CN105891855A - 基于模糊控制的高动态gps接收机载波跟踪方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于模糊控制的高动态GPS接收机载波跟踪方法，步骤如下：载波跟踪环路运行情况判决因子计算：锁相环的鉴别器输出经计算后作为环路运行情况的判决因子，该判决因子能够准确反映跟踪环路运行情况；模糊控制器设计：模糊控制器接收判决因子作为输入，通过模糊化、模糊推理和解模糊输出控制参数；环路滤波器接收FLL鉴别器输出和PLL鉴别器输出，分别乘以相应控制参数后用以控制接收机的本地载波数控振荡器，以保持对输入信号的稳定跟踪。本发明方法采用模糊控制算法建立环路判决因子和控制参数之间的非线性关系，动态调节环路中锁相环和锁频环相对作用大小，显著提高了接收机载波跟踪环路在高动态环境下的跟踪性能。

Description

基于模糊控制的高动态GPS接收机载波跟踪方法

技术领域

本发明涉及卫星导航技术领域，特别是一种基于模糊控制的高动态GPS接收机载波跟踪方法。

背景技术

GPS是全球定位系统(Global Positioning System)的简称，具有高精度、全天候、全天时的优点，被广泛应用于军事和民用领域。GPS是由美国国防部研制和建立的一种全球导航系统，为全球用户提供低成本、高精度的三维位置、速度和精确的时间信息。对于GPS接收机而言，关键技术就是载波跟踪技术，只有稳定的跟踪卫星信号，接收机才能稳定的输出导航信息。传统的接收机载波跟踪环路采用锁相环技术，然而在高动态环境下，由于载体的高度机动，会导致多普勒频移变换过快，这样接收机跟踪环路尤其是载波跟踪环路容易失锁，从而无法正常工作和进一步输出导航信息。

目前常用的GPS载波跟踪环路采用锁相环形式或者锁频环辅助锁相环的形式，在载体和卫星视线矢量上加速度和加速度较小的环境下具有优异的性能，然而在高动态环境下无法正常工作。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于模糊控制的高动态GPS接收机跟踪方法，以提高GPS接收机在高动态环境下的跟踪性能。

解决本发明的技术解决方案为：一种基于模糊控制的高动态GPS接收机载波跟踪方法，载波跟踪环路包括PLL鉴别器、FLL鉴别器、载波环滤波器、相关器、混频器、C/A码发生器、载波NCO和模糊控制器，具体步骤如下：

步骤1，载波NCO产生正弦信号和余弦信号，解扩后的GPS数字中频信号与正弦信号进入第一混频器进行混频处理得到信号i(n)，解扩后的GPS数字中频信号与余弦信号进入第二混频器进行混频处理得到信号q(n)；

步骤2，信号i(n)与本地C/A码发生器生成的即时码通过第一相关器进行相关处理得到信号i_p(n)，信号q(n)与本地C/A码发生器生成的即时码通过第二相关器进行相关处理得到信号q_p(n)；

步骤3，假设积分间隔内，载波频率差和相位差都不变，信号i_p(n)、q_p(n)分别在预检测积分时间内累加求和得信号I_P、Q_P；

步骤4，PLL鉴别器对信号I_P、Q_P进行处理得到本地载波相位误差Δφ_e的鉴别结果，FLL鉴别器对信号I_P、Q_P进行处理得到本地载波频率误差Δf_e的鉴别结果；

步骤5，PLL鉴别器输出的本地载波相位误差Δφ_e经转换后作为环路运行情况的判决因子，判决因子通过模糊控制器处理得到环路控制参数α；

步骤6，FLL鉴别器输出的本地载波频率误差Δf_e乘以α得到调整后的本地载波频率误差Δf，PLL鉴别器输出Δφ_e乘以2-α后输入得到调整后的本地载波相位误差Δφ，Δf、Δφ输入载波环滤波器以控制载波NCO。

进一步地，步骤4中所述PLL鉴别器对信号I_P、Q_P进行处理得到本地载波相位误差Δφ_e的鉴别结果，公式如下：

${\mathrm{\Δ\φ}}_e=\arctan \[\frac{Q_P}{I_P}\]$

式中：Δφ_e的取值范围为(-π,π)；

FLL鉴别器对信号I_P、Q_P进行处理得到本地载波频率误差Δf_e的鉴别结果，公式如下：

${\mathrm{\Δf}}_e=\frac{crossgsign\left(dot\right)}{2\mathrm{\π}\left(\mathrm{\Δ}t\right)\left(I_P\right(k\left){\mathrm{gI}}_P\right(k)+Q_P(k\left){\mathrm{gQ}}_P\right(k\left)\right)}$

式中：cross＝I_P(k-1)Q_P(k)-I_P(k)Q_P(k-1)，dot＝I_P(k-1)I_P(k)-Q_P(k)Q_P(k-1)，I_P(k-1)是第k-1时刻I_P的值，Q_P(k-1)是第k-1时刻Q_P的值，Δt是k-1时刻和k时刻之间的时间间隔。

进一步地，步骤5所述PLL鉴别器输出的本地载波相位误差Δφ_e经转换后作为环路运行情况的判决因子，具体如下：

e＝cos[2Δφ_e]≤1

式中，e为判决因子。

进一步地，步骤5所述判决因子通过模糊控制器处理得到环路控制参数α，其中模糊控制器包括模糊产生器、模糊规则和模糊消除器，处理步骤如下：

模糊产生器将输入的判决因子e映射到输入论域上得到模糊输入量；模糊输入量根据模糊规则进行模糊推理，建立起模糊输入和模糊输出之间的模糊关系，完成模糊推理之后将模糊输出送至模糊消除器；模糊消除器对模糊输出进行解模糊化处理，得到环路控制参数α。

进一步地，所述模糊产生器将输入的判决因子e映射到输入论域上得到模糊输入量，采用的隶属函数和论域为：隶属函数是三角形隶属函数，论域X＝[0.4,0.6,0.8,1.0]，相应的语言值：小S，小中SM，中M，大B；模糊消除器对模糊输出进行解模糊化处理，对于环路控制参数α采用三角形隶属函数，论域Y＝[1.0,1.2,1.4,1.6]，相应的语言值：小S，小中SM，中M，大B；模糊输入量根据模糊规则进行模糊推理，建立起模糊输入和模糊输出之间的模糊关系，模糊关系为：输入语言值为S，对应输出值为B；输入语言值为SM，输出语言值为M；输入语言值为M，输出语言值为SM；输入语言值为B，输出语言值为S。

本发明与现有技术相比，其显著效果是：(1)采用环路判决因子反映跟踪环路运行情况，根据环路判决因子的大小来调节锁相环和锁频环相对作用大小来提高环路跟踪性能；(2)采用模糊控制算法建立判决因子和控制量之间的非线性关系，动态调节环路中锁相环和锁频环相对作用大小，显著提高了接收机载波跟踪环路在高动态环境下的跟踪性能。

附图说明

图1是本发明基于模糊控制的高动态GPS接收机载波跟踪方法的原理框图。

图2是输入模糊变量隶属函数图。

图3是输出模糊变量隶属函数图。

具体实施方式

以下结合附图及具体实施方式对本发明做进一步详细说明。

在接收机载波跟踪环路的设计中，高动态环境需要较大的跟踪环路带宽，而较大的环路带宽会导致更多热噪声的引入，也可能会导致环路失锁，因此在提高传统接收机动态性能的同时需要解决热噪声的问题，需要在高动态和热噪声之间取一个折中。

如图1、2、3所示，本发明基于模糊控制的高动态GPS接收机跟踪方法，载波跟踪环路包括PLL鉴别器、FLL鉴别器、载波环滤波器、相关器、混频器、C/A码发生器、载波NCO和模糊控制器，具体实现如下：

在理想状态下GPS接收机射频前端输的中频信号S_IF(n)的数学模型为：

$S_{IF}\left(n\right)=\sqrt{2A}\·D(n-\mathrm{\τ})\·C(n-\mathrm{\τ})\·cos\[{\mathrm{\ω}}_{IF}n+\mathrm{\φ}\left(n\right)\]---\left(1\right)$

式中，A为信号强度，n表示时间，D(n)为导航电文，C(n)为C/A码，τ为传输过程中的时间延迟，ω_IF为中频信号S_IF(n)的频率，φ(n)为初始载波相位。

步骤1，载波NCO产生正弦信号和余弦信号，解扩后的GPS数字中频信号与正弦信号进入第一混频器进行混频处理得到信号i(n)，解扩后的GPS数字中频信号与余弦信号进入第二混频器进行混频处理得到信号q(n)：

$i\left(n\right)=\sqrt{2}cos\[({\mathrm{\ω}}_{IF}+\mathrm{\Δ}\mathrm{\ω})n+{\mathrm{\φ}}_0\]---\left(2\right)$

$q\left(n\right)=\sqrt{2}sin\[({\mathrm{\ω}}_{IF}+\mathrm{\Δ}\mathrm{\ω})n+{\mathrm{\φ}}_0\]---\left(3\right)$

式中，(ω_IF+Δω)为本地振荡器产生的载波频率，Δω为本地载波频率和输入的中频信号频率的差，φ₀为本地信号产生初始载波相位。

步骤2，信号i(n)与本地C/A码发生器生成的即时码通过第一相关器进行相关处理得到信号i_p(n)，信号q(n)与本地C/A码发生器生成的即时码通过第二相关器进行相关处理得到信号q_p(n)：

$i_p\left(n\right)=\sqrt{A}\·D(n-\mathrm{\τ})\·C(n-\mathrm{\τ})\·cos\[\mathrm{\φ}\left(n\right)-\mathrm{\Δ}\mathrm{\ω}n-{\mathrm{\φ}}_0\]---\left(4\right)$

$q_p\left(n\right)=\sqrt{A}\·D(n-\mathrm{\τ})\·C(n-\mathrm{\τ})\·sin\[\mathrm{\φ}\left(n\right)-\mathrm{\Δ}\mathrm{\ω}n-{\mathrm{\φ}}_0\]---\left(5\right)$

式中，A为信号强度，n表示时间，D(n)为导航电文，C(n)为C/A码，τ为传输过程中的时间延迟，φ(n)为初始载波相位，Δω为本地载波频率和输入的中频信号频率的差，φ₀为本地信号产生初始载波相位。

步骤3，假设积分间隔内，载波频率差和相位差都不变，信号i_p(n)、q_p(n)分别在预检测积分时间内累加求和得信号I_P、Q_P：

$I_P=\frac{\sqrt{2A}}{2}\·D\·R\left(\mathrm{\δ}\mathrm{\τ}\right)\·\frac{sin\left(\mathrm{\π}T\mathrm{\δ}f\right)}{\mathrm{\π}T\mathrm{\δ}f}\·cos(\mathrm{\π}T\mathrm{\δ}f+\mathrm{\δ}\mathrm{\φ})---\left(6\right)$

$Q_P=\frac{\sqrt{2A}}{2}\·D\·R\left(\mathrm{\δ}\mathrm{\τ}\right)\·\frac{sin\left(\mathrm{\π}T\mathrm{\δ}f\right)}{\mathrm{\π}T\mathrm{\δ}f}\·\sin (\mathrm{\π}T\mathrm{\δ}f+\mathrm{\δ}\mathrm{\φ})---\left(7\right)$

式中，δ为本地C/A码超前滞后的间隔，T为预检测积分时间，δτ为伪码相位误差，δf和分别为积分间隔起始时刻本地参考信号与输入信号之间的载波频率差和载波相位差，R(τ)为C/A码的相关函数。

步骤4，PLL鉴别器对信号I_P、Q_P进行处理得到本地载波相位误差Δφ_e的鉴别结果，公式如下：

${\mathrm{\Δ\φ}}_e=\arctan \[\frac{Q_P}{I_P}\]---\left(8\right)$

式中：Δφ_e的取值范围为(-π,π)；

FLL鉴别器对信号I_P、Q_P进行处理得到本地载波频率误差Δf_e的鉴别结果，公式如下：

${\mathrm{\Δf}}_e=\frac{crossgsign\left(dot\right)}{2\mathrm{\π}\left(\mathrm{\Δ}t\right)\left(I_P\right(k\left){\mathrm{gI}}_P\right(k)+Q_P(k\left){\mathrm{gQ}}_P\right(k\left)\right)}---\left(9\right)$

式中：cross＝I_P(k-1)Q_P(k)-I_P(k)Q_P(k-1)，dot＝I_P(k-1)I_P(k)-Q_P(k)Q_P(k-1)，I_P(k-1)是第k-1时刻I_P的值，Q_P(k-1)是第k-1时刻Q_P的值，Δt是k-1时刻和k时刻之间的时间间隔。

步骤5，PLL鉴别器输出的本地载波相位误差Δφ_e经转换后作为环路运行情况的判决因子e，该判决因子能够准确反映环路跟踪情况，判决因子e计算公式如下：

$e=cos\[2{\mathrm{\Δ\φ}}_e\]=\frac{I_p^2-Q_p^2}{I_p^2+Q_p^2}\≤1---\left(11\right)$

判决因子通过模糊控制器处理得到环路控制参数α；

通过模糊控制器处理得到环路控制参数，其中模糊控制器包括模糊产生器、模糊规则和模糊消除器，处理步骤如下：

模糊产生器将输入的判决因子e映射到输入论域上得到模糊输入量；模糊输入量根据模糊规则进行模糊推理，建立起模糊输入和模糊输出之间的模糊关系，完成模糊推理之后将模糊输出送至模糊消除器；模糊消除器对模糊输出进行解模糊化处理，得到环路控制参数α。

所述模糊产生器将输入的判决因子e映射到输入论域上得到模糊输入量，如图2所示，采用的隶属函数和论域为：隶属函数是三角形隶属函数，论域X＝[0.4,0.6,0.8,1.0]，相应的语言值：小S，小中SM，中M，大B；模糊消除器对模糊输出进行解模糊化处理，如图3所示，对于环路控制参数α采用三角形隶属函数，论域Y＝[1.0,1.2,1.4,1.6]，相应的语言值：小S，小中SM，中M，大B；模糊输入量根据模糊规则进行模糊推理，建立起模糊输入和模糊输出之间的模糊关系，模糊关系为：输入语言值为S，对应输出值为B；输入语言值为SM，输出语言值为M；输入语言值为M，输出语言值为SM；输入语言值为B，输出语言值为S。

步骤6，FLL鉴别器输出的本地载波频率误差Δf_e乘以α得到调整后的本地载波频率误差Δf，PLL鉴别器输出Δφ_e乘以2-α后输入得到调整后的本地载波相位误差Δφ，Δf、Δφ输入载波环滤波器以控制载波NCO。

综上所述，本发明方法采用模糊控制算法建立环路判决因子和控制参数之间的非线性关系，动态调节锁相环和锁频环相对作用大小，显著提高了接收机载波跟踪环路在高动态环境下的跟踪性能。

Claims (5)

1.一种基于模糊控制的高动态GPS接收机载波跟踪方法，其特征在于，载波跟踪环路包括PLL鉴别器、FLL鉴别器、载波环滤波器、相关器、混频器、C/A码发生器、载波NCO和模糊控制器，具体步骤如下：

步骤1，载波NCO产生正弦信号和余弦信号，解扩后的GPS数字中频信号与正弦信号进入第一混频器进行混频处理得到信号i(n)，解扩后的GPS数字中频信号与余弦信号进入第二混频器进行混频处理得到信号q(n)；

步骤2，信号i(n)与本地C/A码发生器生成的即时码通过第一相关器进行相关处理得到信号i_p(n)，信号q(n)与本地C/A码发生器生成的即时码通过第二相关器进行相关处理得到信号q_p(n)；

步骤3，假设积分间隔内，载波频率差和相位差都不变，信号i_p(n)、q_p(n)分别在预检测积分时间内累加求和得信号I_P、Q_P；

步骤4，PLL鉴别器对信号I_P、Q_P进行处理得到本地载波相位误差Δφ_e的鉴别结果，FLL鉴别器对信号I_P、Q_P进行处理得到本地载波频率误差Δf_e的鉴别结果；

步骤5，PLL鉴别器输出的本地载波相位误差Δφ_e经转换后作为环路运行情况的判决因子，判决因子通过模糊控制器处理得到环路控制参数α；

步骤6，FLL鉴别器输出的本地载波频率误差Δf_e乘以α得到调整后的本地载波频率误差Δf，PLL鉴别器输出Δφ_e乘以2-α后输入得到调整后的本地载波相位误差Δφ，Δf、Δφ输入载波环滤波器以控制载波NCO。

2.根据权利要求1所述的基于模糊控制的高动态GPS接收机载波跟踪方法，其特征在于，步骤4中所述PLL鉴别器对信号I_P、Q_P进行处理得到本地载波相位误差Δφ_e的鉴别结果，公式如下：

${\mathrm{\Δ\φ}}_e=\arctan \[\frac{Q_P}{I_P}\]---\left(1\right)$ 式中：Δφ_e的取值范围为(-π,π)；

FLL鉴别器对信号I_P、Q_P进行处理得到本地载波频率误差Δf_e的鉴别结果，公式如下：

${\mathrm{\Δf}}_e=\frac{crossgsign\left(dot\right)}{2\mathrm{\π}\left(\mathrm{\Δ}t\right)\left(I_P\left(k\right){\mathrm{gI}}_P\left(k\right)+Q_P\left(k\right){\mathrm{gQ}}_P\left(k\right)\right)}---\left(2\right)$

式中：cross＝I_P(k-1)Q_P(k)-I_P(k)Q_P(k-1)，dot＝I_P(k-1)I_P(k)-Q_P(k)Q_P(k-1)，I_P(k-1)是第k-1时刻I_P的值，Q_P(k-1)是第k-1时刻Q_P的值，Δt是k-1时刻和k时刻之间的时间间隔。

3.根据权利要求1所述的基于模糊控制的高动态GPS接收机载波跟踪方法，其特征在于，步骤5所述PLL鉴别器输出的本地载波相位误差Δφ_e经转换后作为环路运行情况的判决因子，具体如下：

e＝cos[2Δφ_e]≤1 (3)

式中，e为判决因子。

4.根据权利要求1所述的基于模糊控制的高动态GPS接收机载波跟踪方法，其特征在于，步骤5所述判决因子通过模糊控制器处理得到环路控制参数α，其中模糊控制器包括模糊产生器、模糊规则和模糊消除器，处理步骤如下：

模糊产生器将输入的判决因子e映射到输入论域上得到模糊输入量；模糊输入量根据模糊规则进行模糊推理，建立起模糊输入和模糊输出之间的模糊关系，完成模糊推理之后将模糊输出送至模糊消除器；模糊消除器对模糊输出进行解模糊化处理，得到环路控制参数α。

5.根据权利要求4所述的基于模糊控制的高动态GPS接收机跟踪方法，其特征在于，所述模糊产生器将输入的判决因子e映射到输入论域上得到模糊输入量，采用的隶属函数和论域为：隶属函数是三角形隶属函数，论域X＝[0.4,0.6,0.8,1.0]，相应的语言值：小S，小中SM，中M，大B；模糊消除器对模糊输出进行解模糊化处理，对于环路控制参数α采用三角形隶属函数，论域Y＝[1.0,1.2,1.4,1.6]，相应的语言值：小S，小中SM，中M，大B；模糊输入量根据模糊规则进行模糊推理，建立起模糊输入和模糊输出之间的模糊关系，模糊关系为：输入语言值为S，对应输出值为B；输入语言值为SM，输出语言值为M；输入语言值为M，输出语言值为SM；输入语言值为B，输出语言值为S。