压驱动高频功率的低电压的变压器、以及用于整形从变压器输出的波形的线圈。

PTL 4公开了驱动电路，其中可变控制部件被布置为控制要被施加到充当超声波马达的旋转驱动源的压电振动元件的高频功率的占空比，由此补偿由于负载变化引起的速度变化，这使得没有必要使用用于控制电压的斩波器电路(DC-DC转换电路)。即，在所公开的电路中，功率隔离型半桥被组合，以便充当向压电元件供给高频功率的逆变器电路。从逆变器电路输出的脉冲经由升压变压器被施加到压电元件。频率控制部件被提供，以校正由负载上的扰动引起的波动，使得施加到压电元件的高频功率经由降压变压器被反馈，以可变地控制逆变器电路的输出频率。此外，在所公开的技术中，基于来自频率控制部件的输出和通过检测压电元件的振动状态检测到的电压，矩形波脉冲的宽度被脉冲宽度控制部件改变并且结果产生的输出被输入到逆变器电路。在本公开内容的描述中，当旋转速度的降低发生时，矩形波的脉冲宽度增加，而当旋转速度的增加发生时，矩形波的脉冲宽度减小。

PTL 5公开了驱动电路，包括输出脉冲串形式的基准信号的振荡器、以及控制从振荡器输出的基准信号的频率使得等于对超声波马达最优的驱动频率的频率跟踪电路。这个驱动电路还包括检测超声波马达的旋转部分的旋转速度的光电传感器、以及用于调制基准信号的脉冲宽度以使得由光电传感器检测到的旋转速度变得等于目标旋转速度的脉宽调制部件。这个驱动电路还包括向压电元件的电极供给具有与由脉冲宽度调制部件提供的脉冲宽度的调制对应的振幅的驱动信号的功率放大器。通过调制基准信号的脉冲宽度，所公开的驱动电路能够改变从功率放大器，即，升压变压器，输出的超声波马达驱动电压的振幅，由此准确地控制旋转速度。因此，通过使用来自光电传感器的输出和频率跟踪电路的反馈信号，所公开的这个驱动电路能够控制脉冲宽度和振荡频率，由此精确并准确地控制超声波马达的旋转速度。

如上所述，已经提出了用于控制振动型致动器的使用变压器的驱动电路及其控制技术。

引文列表

专利文献

PTL 1：日本专利No.2618685

PTL 2：日本专利No.3165701

PTL 3：日本专利公开No.1-107680

PTL 4：日本专利公开No.4-222477

PTL 5：日本专利公开No.5-111267

发明内容

技术问题

在振动元件驱动电路中，需要提高包括变压器和线圈作为用于升压电压的元件的驱动电路的电路效率。

对问题的解决方案

电路效率的提高可以通过调整电气谐振频率来实现。通过对变压器和线圈使用较小的电感在较低频率范围内调整电气谐振频率，使得生成具有小的谐波失真的正弦驱动波形，由此使得有可能减小不必要的电流并因此使得有可能提高电路效率。

在一方面中，本发明提供了用于驱动振动型致动器的驱动电路，包括变压器、连接到变压器的一次侧的电感器，其中交流电压被施加到变压器的一次绕组线圈，振动型致动器的电气-机械能量转换元件并联连接到变压器的二次绕组线圈，电感器串联连接到变压器的一次绕组线圈，并且其中，当电感器的电感是Le1、变压器的一次绕组线圈的电感是L1并且Ka＝L1/Le1时，满足以下：Ka≤10。

在一方面中，本发明提供了用于驱动振动型致动器的驱动电路，包括变压器、连接到变压器的二次侧的电感器，其中交流电压被施加到变压器的一次绕组线圈，电气-机械能量转换元件并联连接到变压器的二次绕组线圈，电感器在变压器的二次侧并联连接到电气-机械能量转换元件，并且其中，当电感器的电感是Le2、变压器的二次绕组线圈的电感是L2并且Ka＝L2/Le2时，满足以下：Kb≤10。

此外，在一方面中，本发明提供了振动元件驱动电路，包括变压器以及连接到变压器的二次侧的电感器，其中交流电压被施加到变压器的一次绕组线圈，N个电气-机械能量转换元件并联连接到变压器的二次绕组线圈，电感器在变压器的二次侧并联连接到电气-机械能量转换元件，并且其中，当变压器的匝数比为R、变压器的一次绕组线圈的电感是L1并且变压器的二次绕组线圈的电感是Ln2时，满足以下：Ln2＝L1·R²/N。

发明的有利效果

本发明的方面提供了低功耗的振动元件驱动电路、包括这种驱动电路的振动型致动器、图像拾取装置、图像形成装置或除尘装置。

附图说明

图1是示出根据本发明实施例的振动元件驱动电路的图。

图2是示出根据本发明实施例、驱动振动型致动器的原理的图。

图3是示出根据本发明实施例、利用振动元件驱动电路的位置反馈控制系统的图。

图4是示出根据本发明实施例的驱动电路的输出电压和功率的计算结果的图。

图5是示出根据本发明实施例、在线圈的电感与变压器一次绕组线圈的电感之间依赖于Ka的关系以及在100kHz的情况下交流电压和功耗的计算结果的图。

图6是示出根据本发明实施例、驱动电路的输出电压和功率的计算结果的图。

图7是示出根据本发明的整个驱动电路的功耗的实验结果的图。

图8示出了根据本发明实施例、包括多个振动元件和用于其的驱动电路的振动型致动器的例子。

图9是示出根据实施例、包括多个振动元件和用于其的驱动电路的振动型致动器的图。

图10是示出根据实施例的整个驱动电路的功耗的实验结果的图。

图11是在相机透镜等的自动聚焦驱动中使用的棒状振动型致动器的分解透视图。

图12示出了根据第二实施例、三次谐波的电压振幅与一次谐波的电压振幅之比依赖于Kb的计算结果。

图13是示出根据第二实施例的驱动电路的输出电压和功率的计算结果的图。

图14是示出行波振动型致动器的结构的示意图。

图15示出了根据第一实施例、Le1和L1的总电感与流经变压器一次绕组线圈的电流之间的关系。

图16是示出根据第二实施例、包括振动元件和用于其的驱动电路的振动型致动器的图。

图17示出了根据第二实施例、对于在0.2至30的范围内的Kb的各个值的电压比和电气谐振频率fe的计算结果。

图18示出了根据本发明的第一实施例、依赖于Ka的电气谐振频率fe的计算结果。

图19示出了根据本发明的第一实施例、依赖于Ka的电压比的计算结果。

图20示意性地示出了数码相机和机器人的结构，数码相机和机器人是包括根据本发明的第四实施例的振动元件驱动电路的装置的例子。

图21是示出根据本发明的实施例的驱动电路的输出电压和功率的计算结果的图。

具体实施方式

参考附图，下面描述本发明的实施例的例子。应当注意，本发明并不限于那些实施例，在不背离本发明的范围的情况下，其它实施例是可能的。

在本申请中，振动元件包括诸如压电元件的电气-机械能量转换元件、以及连接到电气-机械能量转换元件的弹性元件。振荡器包括振动元件和移动元件。振动型致动器包括振荡器和振动元件驱动电路。

根据本发明的方面，有可能实现低功耗振动型致动器。还有可能生成具有小谐波失真的正弦驱动波形，从而有可能抑制由电路引起的振动元件的寄生振动，这使得有可能达到良好的控制性能。此外，有可能设计电路元件的常数，以便能够容易地被生产，这使得有可能减小电路的安装面积。根据本发明的方面，上述效果可以就谐振频率、压电元件的电容、驱动多个振荡器等等而言对于广泛各种配置和参数被实现。

(第一实施例)

参考附图描述根据本发明的振动元件驱动电路和振动型致动器。根据本发明的驱动电路可适用于如以下所述的振动元件。即，被根据本发明的驱动电路驱动的振动元件包括诸如压电元件的电气-机械能量转换元件、以及连接到电气-机械能量转换元件的弹性元件。振荡器包括振动元件和移动元件，移动元件被促压为接触弹性元件并相对于振动元件移动。电气-机械能量转换元件被施加多个相位不同的交流电压，由此在弹性元件中生成振动。所生成的振动使弹性元件在弹性元件的驱动部分(与移动元件接触的部分)具有椭圆运动，并且这种椭圆运动使移动元件相对于弹性元件移动。根据本实施例的驱动电路可以被应用为例如包括电气-机械能量转换元件和连接到电气-机械能量转换元件的板形弹性元件的振动元件驱动电路。弹性元件包括与移动元件摩擦接触的突起形驱动部分，使得当交流电压施加到电气-机械能量转换元件时在驱动部分中发生椭圆运动。

本实施例是以双相驱动电路作为例子来描述的，双相驱动电路被配置为在两个相位中单独地驱动作为电气-机械能量转换元件的压电元件。在双相驱动中，除了在施加到各相位的交流电压之间存在±90°的相位差之外，在第一相位和第二相位之间不存在差别，并且因此下面的描述仅关于一个相位的驱动给出。应当注意，本发明并不限于双相驱动，而是本发明可以应用到广泛的各种驱动方案，诸如四相或更大数目的相位的行波型致动器等。生成交流信号的振荡器和开关电路不是本发明的必要部分，对它们没有特别的限制。因此，下面的描述是关于驱动电路的这种部分给出的，其中具有振幅Vi的交流电压被输入并且具有振幅Vo的交流电压被输出并施加到振动元件。

图1(a)是示出根据本发明的实施例的振动元件驱动电路和振动型致动器的图。驱动电路被配置为使得变压器103的二次绕组线圈105并联连接到振动元件101，并且电感器102串联连接到变压器一次绕组线圈104。在这种配置中，关于电感器102，可以使用诸如线圈的电感元件。电感器102一般被用来除去谐波分量并调整电气谐振。在本发明中，还考虑到与变压器的电路常数的关系，电感器102可以调整电气谐振频率，确保足够的驱动电压，提高电路效率，或降低磁噪声。在图1(a)中，电感器102连接到变压器一次绕组线圈104的上侧。作为代替，电感器102可以连接到下侧，以实现等效电路配置。在本文中，变压器二次绕组线圈105与一次绕组线圈104的匝数比被设置为16。虽然如图16中所示将电感器1601串联连接到变压器二次绕组线圈105可能是常见的，但是在本实施例中建议将电感器1601连接到变压器的一次侧，如图1(a)中所示。由于变压器的互感效应，这可以被实现，即，当在二次侧提供的具有特定电感的线圈在阻抗方面等效于在一次侧提供的线圈(该线圈的电感为二次侧提供的线圈的电感的1/(匝数比的平方)倍那么小)时，由此获得类似的电气特性。通过像本发明中一样在变压器的一次侧提供电感器102，允许所使用的电感器102具有小的电感，并且因此变得有可能减小电路安装面积。

在本发明中，为了实现电路效率的提高和磁噪声的降低并且同时除去谐波分量，优选的是，在这里使用的变压器具有一般的高磁耦合，更具体而言，大约0.95至0.98的耦合因子Tk。当耦合因子低时，变压器具有引起变压器效率降低的大的泄漏磁通。因此，被用来防止过多电压的泄漏变压器的使用导致磁噪声的增加和功耗的增加，并且因此泄漏变压器不适合在根据本发明的驱动电路中使用。

现在，参考图1(b)描述振动元件101的等效电路。以等效电路的形式，图1(b)表示振动元件101的一个相位部分。振动元件101的等效电路包括对应于机械振动部分的RLC串联电路、和具有振动元件101的本征电容Cd并且与RLC串联电路并联连接的电容器106。对应于机械振动部分的RLC串联电路包括具有自电感Lm的等效线圈107、具有电容Cm的等效电容108以及具有电阻值Rm的等效电阻器109。在本实施例中，振动型致动器的常数设置为使得Lm为50mH、Cm为65pF、Rm为3kΩ并且Cd为0.54nF。

在本发明中，如果振动元件101的机械谐振频率由fm定义，则fm如下给出。

[数学表达式1]

在本实施例中，fm被设置为88kHz。

图2是示出根据本实施例的线型振动波驱动装置的驱动原理的图。

在图2(a)中，通过向结合到弹性元件203的压电元件204施加交流电压生成诸如图2(c)和2(d)中所示的两种振动模式，由此使与突起202压力接触的移动元件201在由箭头指示的方向上移动。

图2(b)是示出压电元件204的电极图案的图。例如，在纵向方向上被等分成两部分的电极区域在振动元件205的压电元件204上形成。

在每个电极区域中，压电层具有相同的偏振方向(+)。

在压电元件204的两个电极区域中，位于图2(b)中右侧的一个电极区域被施加交流电压(V1)，并且位于左侧的电极区域被施加交流电压(V2)。

当V1和V2是具有接近A模式中的谐振频率的频率并且具有相同相位的交流电压时，整个压电元件204(两个电极区域)在某个时刻膨胀并在另一个时刻收缩。

其结果是，A模式中的振动发生在振动元件205中，如图2(c)中所示。

在V1和V2是具有接近B模式中的谐振频率的频率并且相位相差180°的交流电压的情况下，在某个时刻压电元件204的右侧电极区域收缩并且左侧电极区域膨胀。

在另一个时刻，膨胀和收缩反转。其结果是，B模式中的振动发生在振动元件205中，如图2(d)中所示。

通过组合上述两种振动模式，移动元件201在由图2(a)中箭头表示的方向上被驱动。

通过改变施加到两个等分电极的交流电压的相位差，有可能改变A模式与B模式之间的发生比。

在这种振动元件中，有可能通过改变发生比来改变移动元件的速度。

图3是示出根据本发明的实施例、使用用于驱动振动型致动器的驱动电路的位置反馈控制系统的图。

位置命令从未示出的控制器给出并输入到控制电路301。控制电路301基于在位置检测电路309中获得的检测位置与位置命令之间的差值计算偏差。基于偏差信息，控制电路301利用布置在控制电路301内部的PID补偿器执行计算，以输出充当驱动参数的控制信号。在PID补偿器中，来自补偿器的分别处理比例分量(P)、积分分量(I)和导数分量(D)的输出被加在一起，由此补偿控制目标的相位延迟或增益。PID补偿器一般被用来实现稳定和高精度的控制系统。

包括关于频率、相位差和脉冲宽度的信息的控制信号从控制电路输出并输入到脉冲生成器302，其中频率、相位差和脉冲宽度是振动元件的控制参数。脉冲生成器302生成具有根据输入控制信号变化的驱动频率的脉冲信号。数字分频器电路或VCO(电压控制的振荡器)被用作脉冲生成器302。作为替代，脉冲信号可以通过PWM(脉冲宽度调制)控制来生成，以便依赖于控制信号改变脉冲宽度。从脉冲生成器302输出的脉冲信号被输入到开关电路304，开关电路304继而输出相位相差90°的双相交流电压。开关电路304与输入脉冲信号的定时同步地切换从DC电源303供给的直流电压，由此生成矩形交流电压。该交流电压被输入到如图1(a)中所示配置的驱动电路305，并且生成具有期望的增加的电压的驱动电压。

从驱动电路305输出的形式为正弦波的交流电压经由柔性管306施加到压电元件204，并且因此相对移动发生在振动元件205和移动元件201之间。附连到移动元件201的位置标尺307的相对位置由位置传感器308检测，并且位置信息由位置检测电路309检测。位置信息被输入到控制电路301，并且振动元件205被反馈控制，以便接近位置命令。

图4是示出根据本发明实施例的驱动电路的功率和输出电压的计算结果的图。在这个计算中，假设驱动电路具有图1(a)中所示的配置和电路常数。图4(a)示出了整个电路消耗的功率，并且4(b)示出了在输出侧的交流电压Vo(施加到压电元件的电压)。考虑到压电元件的等效电路常数，对于线圈具有0.9Ω的串联电阻并且变压器的二次绕组线圈具有80Ω的电阻的条件计算功率消耗。此外，输入侧的交流电压Vi被设置为6Vpp并且变压器的升压比被设置为大约16。横轴表示频率。振动元件的机械谐振频率fm为88kHz，并且因此驱动频率范围被设置为90至100kHz。在本实施例中使用的振动元件可以以等于或低于100kHz的频率起动并且振动元件以低速起动。有可能通过朝机械谐振频率向下扫驱动频率来增加速度。如果驱动频率减小超出机械谐振频率，则振动元件具有掉落悬崖现象，这导致振动突然停止。在这种情况下，即使频率再次增加，也不可能重新开始驱动。为了实现稳定的驱动，使用高于90kHz的频率。在上述驱动频率范围内，考虑功率的变化和驱动电压的变化。在本文中令fe表示包括布置在输入电压侧的线圈、变压器和本征电容Cd的压电元件的电路的电气谐振峰值频率。如果振动元件的驱动频率被设置在高于fm并低于下述的整个电路的电气谐振频率fe(在图4所示的例子中是135至240kHz)的频率范围中，则有可能在驱动电压的变化是渐进的范围内执行驱动，并且有可能抑制速度的突然改变。因此，有可能实现能够以高精度驱动振动元件的高性能振动型致动器。

在本文中令Le1表示布置在电压输入侧的线圈102的电感，并且L1表示变压器一次绕组线圈104的电感。其电感比由如下所述的Ka定义。

Ka＝L1/Le1 (等式1-2)

上述Ka是被定义为使得有可能处理振动元件的机械谐振频率的变化或者本征电容的变化的广义参数。即，如果Ka根据本发明被设置在适当范围内，则有可能实现其配置对于驱动振动型致动器被优化的电路。

图15示出了根据第一实施例、电感Le1和电感L1的总电感与流经变压器一次绕组线圈的电流之间的关系。横轴表示变压器的一次侧的电流，并且纵轴代表总电感。当输入侧的输入电压为Vin、电压接通时间为Ton、驱动频率为fd并且电流为I时，则总电感可以根据以下等式来计算。

[数学表达式2]

在这里，计算是假设Vin为3V、Ton为5.6μs、频率为90kHz并且驱动脉冲宽度为50％来执行的。总电感和电流彼此为倒数的关系，并且因此，为了减小电流，有必要增加总电感。另一方面，电流有上限，以防止变压器具有磁饱和。鉴于上述情况，根据本实施例的流经变压器的最大电流是0.5A。因此，根据图15，总电感需要等于或大于33μH。如果电感增加超过必需，则结果是绕组线圈的布线电阻的增加，这导致功耗增加。因此，总电感被设置为40μH，以便留有一定余量地大于33μH。Vin、Ton和I可以依赖于电源和变压器而改变，并且因此总电感可以根据上述等式来调整。

图4示出了对于从0.1至10的范围内的Ka的各种值的计算结果的曲线图。横轴表示频率。(a)表示电路功耗，并且(b)表示输出侧的交流电压Vo。出于上述原因，线圈102和变压器一次绕组线圈104的总电感，即，Le1+L1，被设置为40μH，并且Ka的值改变。例如，当Ka＝1时，Le1和L1被设置为使得Le1＝20μH并且L1＝20μH。首先，在图4(a)中所示的电路功耗有两个峰值。较低频率的峰值位于靠近88kHz的地方。这意味着在接近机械谐振频率的频率处大的电流流经压电元件。关于较高频率的峰值，其峰值频率在从135至240kHz的范围内改变，这指示电气谐振频率依赖于Ka的值而改变。这意味着有可能通过调整Ka来调整电路的电气谐振特性，并且有可能通过将电气谐振频率偏移到较低的频率来减少三次谐波。当驱动频率为100kHz时，根据图4(a)和图4(b)，电路的功耗和驱动电压依赖于Ka的值而变化。即，通过优化Ka，有可能配置电路，使得足够高的交流电压从电路输出同时降低电路的功耗。下面总结在优化Ka时要考虑的电气谐振频率fe和交流电压特性。

图18示出了根据本实施例、作为Ka的函数的电气谐振频率fe的计算结果。有可能通过改变Ka在较低的频率范围中调整fe，并且因此有可能出于后述原因减少三次谐波，这导致电路效率的增加。本文在变压器一次绕组线圈104的电感L1的不同值，1μH、10μH、30μH和100μH，之间进行比较。1μH可被视为对于变压器的绕组线圈可实现的最小值。

图18(a)示出了对于匝数比是16、Cd是0.47nF并且Ka在0.2至30的范围内改变的情况的结果。如可以从图中看到的，当Ka≤10时，电气谐振频率fe具有小的值。因此，有可能通过设置Ka使得Ka≤10来有效地将fe偏移到较低频率。即，有可能减小三次谐波与一次谐波之比。这种趋势对L1的各种值保持。图18(b)示出了对于匝数比是10并且Cd是0.47nF的情况的结果，而图18(c)示出了对于匝数比是10并且Cd是3.5nF的情况的结果。上述结果指示，如果Ka≤10，则有可能对于变压器的匝数比的各种不同值和压电元件的本征电容的各种值通过低电感在低频范围内调整fe。

在本实施例中，为了使得有可能通过在较低的频率范围内调整fe来实现小的三次谐波与一次谐波之比，已经推导出Ka的值要在下面所示的适当范围内：

Ka≤10 (等式1-4)

当Ka具有适当的值时，有可能降低振动型致动器的电路功耗。

在振荡器中，例如，压电元件的电容或谐振频率依赖于振动元件的结构或尺寸、振荡器的振动模式等而变化，并且因此有必要对每个振荡器改变电路常数。即使对于相同的振动元件，在多个振动元件被驱动的情况下，如果共享相同的驱动电路，则电容随着振动元件的数量而增加，并且因此电路的电气谐振特性变得与在仅一个振动元件被驱动的情况下的电气谐振特性不同。当用于多个振动元件的驱动电路被设计时，有许多设计参数，诸如驱动电路中的每个元件的电感值。在指定的驱动电压被简单地输出的情况下，存在无限多的可能的值组合。电路常数的特定组合主要是由设计者的决定确定的，并且驱动振荡器时的功耗或可控性在很大程度上依赖于所确定的电路常数。

根据本发明的驱动电路提供高电路效率和降低的电路功耗，而不管振动元件的结构或尺寸、振动模式和振动元件的数目如何。

常规上，关于确定使用升压变压器的驱动电路的常数以解决上述问题，没有系统方法是已知的。相反，根据本发明的驱动电路是例如变压器升压电路，其可以在线圈和变压器常数之间的关系、振动元件的数目和变压器的电感值方面被设计，从而满足Ka≤10，由此使得有可能设计驱动电路以具有高电路效率。

如上所述，当流经变压器一次侧的线圈的电流比最大允许的输入电流值Imax大时，变压器进入磁饱和状态并且因此变得不可能正确地执行电压升压。在设计中，一次侧的输入电压Vin和电压接通时间Ton的可能值依赖于连接到输入侧的电源、在期望条件下驱动振动元件所需的交流电压的频率或振幅，并且因此设计的自由度不大。如由(等式1-3)表示的，输入电流值I由一次侧的输入电压Vin和电压接通时间Ton以及电感Le1和电感L1的总电感值确定。因此，通过设置电感Le1和电感L1的总电感值以满足下面描述的(等式1-5)，变得有可能防止输入电流大于最大允许输入电流值Imax，并且因此变得有可能实现输入电压的稳定升压。

[数学表达式3]

此外，如上所述，通过设置电感Le1与电感L1之比的值以便满足(等式1-4)，有可能有效地偏移fe到较低的频率，即，有可能减小三次谐波与一次谐波之比。因此，通过设置Ka在根据(等式1-4)的适当范围内并且设置总电感为根据(等式1-5)计算的值，有可能实现振动元件驱动电路，使得变压器不具有磁饱和，电路常数被选择为允许绕组线圈具有较小电阻，并且电路效率提高。

图19示出了根据本发明的实施例、依赖于Ka的电压比的计算结果。在图19中，电压比被规格化为Vo/Vin/R，即，输出电压与输入电压之比除以匝数比。通过评估电压比除以匝数比R，有可能描述本发明的效果，而不依赖于输入电压的值和匝数比的值。关于变压器一次绕组线圈104的电感L1，对1μH、10μH、30μH和100μH的不同值执行计算，如图18中那样。但是，在结果中没有观察到依赖于值的差别，并且因此计算结果仅对30μH绘出。理想地，电压比为1。但是，由于针对将fe调整到较低频率的效果的折中，减少到某一程度是不可避免的。因此，如果考虑在较低频率范围内fe的调整，则优选的是进行使得电压比等于或大于0.5的配置。

图19(a)示出了对于匝数比是16、Cd是0.47nF并且Ka在0.2至30的范围内改变的情况的结果。如从图中可以看到的，如果Ka≥1，则电压比等于或大于0.5。图19(b)示出了对于匝数比是10并且Cd是0.47nF的情况的结果，而19(c)示出了对于匝数比是10并且Cd是3.5nF的情况的结果。如可以从上面的结果看出的，关于电压比和Ka之间的关系存在相似的趋势，而不管变压器的匝数比或压电元件的本征电容如何，并且如果Ka≥1，则有可能获得等于或大于变压器匝数比的一半的电压(等于或大于0.5的电压比)。

在本实施例中，除了(等式1-4)中所示的范围，还已经推导出等于或大于匝数比的一半的驱动电压可以通过设置Ka的值以满足以下表达式而获得：

1≤Ka (等式1-6)。

因此，如果Ka的值满足1≤Ka≤10，则有可能降低振动型致动器的电路功耗并且获得适当的驱动电压。此外，变得有可能设计变压器以便具有进一步更小的电感，并且因此有可能设计电路元件以便能够被容易地制造。变压器的外部尺寸和线圈的外部尺寸依赖于其匝数比和电感值，并且因此，为了减小电路安装面积，有必要减小匝数比或电感的值。此外，有可能减小高频电流，并且因此还有可能减小来自变压器的磁噪声。

在Ka的上述计算中，已经描述了对于广泛的各种条件一般化获得的适当范围内的结果。接下来，在下面参考附图对关于匝数比、本征电容、驱动频率等的条件被固定的情况描述具体的例子。图5是示出根据本发明的实施例、线圈的电感与变压器一次绕组线圈的电感之间依赖于Ka的关系以及在100kHz的情况下交流电压和功耗的计算结果的图。图5(a)示出了线圈102与变压器一次绕组线圈104的电感值(Le1，L1)之间依赖于Ka的关系。Le1和L1的总值为40μH，并且Ka从1变到10。电路是根据计算结果在实验上产生的，并且所产生的电路被评估。结果显示，电路功耗在Ka＝1.5至3.0的范围内最小化。因此，从线圈102与变压器一次绕组线圈104的电感值(Le1，L1)之间的关系的角度看，Ka的更优选范围是1.5≤Ka≤3.0。

图5(b)示出了三次谐波与一次谐波的电压比依赖于Ka的结果，其中分子是三次谐波并且分母是一次谐波。驱动频率是100kHz，并且因此三次谐波的电压具有300kHz的频率，这是100kHz的三倍高。输入到变压器的一次侧的交流电压Vi是矩形波的形式，如上所述。在矩形波中包括的谐波分量中，最大的谐波分量是三次谐波，并且下一个和第三个谐波分量是五次谐波、七次谐波，等等。即，当三次谐波的相对量值大时，结果所得的矩形波是具有大的波形失真的正弦波，这导致不想要的电流流动，这继而导致效率的降低或导致磁噪声的发生。当Ka增加时，电路的电气谐振频率fe偏移到较高的频率并且因此三次谐波的相对量值增大。根据图5(b)，当Ka的值满足Ka≤5时，对于20μH、40μH和60μH的Le1+L1的任何值，一次谐波的电压大于三次谐波的电压。因此，为了减少谐波分量的影响，优选的是Ka满足Ka≤5。

此外，当三次谐波的电压与一次谐波的电压之比等于或小于0.5时，可以获得高电路效率。因此，可以产生图5(b)中所示的曲线图，并且一次绕组线圈的电感L1可以从该图确定。即，当驱动频率的一次谐波的电压振幅为V1并且三次谐波的电压振幅为V3时，优选的是设置一次绕组线圈104和线圈102的电感值，使得三次谐波与交流电压之比，V3/V1，等于或小于0.5。

图5(c)示出了依赖于Ka的电路功耗的结果。在本文中，电路功耗是指包括压电元件的整个驱动电路的功率。如该图中所示，当Le1和L1的总值为20μH时，随着Ka增加，功耗增加。这是因为三次谐波的增加导致电流的增加，这导致由绕组线圈的布线电阻所消耗的功率的增加。在Le1和L1的总值为60μH的情况下，当Ka＝3时，驱动电压根据图5(d)是160Vpp并且功耗根据图(c)是500mW。相对照地，在总值为40μH的情况下，驱动电压为125Vpp并且功耗为400mW那么小。即，在总值为60μH的情况下，驱动电压大，但是大的驱动电压趋于引起功耗的增加。从上述变压器的磁饱和的角度来看，Le1和L1的总值可以被设置为60μH。在总值被设置为40μH的情况下，有可能进一步降低功耗。电感的减少使得有可能使用小尺寸的变压器，这使得有可能减少电路的安装面积。

为了实现足够的升压效果和谐波分量的减少，期望振动元件的机械谐振频率fm和电气谐振频率fe满足下述(等式1-7)。

1.30·fm<fe<2.50·fm (等式1-7)

这使得对于三次谐波与一次谐波的电压比，有可能获得等于或小于1.0的值。为了减少诸如三次谐波的谐波分量的影响，除了上述调整，还可以调整压电元件的电容Cd和变压器的匝数比。但是，Cd的调整导致输入电流的增加，并且因此功耗的增加发生。在匝数比被调整的情况下，有必要改变驱动电路的输入电压，这对所使用的电源强加限制，并且因此难以调整匝数比。因此，有可能通过设置振动元件的机械谐振频率fm的值和电气谐振频率fe的值以满足上述(等式1-7)来实现足够的升压效果，由此减少谐波分量。即，当振动元件驱动电路被设计时，如果Le1和L1之和以及它们之比Ka被确定为满足(等式1-7)，则有可能实现足够的升压效果和谐波分量的减少。

下面描述具体的例子。图5(d)示出了交流电压Vo依赖于Ka的结果。结果针对各个情况绘制，其中Le1和L1的总值为20μH、40μH和60μH。在任何情况下，交流电压Vo在Ka＝0至1的范围内突然增加。当Le1+L1为20μH或40μH时，电压在Ka＝1至5的范围内逐渐增加，并且在Ka＝5至10的范围内基本上没有发生电压变化。当Le1+L1为60μH时，电压在Ka＝1至5的范围内逐渐增加，然后略有降低，并且在Ka＝5至10的范围内基本上没有发生电压变化。这意味着，对于Ka≥1获得了足够的升压效果，并且升压效果对Ka≥5饱和。因此，对Ka满足Ka≤5的情况以有效的方式获得升压效果。因此，为了有效地实现升压效果，优选的是设置Ka的值以便满足Ka≤5。在根据本实施例的振动型致动器中，足够的可控性可以通过确保交流电压等于或大于90Vpp并且更优选地交流电压为120Vpp来实现。

接下来，解释电气谐振频率fe的范围。在上述图4中，当Le1和L1的总值为40μH时，fe在1≤Ka≤10的范围内是135至180kHz(其是fm的1.53至2.05倍)。

图6是对于Le1和L1的总值为60μH的情况示出电路功耗和交流电压Vo的结果的图。图6(a)示出了电路功耗，而图6(b)示出了输出侧的交流电压Vo。如图5(b)中所示，在Le1和L1的总值20μH、40μH和60μH这三个值中，60μH允许实现三次谐波与一次谐波的最小电压比。因此，在三次谐波的减少最为显著优先的情况下，可以被允许采用Le1和L1的总值为60μH的情况。根据Ka＝1至10的范围内的绘图，电气谐振频率fe落在115至150kHz的范围内(其是fm的1.30至1.70倍)。

图21是对于Le1和L1的总值为20μH的情况示出电路功耗和交流电压Vo的计算结果的图。图21(a)示出了电路功耗，而图21(b)示出了在输出侧的交流电压Vo。根据图5(b)，在Le1和L1的总值为20μH的情况下，如果对三次谐波与一次谐波的电压比等于或小于1.0的Ka＝1至5的范围执行绘图，则电气谐振频率fe落在188至220kHz的范围内(其是fm的2.14至2.50倍)。

电气谐振频率fe在Le1和电容Cd的串联电气谐振以及L1和电容Cd的并联电气谐振两者中都涉及，并且，随着电感减小，响应周期变短并且谐振频率增加。因此，当其它条件固定时，随着Le1和L1的总值减小，电气谐振频率fe增加。

因此，为了减少在驱动中使用的除一次谐波以外的谐波分量的影响并且激励在实践上适于振动元件的振动模式，由上述等式(1-7)表示的fe的适当范围可以针对Le1和L1的总值在20μH到60μH的范围内的情况采用。

因此，在本驱动电路中，当令fe表示由电感器、变压器以及电气-机械能量转换元件的电容的组合引起的电气谐振的峰值频率，fm表示包括电气-机械能量转换元件的振动元件的谐振频率，令Le1表示电感器的电感，并且令L1表示变压器的一次绕组线圈的电感，并且Ka被定义为Ka＝L1/Le1时，如果驱动电路被设计为使得至少上述值满足1.30·fm<fe<2.50·fm和Ka≤10，则谐波分量的影响减少并且电路的功耗降低。因此，有可能实现电路效率提高的驱动电路，其中在驱动电路中或者在振动型致动器中流动的不想要的电流被抑制，并且还有可能实现高效率的振动型致动器。

图7是示出根据本实施例的就整个驱动电路的功耗而言的实验结果的图。横轴表示速度，纵轴表示当振荡器被驱动时的功耗。比较例也被绘出，以显示由本发明实现的功耗降低的效果。在下文中，假设充当电感器102的线圈具有电感Le1，变压器一次绕组线圈具有电感L1，并且变压器一次绕组线圈104具有电感L2。在比较例中，电路包括具有L1＝30μH、L2＝12mH和匝数比20的变压器、以及具有Le1＝1μH的线圈。在这个比较例中，Ka＝30。在根据本发明的第一例中，电路包括具有L1＝30μH、L2＝12mH和匝数比20的变压器、以及具有Le1＝5.6μH的线圈。在这个第一例中，Ka＝5.3。在根据本发明的第二例中，电路包括具有L1＝6.25μH、L2＝2.5mH和匝数比20的变压器、以及具有Le1＝5.6μH的线圈。在这个第二例中，Ka＝1.1。在根据本发明的第三例中，电路包括具有L1＝30μH、L2＝7.68mH和匝数比16的变压器、以及具有Le1＝10μH的线圈。在这个第三例中，Ka＝3。在任何情况下，电源电压在2.75V至3.5的范围内被调整，使得电路输出大约120Vpp的驱动电压。在比较例中，虽然实现了足够高的电压，但是Ka的高值导致大的谐波分量，这导致效率的降低。相对照地，在根据本发明的例子中，功耗的值是大约1.0W或更小，并且在任何例子中，与比较例相比，谐波分量的抑制和功耗的降低得以实现。在根据本发明的第三例中，与第一例相比，实现了谐波分量的比的进一步降低，并且因此实现了功耗的进一步降低。此外，在根据本发明的第三例中，与第二例相比，驱动电压的降低被更有效地抑制，并且因此有可能降低从电源供给以获得必要的驱动力的功率，这导致功耗的降低。因此，在根据本发明的第三例中获得最高效率。

根据本发明的振动元件驱动电路可被用来驱动透镜或移动图像拾取装置中的图像传感器元件。还有可能将其应用到其它的振动型致动器。图11是可用来执行相机透镜的变焦驱动或自动聚焦驱动的棒状振荡器的分解透视图。振荡器包括振动元件1101和移动元件1102。振动元件1101包括包含由摩擦材料制成的摩擦部分的第一弹性元件1103、作为电气-机械能量转换元件的压电元件1104、向压电元件1104供电的柔性印刷配线板1105、以及两个弹性元件1106。这些元件在轴1107的对接凸缘1107a和下部螺母1108之间压力连接，下部螺母1108与位于轴1107的下侧的螺纹部分1107b接合。第一弹性元件1103由主要包括例如氧化铝的烧结陶瓷制成，使得上表面和下表面是双盘磨削的，然后充当摩擦表面的上表面被精整抛光。移动元件1102包括接触弹簧1109和转子1110。接触弹簧1109固定到转子1110，例如，通过键合。因此，通过压力弹簧1113和输出齿轮1112将移动元件1102促压为与振动元件1101的摩擦表面1114压力接触，输出齿轮1112由凸缘1111的轴承可旋转地支撑。移动元件1102的接触弹簧1109以环形圆柱体的形状形成，具有由拉伸不锈钢得到的曲柄截面，并且充当移动元件的摩擦表面的下端面与振动元件的第一弹性元件的摩擦表面1114接触。交流信号经由柔性印刷布线板1105从未示出的电源施加到压电元件1104。其结果是，一阶弯曲振动在第一弹性元件1103的摩擦表面中在两个垂直的方向上被激励，并且其与π/2的时间相位的叠加使得椭圆旋转运动在摩擦面1114中发生。其结果是，与摩擦表面压力接触的接触弹簧1109相对于振动元件1101相对移动。

图1(a)中所示的根据本发明的驱动电路适用于上述棒状振荡器。振动元件1101的机械谐振频率fm为42kHz，并且本征电容Cd是9nF。电源电压被设置成5V并且变压器匝数比被设置成8，并且设计被执行为使得具有70至110Vpp范围内的必要值的驱动电压在42.5至44kHz的驱动频率范围上获得。其后，线圈的电感由Le1表示，变压器一次绕组线圈的电感由L1表示，并且变压器一次绕组线圈的电感由L2表示。根据本发明，在实验上使用具有L1＝27μH和L2＝1.73mH的变压器以及具有Le1＝15μH的线圈来产生驱动电路。在这种情况下，Ka＝1.8。为了比较的目的，调查包括具有匝数比10、L1＝8μH和L2＝800μH的变压器以及具有Le1＝22μH的线圈的电路，其中Ka被设置为使得Ka＝0.36并且电源电压是6V。虽然没有提供图，但是在根据本发明的电路中，实现了驱动电压按因子1.3的增加，并实现了功耗按因子0.5的降低。如上所述，根据本实施例的驱动电路可以适用于具有压电元件的不同谐振频率fm或不同本征电容Cd的振动型致动器。

根据本发明的振动元件驱动电路还可以应用到，例如，用来在图像生成装置中驱动转印鼓旋转的环状振动元件。图14是示出行波型振荡器的结构的示意图。首先，描述根据本实施例的振荡器的概要。

图14(a)是示出行波型振荡器的截面的示意图。振荡器经由一个输出轴1402连接到共用外壳1401。通过将从未示出的驱动电路输出的双相交流电压施加到布置在振动元件1403的压电元件1404上的驱动电极，移动元件1406被驱动，以便在相同的方向上旋转。图14(b)是部分示出振荡器的透视图。振荡器包括作为电气-机械能量转换元件的压电元件1404、包括弹性元件1405的振动元件1403、以及移动元件1406。每个元件具有在图中θ方向上延伸的环形。当双相交流电压被施加到压电元件1404时，在振动元件1403中生成行波，并且与振动元件1403接触的移动元件1406被摩擦驱动，以便相对于振动元件旋转。

图1(a)中所示的根据本发明的驱动电路适用于上述的行波型振荡器。振动元件1403的机械谐振频率fm为44kHz，并且本征电容Cd为3.5nF。电源电压为被设置为24V并且变压器匝数比被设置为10，并且设计被执行为使得500Vpp的驱动电压在45到50kHz的驱动频率范围上获得。在下文中，线圈的电感由Le1表示，变压器一次绕组线圈具有电感L1，并且变压器一次绕组线圈的电感表示为L2。根据本发明，电路利用具有L1＝15μH和L2＝1.50mH的变压器以及具有Le1＝10μH的线圈实验产生。Ka被设置为使得Ka＝1.5。其结果是，期望的驱动电压、高电路效率和良好的驱动性能得以实现。这得以实现是因为有可能通过利用低电感变压器和低电感线圈在低频范围内调整电气谐振频率来抑制不想要的电流，由此生成具有小的谐波失真的正弦驱动波形。如上所述，驱动电路也可以适用于行波型振动型致动器。

根据本发明的振动元件驱动电路的应用不限于上述例子，而是也可以应用到例如振动元件是除尘装置的情况，即，驱动电路也可以用作除尘装置的驱动电路。

(第二实施例)

接下来，下面给出关于线圈布置在变压器的二次侧的电路配置的例子的描述。图16示出了根据第二实施例的驱动电路的配置。充当线圈的电感器1601在变压器的二次侧提供。其电感由Le2表示，变压器的二次绕组线圈的电感由L2表示，并且其电感比由Kb定义。

Kb＝L2/Le2 (等式2-1)

在本实施例中，诸如在变压器的一次侧的输入电压Vi、所使用的变压器的匝数比和电流的上限、振动元件的机械谐振频率以及必需的驱动电压之类的各种常数的值与根据第一实施例的值相同。首先，根据在变压器的一次侧流动的电流的上限，变压器一次绕组线圈的电感L1被设置为40μH。因此，如果变压器的匝数比是R，则变压器二次绕组线圈的电感值L2根据以下等式被确定为10.24mH。

L2＝L1×R² (等式2-2)

图17示出了根据本发明的实施例、电气谐振频率fe和电压比依赖于Kb的计算结果。有可能依赖于Kb在低频范围内调整fe，就像对于Ka那样，并且因此有可能减少三次谐波，并且可以实现电路效率的提高。在本文中，在变压器二次绕组线圈105的0.256mH、2.56mH、7.68mH和25.6mH这些值之间进行比较。匝数比被设置为16，并且因此，当变压器二次绕组线圈105是0.256mH时，变压器一次绕组线圈是1μH，这是最小可实现的值。

图17(a)示出了在匝数比是16且Cd是0.47nF的条件下对于Kb从0.2变到30的情况的fe的计算结果。如该图所示，有可能通过设置Kb使得Kb≤10来有效地将fe偏移到较低的频率。即，有可能减小三次谐波与一次谐波之比。这个趋势也对L2的各种不同的值观察到。如果KB≤10，就像对于Ka那样，即使变压器的匝数比和/或压电元件的本征电容改变，也有可能在低频范围内调整fe。

在本实施例中，为了在可以通过在低频率范围内调整fe来减小三次谐波与一次谐波之比的适当范围内设置Kb的值，期望Kb满足下列条件(等式2-3)。

Kb≤10 (等式2-3)

通过设置Kb的值以便满足如上所述的(等式2-3)，有可能有效地降低振动型致动器的电路功耗。

图17b示出了电压比依赖于Kb的计算结果。电压比被规格化为Vo/Vin/R，即，输入/输出电压比除以匝数比。如该图所示，该电压比在Kb的整个范围上等于或大于0.5。即，输出电压几乎不受布置在变压器的二次侧的电感器的电感Le2影响。相对照地，影响发生在Ka的情况下。对此的原因是在提供给变压器一次绕组线圈104的电压中存在差别。在Ka的情况下，输入电压在线圈102和一次绕组线圈104之间划分，并且因此Le1的较大的值导致供给一次绕组线圈104的较小电压。另一方面，在Kb的情况下，输入电压被完全供给一次绕组线圈104，而不被划分和升压。图12示出了依赖于Kb的三次谐波的电压振幅与一次谐波的电压振幅之比。在本文中，给出对L2为5.12mH、7.68mH和10.24mH的情况的解释。在比中，分子是三次谐波，分母是一次谐波。驱动频率是100kHz，并且因此三次谐波的电压具有300kHz的频率，这是100kHz的3倍。输入到变压器的一次侧的交流电压Vi具有矩形波，如上所述。矩形波包括谐波分量，并且第三谐波的量值在所有谐波分量当中是最大的。当Kb增加时，线圈1601的电感Le2减小并且三次谐波的相对量值增加。当满足下列条件时，三次谐波的比可以等于或小于0.5：当L2＝5.12mH时Kb的值满足Kb≤大约5；当L2＝10.24mH时Kb的值满足Kb≤大约10。

图13是示出根据第二实施例的电路功耗和的交流电压Vo的计算结果的图。在变压器的常数被设置为使得L1为40μH和L2为10.24mH并且Kb在1≤Kb≤5的范围内取值的条件下执行计算。布置在变压器的二次侧的线圈1601的电感Le2被设置为对于Kb＝5是2.05mH并且对于Kb＝1是10.24mH。横轴表示频率。图13(a)示出了整个电路消耗的功率，图13(b)示出了在输出侧的交流电压Vo。从图13(b)可以看出，随着Kb增加，电路的电气谐振频率fe朝更高的频率范围偏移。在Kb≤10的范围内，如从上述图12可以看到的，三次谐波的最大减少在Kb＝1至2的范围内实现并且获得了最大的驱动电压。电气谐振频率fe接近100kHz，这是驱动频率的上限，并且因此，在Kb的值被设置在Kb＝1至2的范围内的情况下，电阻器可以布置在变压器的一次侧或二次侧，使得峰值电压减小，由此防止过多电压被施加到振动元件。在Kb＝3至5的范围内，电气谐振频率fe是115至135kHz(这是fm的1.30到1.53倍)。在这种情况下，从上述图12中所示的结果，三次谐波与一次谐波之比为0.07至0.15那么小，并且因此三次谐波的影响小并且功耗小。从上述图17中所示的结果，必要的驱动电压被获得。因此，在根据本实施例的振动型致动器的情况下，优选的是在Kb＝3至5的范围内使用它。

(第三实施例)

图8示出了根据本发明的实施例、包括多个振动元件的振动型致动器的例子。在这个实施例中，驱动由三个振动元件并联连接到变压器的二次侧的驱动电路执行。图8(a)是示出根据本实施例、使用三个振动元件的振动型致动器的配置的图。801表示充当振动型致动器的基部的底座。803、804和805表示驱动移动元件802旋转的振动元件。每个振动元件都类似于根据第一实施例的振动元件。驱动电路的输出端子并联连接到这三个振动元件，并且双相驱动信号经由柔性电缆809被提供给各个振动元件。这三个振动元件由公共驱动电路810驱动。当驱动电压被施加时，振动波发生在每个振动元件中并且因此生成驱动力。移动元件802被由振动元件803、804和805给出的驱动力的结果力驱动，使得移动元件802绕旋转轴线807旋转。通过如本实施例中这样使用三个振动元件，结果所得的旋转驱动力被施加在移动元件802上，并且因此有可能通过高达3倍的因子增大扭矩。806表示检测移动元件802的旋转位置的位置传感器。

图8(b)是装置的侧视图。例如，通过将均具有两个凸起的振动构件结合到压电元件(未示出)并且经由附连构件附连到底座801，振动元件803、804和805组合到一起。盘形标尺808布置在位置传感器806的上表面上。响应于标尺808在旋转方向上的移动，依赖于移动距离的位置信号从位置传感器806输出。

图9是示出在根据本实施例的包括多个振动元件的振动型致动器中与振动元件的一相关联的驱动电路的图。驱动电路被配置为使得电感器904串联连接到变压器一次绕组线圈906，并且振动元件901、902和903并联连接到变压器905的二次绕组线圈907。关于电感器904，可以使用诸如线圈的电感元件。在图9(a)中，电感器904连接到变压器的一次绕组线圈906的上侧。作为替代，电感器905可以连接到下侧以实现等效的电路配置。在本文中，变压器二次绕组线圈907与一次绕组线圈906的匝数比被设置为20。

现在，参考图9(b)描述振动元件901的等效电路。图9(b)以等效电路的形式表示振动元件901的一相部分。振动元件901的等效电路包括对应于机械振动部分的RLC串联电路、和具有振动元件901的本征电容Cd并与RLC串联电路并联连接的电容器908。对应于机械振动部分的RLC串联电路可以用具有自电感Lm的等效线圈909、具有电容Cm的等效电容910和具有电阻值Rm的等效电阻911表示，其中Lm为50mH、Cm为65pF、Rm为3kΩ并且Cd为0.54nF。振动元件902和903均可以由类似的等效电路表示。因此，这三个振动元件的总本征电容是1.62nF，这是三倍大。

在多个振动元件并联连接到变压器的二次绕组使得在驱动多个振动元件时共享变压器的情况下，就像本实施例的情况一样，可以通过如下设置变压器的电感来实现电气匹配。在本文中，令R表示在N个振动元件被公共驱动电路驱动的情况下变压器的匝数比，Ln1表示变压器一次绕组线圈，Ln2表示二次绕组线圈的电感，并且Len1表示一次侧的线圈。当L1是在根据第一实施例的驱动电路中图1(a)中所示的变压器的一次绕组线圈的电感时，于是，以上参数的值可以如下设置。

Ln2＝L1·R²/N

Ln1＝L1/N

Len1＝Ln1/Ka (等式3-1)

对此的原因如下。当多个振动元件并联连接时，振动元件的本征电容变成N倍大并且阻抗变成1/N，并且因此N倍大的电流流动。为了对变压器二次绕组线圈获得等效于此的阻抗，电感可以被设置为1/N，使得N倍大的电流可以流动。例如，在一个振动元件如以上参考图3所示被驱动的情况下，变压器的二次绕组线圈105的电感L2(＝L1·R²)为7.68mH。在这种情况下，N＝3，并且因此实现匹配所需的Ln2的值可以被计算为2.56mH。在本实施例中，Ln2被设置为2.50mH。因此，电路参数可以如下设置。当匝数比Rn为20时，变压器的一次绕组线圈的电感Ln1可以是6.25μH，并且因此，如果Ka被设置为使得Ka＝3，则线圈Len1可以是2.08μH。通过以上述方式确定变压器绕组线圈的电感，有可能设置电感为具有必要和足够的值。即，没有必要设置电感为大于必要的值。其结果是，有可能减小变压器的线绕电阻。

而且，在线圈布置在变压器的二次侧的驱动电路中，在多个振动元件并联连接并被并联驱动的情况下，参数可被如下确定。令R表示在N个振动元件被公共驱动电路驱动的情况下变压器的匝数比，Ln1表示变压器一次绕组线圈，Ln2表示二次绕组线圈的电感，并且Len2表示在二次侧的线圈。当L2是在根据第二实施例的驱动电路中在图16中所示的变压器的二次绕组线圈的电感时，于是，以上参数的值可以被如下设置。

Ln2＝L2/N

Ln1＝L2/N/R²

Len2＝Ln2/Kb (等式3-2)

图10是示出根据本实施例的就整个驱动电路的功耗而言的实验结果的图。横轴表示当超声波马达被驱动时的速度，并且纵轴表示功耗。比较例也被绘出，以示出由本发明实现的功耗降低的效果。在下文中，令Len1表示充当电感器904的线圈的电感，L1表示变压器的一次绕组线圈906的电感，并且Ln2表示变压器的二次线圈线圈907的电感。比较例是包括具有Ln1＝30μH、Ln2＝7.68mH和匝数比16的变压器以及具有Len1＝1μH的线圈的电路，其中Ka＝30。根据本发明的例子是包括具有L1＝6.25μH、L2＝2.5mH和匝数比20的变压器以及具有Len1＝2.08μH的线圈的电路，其中Ka＝3.0。在每一种情况下，电源电压在3.0V至3.5的范围内被调整，使得电路输出大约120Vpp的驱动电压。在比较例中，变压器的绕组线圈具有大的电感，并且因此具有大的电阻器，并且电路效率差。即，匹配没有实现。如果比较例的Ka减小，则电气谐振频率fe变得接近机械谐振频率fm，并且因此过多电压被施加。在变压器的绕组线圈具有大的电阻的情况下，分压比导致施加到振动元件的驱动电压的降低。其结果是，有必要增加电源电压到3.5V，这也导致效率降低。在根据本发明的例子中，通过将Ka设置成最佳值，谐波分量被抑制，并且足够高的驱动电压得以实现，此外，变压器的电感与多个振动元件匹配，并且因此有可能减小线绕电阻并且有可能实现高效率的驱动电路。

(第四实施例)

在第四实施例，作为包括根据上述实施例之一的振动元件驱动电路的装置的例子，描述图像拾取装置。图20(a)是部分透明并示意性示出数码相机400的结构的透视图，其中数码相机400是图像拾取装置的例子。

透镜镜筒410附连到数码相机400的前表面。在透镜镜筒410内部，布置了(未示出的)多个透镜，包括聚焦透镜407和图像稳定化光学系统403。通过接收双轴无芯马达404和405的旋转，图像稳定化光学系统403能够在上/下方向(Y方向)和右/左方向(X方向)上振动。

在数码相机400的主体中，布置总体上控制数码相机400的操作的微型计算机(MPU)409以及图像传感器元件408。图像传感器元件408是光电转换设备，诸如CMOS传感器、CCD传感器等，并且图像传感器元件408将由通过透镜镜筒410的光形成的光学图像转换为模拟电气信号。为此，图像传感器元件408被布置在聚焦透镜407的光轴上。从图像传感器元件408输出的模拟电气信号被未示出的模数转换器转换成数字信号，然后接受由未示出的图像处理电路执行的特定图像处理，并且最终在诸如未示出的半导体存储器等的存储介质中被存储为图像数据(视频数据)。

数码相机400在其主体中包括内部装置，内部装置包括在上/下方向(俯仰)上检测相机抖动(振动)的量的陀螺仪传感器401、和在左/右方向(偏航)上检测相机抖动(振动)的量的陀螺仪传感器402。无芯马达404和405在与由陀螺仪传感器401和402检测到的振动方向相反的方向上被驱动，使得图像稳定化光学系统403的光轴振动。其结果是，由相机抖动引起的光轴振动被抵消，并且因此有可能校正相机抖动并获得具有高图像质量的捕获图像。

振动元件被用作经由未示出的齿轮传动链在光轴方向上驱动布置在透镜镜筒410中的聚焦透镜407的驱动单元300。但是，振动元件的使用不限于上面的例子，而振动元件可被用来驱动任意透镜，诸如变焦透镜(未示出)，或者在图像稳定化处理期间驱动图像传感器元件而不使用无芯马达404和405。

根据上述实施例之一的振动元件驱动电路可应用到工业机器人。

图20(b)是示意性地示出在其中安装振动型驱动装置的机器人100的结构的透视图。在本文中，作为工业用机器人的一种类型的水平多关节型机器人作为例子被示出。振动元件被安装在机器人100的臂关节单元111或手单元112中。臂关节单元111连接两个臂120，使得允许改变两个臂120之间的角度。手单元112包括臂120、附连到臂120的一端的抓握单元121、以及连接臂120和抓握单元121的手关节单元122。振动元件被用在臂关节单元111中，以改变臂120之间的角度，或者用在手关节单元122中，以旋转抓握单元121特定的角度。

根据上述实施例之一的振动元件驱动电路可应用到其它装置，诸如上述图像形成装置或除尘装置。在它被应用到图像形成装置的情况下，它可以被用来例如驱动旋转鼓。在振动元件驱动电路被用在除尘装置中的情况下，振动元件可以被布置在基板上，并且基板可以通过利用驱动电路驱动振动元件而被振动，以便从基板去除灰尘。除尘装置可以被布置在例如图像拾取装置的透镜的光轴上。

通过应用根据上述实施例之一的用于驱动振动元件的驱动装置，有可能实现图像拾取装置、机器人、除尘装置或图像形成装置中功耗的减少。

本发明并不限于上述实施例，而在不背离本发明的精神和范围的情况下，各种变化和修改是可能的。

本申请要求于2013年12月26日提交的日本专利申请No.2013-269678和于2014年12月18日提交的No.2014-256709的权益，这两个申请的整体通过引用被结合于此。

附图标记列表

101 振动元件

102 电感器

103 变压器

104 变压器一次绕组线圈

105 变压器二次绕组线圈

106 具有振动元件的本征电容Cd的电容器

107 具有振动元件的自电感Lm的等效线圈

108 具有振动元件的电容Cm的等效电容器

109 具有振动元件的电阻值Rm的等效电阻器

201 移动元件

205 振动型致动器

Claims (25)

1.一种振动元件驱动电路，包括：

变压器；以及

电感器，

其中，电气-机械能量转换元件连接到变压器的二次线圈，

电感器连接到变压器的一次线圈，

并且其中，当电感器的电感是Le1、

变压器的一次线圈的电感是L1、并且

Ka＝L1/Le1时，

满足以下：

1≤Ka≤10。

2.根据权利要求1所述的振动元件驱动电路，其中，当驱动电路的输入电压为Vin、电压接通时间为Ton、并且最大允许的输入电流为I时，电感器的电感Le1和变压器一次线圈的电感L1的总值满足以下：

<mrow> <mi>L</mi> <mi>e</mi> <mn>1</mn> <mo>+</mo> <mi>L</mi> <mn>1</mn> <mo>&amp;GreaterEqual;</mo> <mfrac> <mrow> <mi>V</mi> <mi>i</mi> <mi>n</mi> <mo>&amp;times;</mo> <mi>T</mi> <mi>o</mi> <mi>n</mi> </mrow> <mi>I</mi> </mfrac> <mo>.</mo> </mrow>

3.根据权利要求1所述的振动元件驱动电路，其中，当由至少包括电感器、变压器和电气-机械能量转换元件的电容的元件引起的电气谐振的峰值频率为fe，并且

包括电气-机械能量转换元件的振动元件的谐振频率是fm时，满足以下：

1.30·fm＜fe＜2.50·fm。

4.根据权利要求1所述的振动元件驱动电路，其中电感器和一次线圈满足以下：

Ka≤5。

5.根据权利要求1所述的振动元件驱动电路，其中电感器和一次线圈满足以下：

1.5≤Ka≤3。

6.根据权利要求1所述的振动元件驱动电路，其中，电感L1和电感Le1的总值被设置为使得，当从所述驱动电路输出的交流电压的频率的一次谐波的电压振幅为V1、并且三次谐波的电压振幅为V3时，

电感器和一次线圈具有使得交流电压的三次谐波的比V3/V1等于或小于0.5的电感值。

7.根据权利要求1所述的振动元件驱动电路，其中

N个电气-机械能量转换元件并联连接到变压器的二次线圈，

并且其中，当变压器的匝数比为R，并且

变压器的二次线圈的电感是Ln2时，

满足以下：

Ln2＝L1·R²/N。

8.一种振动元件驱动电路，包括：

变压器；以及

电感器，电感器连接到变压器的二次侧；

其中，电气-机械能量转换元件连接到变压器的二次线圈，以及

电感器在变压器的二次侧连接到电气-机械能量转换元件，

并且其中，当电感器的电感是Le2、变压器的二次线圈的电感是L2、并且

Kb＝L2/Le2时，

满足以下：

Kb≤10。

9.根据权利要求8所述的振动元件驱动电路，其中电感L2和电感Le2的总值被设置为使得，当从所述驱动电路输出的交流电压的频率的一次谐波的电压振幅为V1、并且三次谐波的电压振幅为V3时，

二次线圈和电感器具有使得交流电压的三次谐波的比V3/V1等于或小于0.5的电感值。

10.根据权利要求8所述的振动元件驱动电路，其中

N个电气-机械能量转换元件连接到所述驱动电路，由此被驱动，以及

变压器的二次线圈的电感减小到L2的1/N。

11.一种振动型致动器，包括：

振动元件，振动元件包括电气-机械能量转换元件；以及

根据权利要求1所述的振动元件驱动电路。

12.一种振动型致动器，包括：

振动元件，振动元件包括电气-机械能量转换元件；以及

根据权利要求8所述的振动元件驱动电路。

13.一种振动型致动器，包括：

振动元件，振动元件包括电气-机械能量转换元件；以及

根据权利要求7所述的振动元件驱动电路。

14.一种图像拾取装置，包括：

透镜；

图像传感器元件，图像传感器元件被布置在透镜的光轴上；以及

根据权利要求1所述的振动元件驱动电路。

15.一种图像拾取装置，包括：

透镜；

图像传感器元件，图像传感器元件被布置在透镜的光轴上；以及

根据权利要求8所述的振动元件驱动电路。

16.一种图像拾取装置，包括：

透镜；

图像传感器元件，图像传感器元件被布置在透镜的光轴上；以及

根据权利要求7所述的振动元件驱动电路。

17.一种图像生成装置，包括：

转印鼓；以及

根据权利要求1所述的振动元件驱动电路，其中振动元件驱动电路用于驱动转印鼓旋转。

18.一种图像生成装置，包括：

转印鼓；以及

根据权利要求8所述的振动元件驱动电路，其中振动元件驱动电路用于驱动转印鼓旋转。

19.一种图像生成装置，包括：

转印鼓；以及

根据权利要求7所述的振动元件驱动电路，其中振动元件驱动电路用于驱动转印鼓旋转。

20.一种除尘装置，包括：

基板；

振动元件，振动元件被布置在基板上；以及

根据权利要求1所述的振动元件驱动电路。

21.一种除尘装置，包括：

基板；

振动元件，振动元件被布置在基板上；以及

根据权利要求8所述的振动元件驱动电路。

22.一种除尘装置，包括：

基板；

振动元件，振动元件被布置在基板上；以及

根据权利要求7所述的振动元件驱动电路。

23.一种电子设备，包括根据权利要求1所述的振动元件驱动电路。

24.一种电子设备，包括根据权利要求8所述的振动元件驱动电路。

25.一种电子设备，包括根据权利要求7所述的振动元件驱动电路。