CN105958849A - 用于驱控Vienna整流器的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于驱控Vienna整流器的优化的方法，具有以下步骤：根据特征矢量在用于Vienna整流器的开关空间矢量图中从多个区块中选出一个区块；按照选出的区块和选出的区块在开关空间矢量图中的位置，以相应于该区块在开关空间矢量图中的位置的偏移角来旋转矢量，其中已旋转的矢量的所产生的角度作为标准化的相位角继续使用并将已旋转的矢量所落入的区块称为第一区块；根据标准化的相位角选出第一区块的上半部或者下半部；根据标准化的相位角的和已旋转的矢量的值，在第一区块中选出区块的三个平面区间中的一个；根据确定的平面区间实现求出总和上等于已旋转的矢量的子矢量；根据求出的子矢量实现求出驱控开关的开关时间。

Description

用于驱控Vienna整流器的方法
技术领域
本发明涉及一种用于驱控所谓的Vienna整流器的方法，Vienna整流器也称为三相-三点式-脉冲整流器。例如在EP 0 660 498 A2中有对Vienna整流器的描述。
背景技术
与常规的、用于整流三相交流电的六脉冲桥电路(B6)不同，Vienna整流器通过在交流电压侧上的基本上更小的谐波分量明显地显出优势。由于近似正弦形的电流曲线，较小的电源滤波器首先在较大的功率中是够用的，并且因此需要用于Vienna整流器的较小的体积。与此相对，设有借助脉宽调制(PWM)驱控Vienna整流器的相对昂贵的电子驱控电路。
为了驱控Vienna整流器或者通常的有源整流器-以下简称为整流器-需要用于驱控功率半导体的脉冲模块。前接的控制装置输出具有角度和幅值的电压矢量。正如在空间矢量调制中那样地定义区段，在该区段中电压矢量能够运动。在相应的区段的拐角处的开关状态是已知的，但是对于电压矢量而言现在也必须还要确定开关时间。此外，对于当前的电压矢量还必须确定对应的子矢量，因为相对于二点式逆变器中的空间矢量调制而言总共不仅有6个而是有24个区段。
发明内容
本发明的目的在于提出一种用于驱控Vienna整流器的特别高效的可行性，也即一种特别高效的控制程序段。力争达到的效率在此涉及：该方法的以软件、固件或者软件和固件方式的实施是尽量节省资源的，并且在每个节拍周期中产生在固定的时间段中连续运行的方法的相对小的执行时长。
这借助用于驱控Vienna整流器的方法来实现。为此，在用于驱控包括三个可控的开关、特别是以功率半导体形式的可控的开关的Vienna整流器的方法中提出以下步骤：根据以下偶尔也称为矢量的特征矢量、例如由用于驱控Vienna整流器的调节装置输出的电压矢量，在用于Vienna整流器的开关空间矢量图中从多个区块、在此为六个区块中选出一个区块。按照选出的区块和其在开关空间矢量图中的位置，以相应于该区块在开关空间矢量图中的位置的偏移角来旋转矢量。已旋转的矢量的产生的角度作为标准化的相位角进一步使用并且将已旋转的矢量所落入的区块为了区分而称为第一区块。在另外的方法步骤中，根据标准化的相位角选出第一区块的上半部或者下半部。在进一步另外的方法步骤中，根据标准化的相位角的和已旋转的矢量的值，在第一区块中选出区块的三个平面区间中的一个。在进一步另外的方法步骤中，根据确定的平面区间实现对在总和上相应于已旋转的矢量的子矢量k0，k1，k2的确定。最后在进一步另外的方法步骤中，根据确定的子矢量k0，k1，k2实现对用于驱控Vienna整流器的可控的开关的开关时间t0，t1，t2的确定。
在此和接下来描述的方法形成了用于对Vienna整流器进行驱控、即对其中所包括的三个可控的开关进行驱控的算法的基础。根据通常的专业技术术语，这样的算法或者该算法的以软件或者固件或者软件和固件方式的实施也称为控制程序段。在实施该方法时，尤其取决于快的执行时间。因此本发明的优点首先在于以这样快速的执行时间实现的简化，尤其是对驱控Vienna整流器所必要的计算的简化。
通过使用标准化的相位角Θ和已旋转的矢量，代替例如是由调节装置输出的电压矢量的特征矢量可能落入的例如六个区块中的一个区块，产生一个为了区分而称为第一区块的区块，另外的计算可能涉及该区块。这已经是第一重要的简化。
通过根据标准化的相位角Θ选出第一区块(B1)的上半部或者下半部的方式产生进一步的简化，因为然后能够另外相应地输出标准化的相位角Θ，而不需要区别取决于标准化的相位角Θ的符号。
通过根据标准化的相位角Θ的和已旋转的矢量的值在第一区块中选出该第一区块的三个平面区间中的一个，对于三个平面区间中的每一个而言，能够实现关于尽量简单的、也就是少的计算时间成本地确定在总和上相应于已旋转的矢量的子矢量k0，k1，k2的情况区分。
最后，根据确定的子矢量k0，k1，k2实现对用于驱控可控的开关的开关时间t0，t1，t3的确定。
在该方法的一个实施方案中，为开关空间矢量图的每个区段定义一个旋转方向。为了选出用于驱控在特征矢量所落入的区块中的开关的旋转方向，相应于在第一区块中所选出的上半部或下半部地选出区块的上半部或下半部，并且相应于在第一区块中所选出的平面区间地选出相应于作为基础的开关空间矢量图的三个区段中的一个。这样定义的、预设的旋转方向的应用确保了每个开关活动相应地仅仅刚好改变三个可控的开关中的一个的状态。以这种方式实现了开关损失的最小化。
在该方法的另外的实施方案中，将零矢量k0的开关时间t0平分，并且在每个节拍周期T的一方面开始时和另一方面结束时相应于所平分的开关时间t0地实现对可控的开关中的一个的驱控，从而以有利的方式和方法产生如下的情况，即每个节拍周期T刚好以节拍周期开始所使用的开关状态结束。
在该方法的另外的实施方案中，将确定的开关时间t0，t1，t2平分并且将所平分的开关时间t0，t1，t2以第一顺序中分配到每个节拍周期T的第一半部上并且以相对于第一顺序相反的第二顺序分配到相应的节拍周期T的第二半部上，从而以有利的方式和方法减小在两个共同形成中间电路的中间电路电容器之间的电压差别。
在该方法的一个特定的实施方案中，该实施方案在用于执行该方法的修改的算法中产生，不是由调节装置输出的电压矢量而是根据馈电给Vienna整流器的网络的电流矢量作为特征矢量使用。在使用由调节装置输出的电压矢量作为特征矢量使用时可以得出，即所输出的电压矢量将导致一个开关状态，该开关状态不能利用具有Vienna整流器的仅仅三个可控的开关的Vienna整流器实现。电流矢量的使用具有排出这种不允许的开关状态的优点。
在将电流矢量作为特征矢量使用的该方法的设计方案中，以取决于已旋转的矢量所落入的外部的、中间的或者内部的区块段地将确定的子矢量k0，k1，k2限定到相应的区块段的平面上的方式，得出用于确定子矢量k0，k1，k2的特别简单的可行性。区块段是等边三角形的情况对子矢量k0，k1，k2的简单的确定有利。
在将电流矢量作为特征矢量使用的该方法的变体方案的实施方案中，以为开关空间矢量图的每个区段定义一个旋转方向并且相应于预设的编号顺序(双螺旋的编号顺序)地给开关空间矢量图的区段进行编号的方式，得出对基于驱控开关的旋转方向的特别简单的确定。区段中的一个和在该区段处定义的旋转方向在此以如下的模式选出：首先确定为特征化矢量所落入的区块预设的数值。给所预设的数值取决于标准化的相位角Θ的符号地加上预设的第一或者第二加数。给这个和取决于相应的区块段地加上预设的第三、第四或者第五加数。确定相应旋转方向的区段的选出由此简化为简单的加法，此外为正整数的加法。
在具体的方法的特定的实施方案中，为了对在输出侧能在两个串联的中间电路电容器上量取的Vienna整流器的中间电路电压进行平衡而有利地提出，确定在每个中间电路电容器上的电压，将确定的电压值输送给调节器，并且调节器为了平衡中间电路电压而影响开关时间t0，t1，t2，尤其是零矢量的开关时间t0。此外，用于平衡中间电压的该可行性有利地与将由调节装置输出的电压矢量或者电流矢量作为特征矢量的使用无关。
上述的目的也利用调节装置、微控制或者类似物来实现，该调节装置、微控制或者类似物根据该方法如在此和接下来描述那样地工作并且为此包括用于执行该方法的部件。本发明在此优选地以软件实施。本发明因此一方面是具有能通过计算机可执行的程序代码指令的计算机程序，并且另一方面也是具有这种计算机程序的存储介质、也就是具有程序代码组件的计算机程序产品，以及最后还是一种控制装置或者驱动系统，在该控制装置或者驱动系统的作为部件的存储器中为了执行该方法和该方法的实施方案而加载有或者能加载这样的计算机程序。
这样的计算机程序是用于驱控Vienna整流器的具体方法的以软件方式的实施。替代这样的具有各个程序代码指令的计算程序，在此和接下来描述的方法的实施也能够以固件的方式实现。对于本领域技术人员而言清楚的是，替代以软件的方式实施该方法，也能够总是以固件或者以固件和软件或者以固件和硬件的方式实施。因此应该适用于在此提出的描述的是，软件概念或者计算机程序和算法概念也包括另外的实施例可行性，即尤其是以固件或者以固件和软件或者以固件和硬件的方式。
附图说明
接下来根据附图对本发明的实施例进行详细说明。彼此对应的主题或者元件在所有的附图中都设有相同的参考标号。
实施例并不理解为对本发明的限制。在当前的公开的范畴中更多地可以由此对进行补充和修改，尤其是这些例如通过各个联系到通常的或者特定的描述部分所描述的以及在附图中所包含的特征或者方法步骤的组合或者变形都可以为本领域技术人员获知关于该目的的解决方案，并且通过组合的特征导致新的主题或者新的方法步骤或者方法步骤序列。
图中示出：
图1示出作为设有驱控逆变器的调节装置的三点式逆变器的具体实施例的Vienna整流器，
图2示出二点式逆变器的所谓的开关空间矢量图，
图3示出三点式逆变器的开关空间矢量图，
图4示出二点式逆变器的开关状态，
图5示出三点式逆变器的开关状态，
图6示出三点式逆变器的开关空间矢量图在对称的区块中的分布，
图7示出根据图6的区块在正半部和负半部中的分布，
图8示出根据图6的区块在两倍的三个彼此相应地轴对称地相对置的平面区间中的分布，
图9示出在根据图8的各个平面区间中的所谓的子矢量，
图10和图11示出用于说明确定根据图8的、由调节装置输出的电压矢量所落入的平面区间的示意图，
图12和图13示出用于说明确定根据图9的、用于形成由调节装置输出的电压矢量的子矢量的相应的长度的示意图，
图14示出用于驱控Vienna整流器的在此提出的方法的基本原理的流程图-示意图，
图15示出在应用具体的方法时得出的在两个节拍周期上的各个开关状态的示意图，
图16示出具有为每个区段预设的旋转方向的根据图3、图5的Vienna整流器的开关空间矢量图，
图17示出如图6中基于相电流的根据具体的方法的实施例的对区块的选择，
图18示出根据图17的区块在各个区块段中的分布，
图19示出用于说明在该处适用的比例的所谓的60度三角形(等边三角形)，
图20至图22示出根据具体方法的实施方案的对子矢量在根据图18的相应的一个区块段上的限制，
图23示出为具体方法的实施方式预设的用于确定旋转方向的对开关空间矢量图的区段的编号。
具体实施方式
在图1中示出了Vienna整流器10。Vienna整流器的馈电由在该处具有三个相L1，L2，L3和所属的相电流IL1，IL2，IL3以及相应的例如50Hz的电网频率f的三相交流电网实现。相应的三个二极管D1，D2，D3；D4，D5，D6位于在上面的和下面的桥支路中。三个可控的开关S1，S2，S3-通常是功率半导体形式的电子开关S1-S3-将相L1，L2，L3可接通地与星形接点S连接，并且相应地有时也称为星形接点开关S1-S3。接下来简称为整流器10的Vienna整流器10在输出侧在中间电路中具有两个串联连接的中间电路电容器C1，C2，其中在两个中间电路电容器C1，C2之间的中间抽头与星形接点S连接。在中间电路上(在中间电路电容器C1，C2上)可以截取(abgreifen)用于相应连接的负载R的供电的电压U。
为了获得相应期望的输出电压U，能够仅仅影响星形接点开关S1-S3的开关位置。为了驱控星形接点开关S1-S3，调节装置12配备有在该处的或者不取决于调节装置12的以软件、固件或者软件和固件实施的控制程序段算法(Steuersatzalgorithmus)14。具有控制程序段算法14的调节装置12或者调节装置12和控制程序段算法14例如以一个微控制器或者各一个微控制器的形式实施。
对于相应期望的输出电压U而言，调节装置12输出具有值Z和相位角的电压矢量(电压向量)z(参见例如图3)。基于电压矢量z，控制程序段算法14确定为了驱控星形接点开关S1-S3而特定的开关时间t0，t1，t2。调节装置12根据该开关时间t0，t1，t2驱控星形接点开关S1-S3。
在图2、图3、图4和图5的示意图中示出用于比较的两点式逆变器(图2，图4)的和三点式逆变器(图3，图5)的所谓的开关空间矢量图(Schaltrose)。Vienna整流器10是具有有限数量的可控开关的、也就是星形接点开关S1-S3的三点式逆变器。两点式逆变器的开关空间矢量图可识别地包括六个区段。Vienna整流器10的开关空间矢量图包括三点式逆变器的26个区段。两点式逆变器仅仅具有一个带有两个零矢量(“000”，“111”)的零点(在开关空间矢量图的中央)和总共八个状态(图4)。三点式逆变器具有带有相应两个零矢量的六个零点并且可以使用总共48个状态(图5)。因为仅仅有三个可控的开关S1-S3，在Vienna整流器10中实际能调节的状态的数量比较少。能够刚好调节八个状态。在图5中的示意图中的Vienna整流器10的开关状态的说明以通用标记涉及三个相L1，L2，L3，从而“000”例如表示所有的星形接点开关S1-S3是闭合的，而“1”在开关状态中表示在上部的桥支路中的接通的二极管D1-D3并且“-1”表示在下部的桥支路中的接通的二极管D4-D6。
在图6的示意图中示出三点式逆变器的开关空间矢量图能够划分成彼此分别部分重叠的区块B1-B6，也就是第一区块B1、第二区块B2等等。各一个零点/零矢量形成区块B1-B6的中心点。所有的区块B1-B6基本上是相同的，并且通过以相应角度的旋转，每个区块B1-B6都可以旋转到另外的区块B1-B6上。由此，每个由调节装置12输出的电压矢量z都能够以相同的公式计算。
接下来，示出了根据第一区块B1的借助控制程序段算法14连续和自动实施的计算。当由调节装置12输出的电压矢量(向量)z落入到另外的区块B2-B6中的一个时，实现了矢量z以相应的例如-60°、-120°等角度的旋转，从而该矢量最后落入到该第一区块B1中。
为此，从电压矢量z的由控制装置12分别预设的相位角(参见例如图3)导出对于相应的旋转所必要的角度(偏移角)：
1.区块在时，否则
2.区块
3.区块
4.区块
5.区块
6.区块
因为每个区块B1-B6都与其相应相邻的区块B1-B6相交，例如第一区块B1与下一个第二区块B2和前一个第六区块B6相交，因此相交的中心设为界限。因此，在接下来也称为标准化的相位角的角度Θ总是在-30°<Θ<30°的范围中运动。
在图7的示意图中示出了第一区块B1的一个实例，即每个区块B1-B6都包括负半部“1”和正半部“0”。在图8的示意图中示出了第一区块B1的又一个实例，即每个区块B1-B6包括六个平面区间，其形式为两倍的三个彼此相应成对的并且轴线对称地彼此对置的平面区间F1，F2，F3。在图9的示意图中示出了用于区块B1-B6的各个区段的所谓的子矢量k1，k2的标记，在此是第一区块B1的实例。在区块B1的内部以粗线描绘的边界线与通过边界线描绘的子矢量k1，k2一起表示区块B1/区段的如下的区域，该区域能够通过子矢量k1，k2的变化实现。
基于轴线对称(图7)，区块B1-B6或者在以偏移角旋转之后的例如所观察的第一区块B1划分成两个对称的半部，即30°>Θ>0°的第一半部中和-30°<Θ<0°的第二半部中。彼此轴线对称地对置的平面区间F1，F2，F3(图8)相应地或者属于区块B1的第一半部或者第二半部。由此，为了实施控制程序段算法14，涉及区块B1的半部的三个平面区间F1，F2，F3的公式是足够的，该半部例如是30°>Θ>0°的第一半部。对于第二半部而言，使用角度的绝对值|Θ|替代角度Θ。
接下来借助控制程序段算法14所实施的方法步骤是对相应的平面区间F1，F2，F3的确定，由调节装置12分别输出的电压矢量z所落入相应的平面区间中。
图10中的示意图示出了落入到第一平面区间F1(参考图8)中的电压矢量z。图11中的示意图示出了落入到第三平面区间F3中的电压矢量z。既不落入第一平面区间F1也不落入第三平面区间F3中的电压矢量z必须强制性地落入到剩余的第二平面区间F2中。
如在图10和11的示意图中所示出的那样，根据在直角三角形中适用的关系式可以由电压矢量z和标准化的相位角Θ测定电压矢量z是否落入到第一或者第三平面区间F1，F3中。
在处于第一平面区间F1中的电压矢量z中适用
|z|≥x·cos(30°)/sin(60°-|Θ|)，
其中，|z|表示矢量的值，也就是矢量的长度。
在处于第三平面区间F3中的电压矢量z中适用
|z|≤x·cos(30°)/sin(60°+|Θ|)。
当不满足这两个不等式时，电压矢量z位于第二平面区间F2中。
根据由调节装置12输出的电压矢量z位于的相应的平面区间F1，F2，F3，能够求出子矢量k1，k2(图9)。为此，同样-如在求出相应的平面区间F1，F2，F3(图10，图11)那样-再次使用在直角三角形中的比例关系，如在图12和图13的示意图中为第一和第三平面区间F1，F3所示出的那样。
因此，在由调节装置12输出的并且位于第一平面区间F1中的电压矢量z中得到子矢量k1，k2，以便获得具有以下长度的该电压矢量z：
|k1|＝(z/cos(30°)·sin(60°-|Θ|)-1
|k2|＝z·sin(|Θ|)/cos(30°)
并且在由调节装置12输出的并且位于第三平面区间F3中的电压矢量z中
|k1|＝z sin(|Θ|)/cos(30°)
|k2|＝1-z·sin(60°+|Θ|)/cos(30°)
在此也以k0标记的零矢量的长度分别计算为k0＝1–k1–k2。
适用于未示出的第二平面区间F2的是
k1＝1–z·sin(60°-|Θ|)/cos(30°)
k2＝z·sin(60°+|Θ|)/cos(30°)
以及同样
k0＝1–k1–k2
到目前为止所阐述的计算可以在示意性地简化地在图14示出的控制程序段算法14-接下来有时也简称为算法14或者控制程序段-中总结地并且以软件、固件或者软件和固件的形式在调节装置12中实施。
算法14从左向右包括如下功能：首先求出电压矢量z所落入的区块B1-B6和角度Θ(见图6和附属的描述)。角度Θ-相应于上面的描述-仅仅涉及第一区块B1。分别求出的区块B1-B6带入变量a中。此外，两个属于分别求出的区块B1-B6的零矢量带入以S0_1和S0_2标记的变量中。
然后，根据角度Θ的得出的值求出，由调节装置12输出的并且转入到第一区块B1中的电压矢量z是否落入到负的或者正的半部中(见图7和附属的描述)。分别求出的半部带入变量b中。
进一步求出(在算法14的示意图中的右侧上方)，由调节装置12输出的且已旋转的电压矢量z落入到第一区块B1的哪些平面区间F1，F2，F3中。按照对根据图10和图11中的示意图说明的不等式的评估，得出在算法14内部的不同的分支，其中，适用于相应的平面区间F1，F2，F3的并且根据图12和图13中的示意图所阐述的等式用于确定星形接点开关S1，S2，S3的开关时间t1，t2。分别求出的平面区间F1，F2，F3以变量c的形式带入。开关时间t0与相应的平面区间F1，F2，F3无关地由另外的开关时间t1，t2得出。
为了控制开关S1-S3，将开关时间t0划分到零矢量(参见以上：“三点式逆变器具有带有各两个零矢量的六个零点”)的两个开关状态上：t01，t02。为了减小在两个中间电路电容器C1，C2之间的电压差别，开关时间t01，t02，t1，t2被平分并且在节拍周期T内轴线对称地镜像输出，如在图15中的示例性示出的那样。
在此描述的实施方案中，借助根据所谓的升降计数原理工作的PWM级实现对开关S1-S3的驱控。这形成例如还包括算法14的调节装置12的输出。在以单独的微控制器或者类似物的形式实施的算法14中，PWM级连接在微控制器和开关S1-S3之间，例如通过PWM级作为微控制器的输出起作用的方式。
在图15的示意图中在下部区域中示出了三个相L1，L2，L3和基于开关时间t0，t1，t2产生的开关状态。在上部区域中以对称的三角的形式示出了升降计数原理。所基于的计数器在每个节拍周期T中以值“0”开始，在节拍周期T的第一个半部中增加，在节拍周期T的中间达到其最大值，并且在节拍周期T的第二半部中减少，从而使得计数器在节拍周期T结束时再次达到值“0”。相应的计数器状态与求出的开关时间t0，t1，t2比较，从而能够根据比较的结果来实现各个开关S1-S3的激活或者去激活。简而言之，即用于驱控开关S1-S3的子矢量k0，k1，k2被平分并且镜像地输出：
k01/2->k1/2->k2/2->k02/2->k02/2->k2/2->k1/2->k01/2
在到目前为止所描述的两个示出的节拍周期T的第一节拍周期之下示出了彼此跟随的开关状态。开关循环以开关状态“100”开始并且以该开关状态结束。通常，每个开关循环都刚好以该开关循环开始时所使用的零矢量/开关状态结束。为了使每个开关动作仅仅改变一个开关状态，也就是分别刚好接通三个星形接点开关S1-S3中的一个，根据开关空间矢量图的由调节装置12输出的电压矢量z所落入的相应的区段，以对于算法14分别预设的顺序输出子矢量k0，k1，k2。相应的顺序(旋转方向)在图16的示意图中阐明，并且根据算法14的变量a，b，c实现区段的选出和因此实现相应的旋转方向的选出，这些变量分别详细规定原始的区块B1-B6、区块的正半部或者负半部和相应的三个平面部分F1-F3中的一个。
为此，在图16中出于利用两个电压矢量z说明的目的选出具有不同的开关顺序的开关空间矢量图的两个区段A，B。在图15的左侧部分中的示意图(第一节拍周期T)对应于在第一区段A中的开关顺序。在图15的右侧部分中的示意图(第二节拍周期T)对应于在第二区段B中的开关顺序。得出的开关状态在图15的示意图中分别再次在下部区域中示出。相应于区段A，B变化的开关顺序也在该示意图中说明。在开关时间t0，t1，t2方面，适用第一示出的节拍周期[0..T]的说明也相应地适用于第二节拍周期[T..2T]。
总体上，在此提出的方法的特征在于，通过算法14借助于尽量简单的计算实现开关时间t0，t1，t2的计算。这首先基于“旋转”形式的相位角到第一区块B1中的标准化，从而能够不取决于电压矢量z的实际相位而始终以在第一区块B1中的几何比例为基础。然后该第一区块B1平分成对称的半部，其中标准化的相位角Θ能够用于正半部并且相位角的值|Θ|能够用于负半部。对于负或者正的标准化的相位角Θ而言也可以用如下的方式和方法求出，旋转的电压矢量z落入到了三个平面区间F1，F2，F3中的哪一个中。根据相应的平面区间F1，F2，F3，最后求出开关时间t0，t1，t2，其中根据上面联系到在图12和图13中的说明引入的关系式示出类似的或者重复出现的三角函数项，例如cos(30°)，从而计算回归到相对简单的正弦和余弦函数，并且各个项的结果仅需计算一次，但是可以多次使用。由此循环地以确定的、例如4kHz的节拍时间实施的算法14的实施时长变短，从而实现更高的节拍时间。
到目前为止，由以下出发，即根据由调节装置12分别输出的电压矢量z实现开关空间矢量图的六个区块B1-B6(图6)中的一个的选出。在该方法的特殊的实施方式中，六个区块B1-B6中的一个的选出并不基于电压矢量z实现，而是基于馈电的电流实现，如其在图17的示意图中所示。在此，考虑各个相电流IL1，IL2，IL3并且在例如IL1>0，IL2<0和IL3<0时借助就此修改的算法14实现对第一区块B1的选出。按照根据相电流IL1，IL2，IL3分别选出的区块B1-B6得出上述的偏移角和标准化的相位角Θ。
由此考虑到该问题，即Vienna整流器10并不在每个路径中都具有能影响的开关，而时在上面的或者下面的桥中仅仅具有二极管D1-D3；D4-D6，从而不是所有的电压矢量z都能够主动地施加。调节装置12能够预设电压矢量z，该电压矢量并不能主动地施加，从而真正地施加另外的矢量。这可以导致输出电压U的调节变得不稳。
通过使得相应的当前电流矢量进入到六个区块B1-B6中的一个的选则中，必须执行另外的措施，该措施强迫由调节装置12输出的电压矢量z-对应于相应预期的电压矢量z的调节-进入到相应选出的区块B1-B6中。此外，也必须选出“正确的”开关状态，因为开关状态不能在区块段Ba，Bb，Bc(图18)之外并且同样每个开关状态可以在区块段Ba，Bb，Bc的内部。
在图18的示意图中示出，为此第一区块B1两次地分成三个区块段Ba，Bb，Bc，通过如上所述的旋转每个根据电流矢量选出的区块B1-B6旋转到该第一区块上，其中由于区块B1的轴线对称对例如三个“上面的”区块段Ba，Bb，Bc的观察是足够的。
相应的区块段Ba，Bb，Bc的选出例如如进一步在上面根据在图8中示出的三个平面区间F1，F2，F3中的一个的选出所描述的那样实现。但是测试(Abfrage)如此地设计，即在三个区块段Ba，Bb，Bc中的一个之外的电压矢量z根据相应的电流矢量也刚好分配给区块段Ba，Bb，Bc中的一个。在电压矢量z处于三个区块段Ba，Bb，Bc中的一个之外的情况，需要对调制度(Aussteuergrad)进行限制，从而能够得到有意义的脉冲模型。
对此也许首先要先说明，即三个区块段Ba，Bb，Bc是等边三角形，也就是所谓的60°三角形。如在图19中所示出的那样，在60°三角形中适用于每个沿着边延伸的第一矢量v1和附属的矢量v2的是，这两个矢量的长度之和等于三角形的边长|v|：|v1|+|v2|＝|v|。这充分地用于计算上特别简单地并且因此高效地在相应修改的算法14中实施的、对由调节装置12输出的电压矢量z的缩短。结果由此得出首先在三个区块段Ba，Bb，Bc中的一个之外存在的电压矢量缩短到相应的区块段Ba，Bb，Bc的边界线上。
在图20中为处于外部的区块段Ba之外的电压矢量z示出了电压矢量到外部的区块段Ba上的界限。这在缩短两个子矢量k1，k2中的一个的框架中实现并且如下地实现，即调制度的和等于值“1”。相应于根据图19中的示意图阐述的在60°三角形中的比例，在k1>k2时，子矢量k1能够利用较大的调制度缩短到k1＝1–k2或者子矢量k2能够利用较小的调制度缩短到k2＝1–k1。相比于这两个子矢量k1，k2的原则上同样可行的按比例的缩短，相应的子矢量k1，k2的这种缩短在实施相应修改的算法14时具有明显减小计算量的优点。
为了优化地选出或者利用较大的调制度的子矢量或者利用较小的调制度的子矢量的缩短，在该方法的一个特别的实施方案中考虑以相应的区块段Ba，Bb，Bc为基础的情况区别。因为对Vienna整流器10的调节重点在外部的区块段Ba和中间的区块段Bb中进行，因此在该区域中误差应该是最小的。对外部的区块段Ba而言相应地优选实现较长的子矢量的缩短。在中间的区块段Bb中实现较短的子矢量的进一步缩短。
在缩短子矢量时，应该给调节装置12一个通知，从而能够限制调节器的积分部分。这避免了区段变化之后的过调。
对于在修改的算法14内部的用于选出旋转方向(参见图16)的特别简单的可行性而言，提出对开关空间矢量图的区段进行编号，如其在图23的示意图中所示出的那样。为了说明而示出的区段的按照预设编号的连接可以识别出两个螺旋。在图23中示出的预设编号顺序相应地也称为双螺旋编号顺序。
旋转方向的求出根据电流矢量通过选出按照1至36的双螺旋编号顺序进行编号的区段的一个来实现，其中区段(与根据图3和图5中开关空间矢量图的24个区段相比是36个区段)基于区段在30°，90°，150°，210°等等的对称分布得出。
首先，根据电流矢量和相电流IL1，IL2，IL3确定作为输出点的起始数值s：
IL1≥0＝>IL2≥0＝>s＝1(区段2)
IL2<0＝>IL3≥0＝>s＝5(区段6)
IL3<0＝>s＝0(区段1)
IL1<0＝>IL2≥0＝>IL3≥0 s＝3(区段4)
IL3<0＝>s＝2(区段3)
IL2<0＝>s＝4(区段5)
利用如此求出的值s实现了情况区分，即在旋转之后标准化的相位角Θ是否大于或者小于0°。对于Θ<0°的情况，对此首先给求出的值s加上值“18”(s＝s+18)。对于Θ≥0°的情况，求出的值保持在值s。根据由调节装置12输出的电压矢量z所落入的区块段Ba，Bb，Bc，目前为止所得到的数值s加上取决于相应的区块段Ba，Bb，Bc的常数。在此，在电压矢量z落入到外部的区块段Ba中时值加上“1”(s＝s+1)，在电压矢量z落入到中间的区块段Bb中时值加上“7”(s＝s+7)，并且在电压矢量z落入到内部的区块段Bc中时值加上“13”(s＝s+13)。基于得出的数值s，按照对开关空间矢量图中的区段的编号刚好获得一个区段，并且对于开关顺序而言使用为该区段定义的旋转方向(见图16)。数值s的所述求出是修改的算法14的一部分。为各个区段定义的开关顺序同样是修改的算法14的一部分，并且一个可行的实施在于，利用求出的数值s触发了到修改的算法14内部的一个位置的跳跃并且在该处具体地规定开关时间t0，t1，t2和待激活的或者待去激活的开关S1-S3，如其接下来在伪码中所说明的那样：
CASE s OF
1:(*用于区段1的开关状态*)
…
(*用于区段1的开关状态*)
…
…
13:(*用于区段13的开关状态*)
…
(*用于区段13的开关状态*)
…
…
36:(*用于区段36的开关状态*)
…
(*用于区段36的开关状态*)
…
…
结束
该方法的另外的特别的和基本上可选的实施方案提出中间电路电压的补充的对称性。为此检测在两个中间电路电容器C1，C2上的各个电压并且输送给调节器，尤其是PI调节器，例如由调节装置12所包括的调节器。该调节器利用其输出在分别求出的开关时间t0，t1，t2上执行并且改变基于两个零矢量k01，k02所得出的开关时间t01，t02的比例。这基于，在Vienna整流器10在较长的时间段上的运行中，也就是至少超过多个节拍周期T，如上所述的平分的零矢量k01，k02适用，在k02>k01时在第一中间电路电容器C1上的电压上升并且相应地在第二中间电路电容器C2上的电压下降，而在k02<k01时，在第一中间电路电容器C1上的电压下降并且相应地在第二中间电路电容器C2上的电压上升。借助调节器(对称调节器)如下地改变两个零矢量k01，k02的比例，即在两个中间电路电容器C1，C2上的各个电压彼此相同或者至少基本上相同。那么在每个节拍周期T内，星形接点S在中间可能是无电流的。
尽管本发明在细节上通过实施例详细地描述和说明，但是本发明并不受这个或者这些公开的实例的限制并且本领域技术人员能够由此推导出另外的变体方案，而不脱离本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种用于驱控包括三个能控制的开关(S1-S3)的Vienna整流器(10)的方法，具有以下步骤：
根据特征矢量，在用于所述Vienna整流器(10)的开关空间矢量图中从多个区块(B1-B6)中选出一个区块(B1-B6)，
按照选出的区块和所述选出的区块在所述开关空间矢量图中的位置，以相应于该区块在所述开关空间矢量图中的所述位置的偏移角来旋转所述矢量，其中已旋转的矢量的所产生的角度作为标准化的相位角(Θ)继续使用，并且所述已旋转的矢量所落入的所述区块(B1)称为第一区块(B1)，
根据所述标准化的相位角(Θ)选出所述第一区块(B1)的上半部或者下半部，
根据所述标准化的相位角(Θ)的和所述已旋转的矢量的值，在所述第一区块(B1)中选出所述第一区块(B1)的三个平面区间(F1-F3)中的一个平面区间，
根据求出的所述平面区间(F1-F3)实现求出总和上等于所述已旋转的矢量的子矢量(k0，k1，k2)，
根据求出的所述子矢量(k0，k1，k2)实现求出用于驱控所述开关(S1-S3)的开关时间(t0，t1，t2)。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，为所述开关空间矢量图的每个区段定义一个旋转方向，并且为了选出用于驱控在所述特征矢量所落入的区块(B1-B6)中的所述开关(S1-S3)的旋转方向，按照在所述第一区块(B1)中所选出的所述上半部或所述下半部，选出所述区块的上半部或下半部，并且按照在所述第一区块(B1)中所选出的平面区间(F1-F3)选出相应于所基于的开关空间矢量图的三个区段中的一个区段。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，将零矢量(k0)的开关时间(t0)平分，并且在每个节拍周期(T)开始和结束时按照所平分的该开关时间(t0)实现对所述开关(S1-S3)中的一个开关的驱控。
4.根据权利要求1，2或3所述的方法，其中，将求出的所述开关时间(t0，t1，t2)平分，并且将所平分的所述开关时间(t0，t1，t2)以第一顺序分配到每个节拍周期(T)的第一半部上并且以相对于所述第一顺序反向的第二顺序分配到相应的所述节拍周期(T)的第二半部上。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其中，将由调节装置(12)输出的电压矢量(z)作为所述特征矢量使用。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其中，将根据为所述Vienna整流器馈电的网络的电流矢量作为所述特征矢量使用。
7.根据权利要求6所述的方法，其中，根据所述已旋转的矢量所落入的外部的、中间的或者内部的区块段(Ba，Bb，Bc)，将求出的所述子矢量(k0，k1，k2)限定到相应的所述区块段(Ba，Bb，Bc)的平面上。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，为所述开关空间矢量图的每个区段定义一个旋转方向，其中为了选出用于驱控所述开关(S1-S3)的旋转方向，按照预设的编号顺序给所述开关空间矢量图的所述区段进行编号，并且其中，根据为所述特征矢量所落入的所述区块(B1-B6)预设的数值来选出所述区段中的一个区段并选出在所选出的区段处定义的旋转方向，所述预设的数值根据所述标准化的相位角(Θ)的符号加上预设的第一或者第二加数并且根据相应的所述区块段(Ba，Bb，Bc)加上预设的第三、第四或者第五加数。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的方法，其中，为了平衡所述Vienna整流器(10)的输出侧的、能在两个串联的中间电路电容器(C1，C2)上截取的中间电路电压，求出在每个所述中间电路电容器(C1，C2)上的电压，其中将求出的电压值输送给调节器，并且其中，所述调节器为了平衡所述中间电路电压而影响所述开关时间(t0，t1，t2)。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述调节器为了平衡所述中间电路电压而影响零矢量的开关时间(t0)。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109936298A (zh) * 2017-12-15 2019-06-25 日立江森自控空调有限公司 整流电路和电源装置

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2975843B1 (fr) * 2011-05-23 2013-05-17 Renault Sa Procede de commande des interrupteurs d'un redresseur de courant connecte a un chargeur embarque.
CN108604868B (zh) * 2016-02-06 2021-11-26 陈威伦 一种单级三相电源转换装置及输电装置
FR3064127B1 (fr) * 2017-03-15 2021-04-30 Renault Sas Procede de commande d'un chargeur de batterie d'accumulateurs electriques.
FR3082678B1 (fr) * 2018-06-15 2020-05-22 Renault S.A.S Procede de commande d'un redresseur de vienne.
DE102020116889A1 (de) 2020-06-26 2021-12-30 ACD Antriebstechnik GmbH Dreiphasen Boost-Converter mit PFC
LU501001B1 (de) 2021-12-13 2023-06-13 ACD Antriebstechnik GmbH Verfahren zum Bereitstellen von sinusförmigen Phasenströmen mit Ansteuerung und Ladung
CN117439429B (zh) * 2023-12-21 2024-04-12 广东省洛仑兹技术股份有限公司 软开关维也纳整流电路的控制方法及存储介质

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0660498A2 (de) * 1993-12-23 1995-06-28 IXYS Semiconductor GmbH Vorrichtung und Verfahren zur Umformung von Drehstrom in Gleichstrom
US20080259663A1 (en) * 2007-04-23 2008-10-23 Perkinson Joseph C Methods and apparatus for three-phase rectifier with lower voltage switches
US20090040800A1 (en) * 2007-08-10 2009-02-12 Maximiliano Sonnaillon Three phase rectifier and rectification method
EP2131480A2 (en) * 2008-06-03 2009-12-09 Hamilton Sundstrand Corporation Midpoint current and voltage regulation of a multi-level converter
CN102097959A (zh) * 2010-12-28 2011-06-15 易事特电力系统技术有限公司 三相三电平vienna型整流器的空间矢量脉宽调制方法
US20120140537A1 (en) * 2010-12-06 2012-06-07 Hamilton Sundstrand Corporation Active rectification control
US20120257427A1 (en) * 2011-04-05 2012-10-11 Hamilton Sundstrand Corporation Active rectification output capacitors balancing algorithm
CN103187887A (zh) * 2011-12-31 2013-07-03 伊顿公司 用于三相三线Vienna 整流器的控制器

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
BR9907351A (pt) * 1999-12-22 2001-08-07 Ericsson Telecomunicacoees S A Método e circuito de controle para retificador do tipo elevador trifásico de três nìveis
DE10135337A1 (de) 2001-07-19 2003-02-06 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zum Stillsetzen eines Antriebs mit einem matrixumrichter bei Netzausfall
DE10135286B4 (de) 2001-07-19 2006-04-27 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zur Überbrückung von kurzzeitigen Netzausfällen bei einem Matrixumrichter
DE10146527A1 (de) 2001-09-21 2003-04-24 Siemens Ag Umrichter mit einem netz- und lastseitigen selbstgeführten Pulsstromrichter
DE10206395A1 (de) 2002-02-15 2003-09-04 Siemens Ag Reduzierung von Störströmen in einem Verbund synchronisierter, drehzahlveränderbarer elektrischer Antriebe
DE102004018578B4 (de) 2004-04-16 2007-02-22 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zur Erfassung eines Verschmutzungsgrades eines betriebenen Umrichtergerätes
DE102004030532A1 (de) 2004-06-24 2006-01-12 Siemens Ag Verfahren zur Ermittlung des Belastungszustandes eines Dioden-Gleichrichters eines Frequenzumrichters
DE102004030536A1 (de) 2004-06-24 2006-01-12 Siemens Ag Verfahren zur Ermittlung des Risikos für einen störungsfreien Betrieb eines Frequenzumrichters
DE102004031680A1 (de) 2004-06-30 2006-02-09 Siemens Ag Verfahren zur automatischen Einstellung des Netzfrequenzparameters eines an einem Netz angeschlossenen Frequenzumrichters
DE102004035799A1 (de) 2004-07-23 2006-03-16 Siemens Ag Frequenzumrichter mit einem kondensatorlosen Zwischenkreis
DE102004043877B4 (de) 2004-09-10 2012-03-22 Siemens Ag Antriebssteuereinrichtung für einen selbstgeführten Stromrichter
DE102005061568B4 (de) 2005-12-22 2011-06-16 Siemens Ag Übertragungsanordnung für den Austausch von Informationsdaten zwischen einem elektrischen Verbraucher und einem vorgeordneten Umrichter
US8169179B2 (en) * 2006-08-22 2012-05-01 Regents Of The University Of Minnesota Open-ended control circuit for electrical apparatus
DE102008007825A1 (de) 2008-02-07 2009-08-20 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Umrichtermotor
DE102008026869B4 (de) 2008-06-05 2014-11-20 Siemens Aktiengesellschaft Verlustbehaftetes dreiphasiges Tiefpassfilter
CN103036461B (zh) * 2011-09-29 2016-03-30 台达电子企业管理（上海）有限公司 三相整流模组、其适用的系统及谐波抑制方法
CN103259423B (zh) * 2012-02-16 2015-09-02 台达电子企业管理（上海）有限公司 三相ac-dc变换电路、变换方法及其控制系统
EP2680421B2 (de) 2012-06-29 2018-08-08 Siemens Aktiengesellschaft Frequenzumrichter mit Zwischenkreiskondensator und Verfahren zum Vorladen desselben
DE102012212972A1 (de) 2012-07-24 2014-05-15 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und Vorrichtung zum Ermitteln eines elektrischen Drehmoments einer elektrischen Maschine
EP2763276A1 (de) 2013-01-31 2014-08-06 Siemens Aktiengesellschaft Umrichter und Verfahren zum Betrieb eines solchen
EP2775603B1 (de) 2013-03-05 2018-02-14 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum Betrieb einer Antriebssteuerungseinrichtung und nach dem Verfahren arbeitende Antriebssteuerungseinrichtung
EP2816721B1 (de) 2013-06-17 2018-10-31 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum betrieb einer antriebssteuerungseinrichtung, vorrichtung mit mitteln zur ausführung des verfahrens und antriebssteuerungseinrichtung mit einer solchen vorrichtung

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0660498A2 (de) * 1993-12-23 1995-06-28 IXYS Semiconductor GmbH Vorrichtung und Verfahren zur Umformung von Drehstrom in Gleichstrom
US20080259663A1 (en) * 2007-04-23 2008-10-23 Perkinson Joseph C Methods and apparatus for three-phase rectifier with lower voltage switches
US20090040800A1 (en) * 2007-08-10 2009-02-12 Maximiliano Sonnaillon Three phase rectifier and rectification method
EP2131480A2 (en) * 2008-06-03 2009-12-09 Hamilton Sundstrand Corporation Midpoint current and voltage regulation of a multi-level converter
US20120140537A1 (en) * 2010-12-06 2012-06-07 Hamilton Sundstrand Corporation Active rectification control
CN102097959A (zh) * 2010-12-28 2011-06-15 易事特电力系统技术有限公司 三相三电平vienna型整流器的空间矢量脉宽调制方法
US20120257427A1 (en) * 2011-04-05 2012-10-11 Hamilton Sundstrand Corporation Active rectification output capacitors balancing algorithm
CN103187887A (zh) * 2011-12-31 2013-07-03 伊顿公司 用于三相三线Vienna 整流器的控制器

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109936298A (zh) * 2017-12-15 2019-06-25 日立江森自控空调有限公司 整流电路和电源装置
CN109936298B (zh) * 2017-12-15 2021-02-19 日立江森自控空调有限公司 整流电路和电源装置

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