CN107576976B - 一种用于复合gnss信号的稳健dupll载波跟踪方法 - Google Patents

Abstract

为了克服现有技术中不能实现在弱信号等挑战性环境下对信号进行稳健跟踪的缺陷，本发明在DUPLL的基础上提出了一种用于复合GNSS信号的稳健DUPLL载波跟踪方法，该方法利用分段函数的自适应因子对RDUPLL中不同信号进行加权的联合载波跟踪。本发明利用基于分段函数的自适应因子，可以自适应地调节复合信号中不同信号分量对RDUPLL环路的贡献，及时消除已经失锁或跟踪不稳定的信号对组合环路的影响，提升载波跟踪环路的稳健性。

Description

一种用于复合GNSS信号的稳健DUPLL载波跟踪方法

技术领域

本发明涉及导航接收机设备研制领域，具体的说是一种用于复合GNSS信号的稳健双速率相位锁定环路的载波跟踪方法，其可运用在卫星导航系统中接收终端类设备的研制中。

背景技术

目前针对新一代导航信号中含有多路信号的接收方法主要有两类，一类是基于最优组合的PLL(OLC PLL:Optional Linear Combined Phase Locked Loop)跟踪环路，另一类是基于双更新速率的PLL(DUPLL:Dual Update-rate PLL)跟踪环路。OLC PLL环路虽然可以有效利用数据支路和导频支路的能量，提升信号的跟踪性能，但其中的组合鉴别器的相干积分时间将会受制于数据支路的上未知信息符号的影响，不利于发挥导频通道的潜在优势。DUPLL可以将数据支路和导频支路以不同的更新速率进行组合，使得导频通道的相干积分时间不受电文符号的约束，现有结果表明DUPLL方法可以在信号动态和跟踪精度间进行折中设计。上述两种方法在弱信号等挑战性环境下的跟踪稳健性均不够好。

发明内容

随着卫星导航系统发展，新一代导频和数据的复合信号将逐渐为用户提供服务，针对复合导航信号的载波跟踪问题，DUPLL(Dual Update-rate Phase Lock Loop)技术可以以不同的更新速率将导频和数据支路组合起来，提供较好的跟踪动态性能和精度，但由于不同支路信号在不同更新速率可能具有不同的跟踪门限，可能导致在弱信号等环境下出现跟踪失败。针对现有技术中的方法不能实现在弱信号等挑战性环境下对信号进行稳健跟踪的缺陷，本发明在DUPLL的基础上提出了一种用于复合GNSS信号的稳健DUPLLL(DUPLL：Dual Update-rate Phase Lock Loop双速率锁相环路)载波跟踪方法，其是一种基于分段函数自适应因子的稳健DUPLL的载波跟踪方法。

为实现上述目的，具体技术方案如下。

一种用于复合GNSS信号的稳健DUPLL载波跟踪方法，包括以下步骤：

步骤1，使GNSS信号依次经过接收机中的天线、射频前端、AD转换器后转变为数字中频信号r(t)；

步骤2，本地载波生成装置NCO(NCO:Numerically Controlled Oscillator)产生频率控制字为f_NCO的两路信号，分别为同相信号s_I(t)和正交信号s_Q(t)，具体为：

s_I(t)＝cos(2πf_NCO·t)

s_Q(t)＝-sin(2πf_NCO·t)

本地伪码生成装置产生导频支路伪码信号c_p(t)和数据支路伪码信号c_d(t)；

将数字中频信号r(t)分为相同的两路信号，一路信号与同相信号s_I(t)相乘混合为s_I(t)·r(t)，再将s_I(t)·r(t)分别与导频支路伪码信号c_p(t)、数据支路伪码信号c_d(t)相乘混合后，得到信号为s_I(t)·c_p(t)·r(t)、s_I(t)·c_d(t)·r(t)；另一路信号与正交信号s_Q(t)相乘混合为s_Q(t)·r(t)，再将s_Q(t)·r(t)分别与导频支路伪码信号c_p(t)、数据支路伪码信号c_d(t)相乘混合后，得到信号为s_Q(t)·c_p(t)·r(t)、s_Q(t)·c_d(t)·r(t)；

步骤3，相关器进行相关处理，相关器用于将输入的接收信号进行相干积累，设相干积分时间为T_c，对步骤2中得到的四路信号s_I(t)·c_p(t)·r(t)、s_I(t)·c_d(t)·r(t)、s_Q(t)·c_p(t)·r(t)、s_Q(t)·c_d(t)·r(t)分别进行相关处理后得到的输出信号分别为I_p,k,Q_p,k,I_d,k,Q_d,k，其中下标k表示跟踪环路中第k个跟踪历元，每个历元对应的时长为T_c，故输出信号I_p,_k,Q_p,_k,I_d,k,Q_d,k的积分区间均为(k-1)·T_c到k·T_c，具体结果如下：

后文中所有下标k均表示该变量在第k个历元对应值；

步骤4，鉴别器处理，用于计算步骤3中输出信号中的误差参数，鉴别器包括数据支路鉴相器，记为第一鉴别器；导频支路鉴相器，记为第二鉴别器；

所述步骤3中的相关器输出信号I_d,k,Q_d,k输入第一鉴别器，经第一鉴别器处理后输出为ε_d,k，将步骤3中的相关器输出信号I_p,k,Q_p,k分别输入第二鉴别器，经第二鉴别器处理后输出为ε_p,k；具体各输出计算过程为：

ε_d,k＝atan(Q_d,k/I_d,k)

M为第二鉴别器(即导频支路鉴相器)的相干积累次数；因此第一鉴别器(即数据支路鉴别器)在每个历元均有结果输出，但第二鉴别器(即导频支路鉴别器)每隔M个历元输出一次结果；

步骤5，RDUPLL跟踪环路进行滤波处理，将滤波结果反馈至载波生成装置中用于更新频率控制字f_NCO。

进一步地，所述步骤5中RDUPLL跟踪环路的具体过程为：

步骤51，根据步骤4中鉴别器的输出结果(即第一鉴别器的输出结果ε_d,k和第二鉴别器的输出结果ε_p,k)获取量测信息，量测信息包括RDUPLL的新息增量Y_k,量测矩阵H_k，量测噪声矩阵R_k；

a.当第一鉴别器和第二鉴别器这两个鉴别器的结果均有输出时，表达式为：

H_d和H_p分别为两个鉴别器对应的量测矩阵，分别为

两鉴别器输出结果的噪声方差自适应估计，分别为：

其中N_w为自适应估计窗长度，和为自适应估计窗长度内ε_d,k和ε_p,k的均值，分别为

基于分段函数的自适应因子的两鉴别器输出噪声方差计算，分别如下：

R_p,k＝σ_p,k ²

其中α_d,k为第一鉴别器(即数据支路鉴别器)的自适应方差因子。

其中c₀和c₁为分段点，通常根据经验设定其具体的取值，大小为为c₀＝0.3，c₁＝0.85；为归一化的第一鉴别器的标准差，具体为

σ_s为第一鉴别器输出结果的最大值，对于ATAN(二象限反正切)鉴别器而言，σ_s＝0.144，对于ATAN2(四象限反正切)鉴别器而言σ_s＝0.289。

b.当某跟踪历元中仅有数据支路鉴别器有结果输出时，Y_k，H_k和R_k为

步骤53，RDUPLL(RDUPLL：RobustDual Update-rate Phase LockLoop)跟踪滤波器滤波迭代过程，具体如下：

RDUPLL跟踪滤波器的系统方程为：

X_k+1＝Φ·X_k+w_k

其中X_k＝[θ_k,f_k,α_k]^T，分别为第k个历元时的系统状态向量，上标T表示矩阵转置运算符号；θ_k,f_k,α_k分别表示信号的载波相位、频率和频率变化率，单位分别为周、Hz和Hz/s；w_k＝[ω_rf·w_b ω_rf·w_d (ω_rf/c)·w_a]^T为系统噪声,w_b和w_d分别为由接收机中晶体振荡器的引起的相位噪声和频率噪声,其噪声谱密度分别为q_b和q_d；w_a是系统频率变化率噪声，其功率谱密度为q_a；ω_rf是载波频率，c为光速，取值为3×10⁸m/s；Φ是系统状态转移矩阵，具体为：

Q是w_k对应的系统噪声协方差矩阵，具体为：

结合步骤51中获取的量测信息，RDUPLL滤波过程为：

Step 1：计算系统状态向量预测值

Step 2：计算系统状态向量协方差矩阵的预测值

Step 3：根据对应量测信息中的R_k，H_k计算卡尔曼滤波器增益G_k：

Step 4：根据新息Y_k更新系统状态向量值：

Step 5：更新系统状态向量协方差矩阵：

步骤53，根据系统状态向量X_k的估计结果，反馈输出至本地载波生成装置NCO用于更新频率控制字f_NCO，即

f_NCO＝f_k

其中f_k为向量X_k中的第二个元素，即信号载波频率；

至此，完成了一次RDUPLL的滤波处理过程。

本发明的有益技术效果是：

利用基于分段函数的自适应因子，可以自适应地调节复合信号中不同信号分量对RDUPLL环路的贡献，及时消除已经失锁或跟踪不稳定的信号对组合环路的影响，提升环路的稳健性。

经分析和仿真结果表明，本发明提供的方法相比DUPLL方法而言，在弱信号等挑战性环境下具有更好的跟踪稳健性和灵敏度。

附图说明

图1为本发明中RDUPLL载波跟踪环路的结构示意图；

图2为本发明的程示意图；

图3为RDUPLL载波跟踪过程示意图；

图4为实施例中设置的仿真场景；

图5为本发明方法和DUPLL滤波器的跟踪结果。

具体实施方式

为了使本发明的技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明实施例提出了一种用于复合GNSS信号的稳健DUPLL载波跟踪方法，可以提高对GNSS信号的跟踪性能。

图1给出了本发明中RDUPLL的跟踪环路结构示意图；图2为本发明的流程示意图。

步骤1，GNSS信号依次经过接收机中的天线、射频前端、AD转换器后转变为数字中频信号r(t)；

步骤2，本地载波生成装置NCO产生频率控制字为f_NCO的两路信号，分别为同相信号s_I(t)和正交信号s_Q(t)，具体为：

s_I(t)＝cos(2πf_NCO·t)

s_Q(t)＝-sin(2πf_NCO·t)

本地伪码生成装置产生导频支路伪码信号c_p(t)和数据支路伪码信号c_d(t)；

将数字中频信号r(t)分为相同的两路信号，一路信号与同相信号s_I(t)相乘混合为s_I(t)·r(t)，再将s_I(t)·r(t)分别与导频支路伪码信号c_p(t)、数据支路伪码信号c_d(t)相乘混合后，得到信号为s_I(t)·c_p(t)·r(t)、s_I(t)·c_d(t)·r(t)；另一路信号与正交信号s_Q(t)相乘混合为s_Q(t)·r(t)，再将s_Q(t)·r(t)分别与导频支路伪码信号c_p(t)、数据支路伪码信号c_d(t)相乘混合后，得到信号为s_Q(t)·c_p(t)·r(t)、s_Q(t)·c_d(t)·r(t)；

步骤3，相关器进行相关处理，相关器用于将输入的接收信号进行相干积累，设相干积分时间为T_c；

对步骤2中得到的四路信号s_I(t)·c_p(t)·r(t)、s_I(t)·c_d(t)·r(t)、s_Q(t)·c_p(t)·r(t)和s_Q(t)·c_d(t)·r(t)分别进行相关处理后得到的输出信号分别为I_p,k,Q_p,k,I_d,k,Q_d,k，其中下标k表示跟踪环路中第k个跟踪历元，每个历元对应的时长为T_c，故输出信号I_p,k,Q_p,k,I_d,k,Q_d,k的积分区间均为(k-1)·T_c到k·T_c，具体结果如下：

后文中所有下标k均表示该变量在第k个历元对应值；

步骤4，鉴别器处理，用于计算步骤3中输出信号中的误差参数，鉴别器包括数据支路鉴相器和导频支路鉴相器，数据支路鉴相器记为第一鉴别器；导频支路鉴相器记为第二鉴别器；

将步骤3中的相关器输出信号I_d,k,Q_d,k输入第一鉴别器，经第一鉴别器处理后输出为ε_d,k，将步骤3中的相关器输出信号I_p,k,Q_p,k分别输入第二鉴别器，经第二鉴别器处理后输出为ε_p,k；具体各输出计算过程为：

ε_d,k＝atan(Q_d,k/I_d,k)

M分别为导频支路鉴相器的相干积累次数；因此数据支路鉴别器在每个历元均有结果输出，但导频支路鉴别器每隔M个历元输出一次结果；

步骤5，RDUPLL环路跟踪处理。RDUPLL跟踪环路进行滤波处理，将滤波结果反馈至载波生成装置中用于更新频率控制字f_NCO。图3给出了RDUPLL跟踪过程示意图，具体包括以下步骤：

步骤51，根据步骤4中两个鉴别器的输出结果获取量测信息，量测信息包括RDUPLL的新息增量Y_k,量测矩阵H_k，量测噪声矩阵R_k；

(1)当两个鉴别器(即第一鉴别器和第二鉴别器)均有结果输出时，量测信息的表达式为：

其中diag表示构造对角矩阵符号；

H_d,θ和H_p,θ分别为第一鉴别器和第二鉴别器对应的量测矩阵，分别为

第一鉴别器和第二鉴别器的输出结果的噪声方差自适应估计，分别为：

其中N_w为自适应估计窗长度，和为自适应估计窗长度内ε_d,k和ε_p,k的均值，具体为

基于分段函数的自适应因子的两鉴别器输出噪声方差计算，分别如下：

R_p,k＝σ_p,k ²

其中α_d,k为数据支路鉴别器的自适应方差因子。

其中c₀和c₁为分段点，通常根据经验设定其具体的取值，大小为c₀＝0.3，c₁＝0.85；为归一化的第一鉴别器标准差，具体为

σ_s为第一鉴别器输出结果的最大值。如第一鉴别器为ATAN鉴别器，对于ATAN(二象限反正切)鉴别器而言，σ_s＝0.144；如第一鉴别器为ATAN2鉴别器，对于ATAN2(四象限反正切)鉴别器，而言σ_s＝0.289。

(2)当某跟踪历元中仅有数据支路鉴别器有结果输出时，Y_k，H_k和R_k为

步骤52，RDUPLL滤波迭代过程，具体如下：

滤波器的系统方程为：

X_k+1＝Φ·X_k+w_k

其中X_k＝[θ_k,f_k,α_k]^T，分别为第k个历元时的系统状态向量，θ_k,f_k,α_k信号的载波相位，频率和频率变化率，单位分别为周，Hz和Hz/s；w_k＝[ω_rf·w_b ω_rf·w_d (ω_rf/c)·w_a]^T为系统噪声,w_b和w_d分别为由接收机中晶体振荡器的引起的相位噪声和频率噪声,其噪声谱密度分别为q_b和q_d；w_a是系统频率变化率噪声，其功率谱密度为q_a；ω_rf是载波频率，c为光速，实施例中取值为3×10⁸m/s；Φ是系统状态转移矩阵，具体为：

Q是w_k对应的系统噪声协方差矩阵，具体为：

实施例中q_b和q_d通常取q_b＝2×10^-14，q_d＝2×10^-15；系统状态向量X_k的协方差矩阵为P_k，随着RDUPLL的滤波进行更新。

结合步骤51中获取的量测信息，RDUPLL滤波过程为：

Step 1：计算系统状态向量预测值

Step 2：计算系统状态向量协方差矩阵的预测值

Step 3：根据对应量测信息中的R_k，H_k计算卡尔曼滤波器增益G_k：

Step 4：根据新息Y_k更新系统状态向量值：

Step 5：更新系统状态向量协方差矩阵：

步骤53，根据系统状态向量X_k的估计结果，反馈输出至本地载波生成装置NCO用于更新频率控制字f_NCO，即

f_NCO＝f_k

其中f_k为向量X_k中的第二个元素，即信号载波频率；

至此，完成了一次RDUPLL的滤波处理过程。

图4为本实施例的仿真场景设置情况，其中信号动态设置为多普勒正弦变化，信号强度变化情况为前30s设置为35dBHz，30～90s之间为从35dBHz均匀下降至28.5dBHz，然后每隔60s信号强度降低1dB，直至390s，此时信号强度为24.5dBHz，从390s到450s，信号强度均匀下降至17.5dBHz，然后每隔60s信号强度降低1dB，直至630s，此时信号强度为15.5dBHz，从630s到690s，均匀上升至35dBHz，然后一直保持到720s。

图5为本实施例和传统DUPLL跟踪方法的对比结果，其中RDUPLL表示本实施例的结果，在DUPLL和RDUPLL中，数据支路鉴相器的积分时间为1ms，导频支路鉴相器的积分时间为20ms。从上述跟踪结果可以看出，当信号强度低于27.5dBHz时，DUPLL出现失锁，，但是对于本发明跟踪方法RDUPLL而言，可以一直保持对信号跟踪状态，故本发明跟踪方法要比传统DUPLL跟踪方法具有更高的跟踪稳健性和灵敏度。

综上所述，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种更动与润饰，因此本发明的保护范围当视权利要求书界定的范围为准。

Claims (1)

1.一种用于复合GNSS信号的稳健DUPLL载波跟踪方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，GNSS信号依次经过接收机中的天线、射频前端、AD转换器后转变为数字中频信号r(t)；

步骤2，通过本地载波生成装置NCO产生频率控制字为f_NCO的两路信号，分别为同相信号s_I(t)和正交信号s_Q(t)：

s_I(t)＝cos(2πf_NCO·t)

s_Q(t)＝-sin(2πf_NCO·t)

通过本地伪码生成装置产生导频支路伪码信号c_p(t)和数据支路伪码信号c_d(t)；

将数字中频信号r(t)分为相同的两路信号，一路信号与同相信号s_I(t)相乘混合为s_I(t)·r(t)，再将s_I(t)·r(t)分别与导频支路伪码信号c_p(t)、数据支路伪码信号c_d(t)相乘混合后，得到信号为s_I(t)·c_p(t)·r(t)、s_I(t)·c_d(t)·r(t)；另一路信号与正交信号s_Q(t)相乘混合为s_Q(t)·r(t)，再将s_Q(t)·r(t)分别与导频支路伪码信号c_p(t)、数据支路伪码信号c_d(t)相乘混合后，得到信号为s_Q(t)·c_p(t)·r(t)、s_Q(t)·c_d(t)·r(t)；

步骤3，相关器进行相关处理，相关器用于将输入的接收信号进行相干积累，设相干积分时间为T_c；

对步骤2中得到的四路信号s_I(t)·c_p(t)·r(t)、s_I(t)·c_d(t)·r(t)、s_Q(t)·c_p(t)·r(t)和s_Q(t)·c_d(t)·r(t)分别进行相关处理后得到的输出信号分别为I_p,k,I_d,k,Q_p,k,Q_d,k，其中下标k表示跟踪环路中第k个跟踪历元，每个历元对应的时长为T_c，故输出信号I_p,k,Q_p,k,I_d,k,Q_d,k的积分区间均为(k-1)·T_c到k·T_c：

步骤4，鉴别器处理，用于计算步骤3中输出信号中的误差参数，鉴别器包括数据支路鉴相器和导频支路鉴相器，数据支路鉴相器记为第一鉴别器；导频支路鉴相器记为第二鉴别器；

将步骤3中的相关器输出信号I_d,k,Q_d,k输入第一鉴别器，经第一鉴别器处理后输出为ε_d,k，将步骤3中的相关器输出信号I_p,k,Q_p,k分别输入第二鉴别器，经第二鉴别器处理后输出为ε_p,k：

ε_d,k＝a tan(Q_d,k/I_d,k)

M为第二鉴别器的相干积累次数；因此第一鉴别器在每个历元均有结果输出，而第二鉴别器每隔M个历元输出一次结果；

步骤5，RDUPLL跟踪环路进行滤波处理，将滤波结果反馈至载波生成装置中用于更新频率控制字f_NCO，其中RDUPLL跟踪环路进行滤波处理，包括以下步骤：

步骤51，根据步骤4中两个鉴别器的输出结果获取量测信息，量测信息包括RDUPLL的新息增量Y_k,量测矩阵H_k，量测噪声矩阵R_k；

a.当第一鉴别器和第二鉴别器均有结果输出时，量测信息中RDUPLL的新息增量Y_k,量测矩阵H_k，量测噪声矩阵R_k的表达式为：

H_d和H_p分别为第一鉴别器和第二鉴别器对应的量测矩阵，分别表示为：

第一鉴别器和第二鉴别器的输出结果的噪声方差自适应估计，分别表示为：

其中N_w为自适应估计窗长度，和为自适应估计窗长度内ε_d,k和ε_p,k的均值，分别表示为

基于分段函数的自适应因子的两鉴别器输出噪声方差计算，分别如下：

R_p,k＝σ_p,k ²

其中α_d,k为第一鉴别器的自适应方差因子；

其中c₀和c₁为分段点，c₀＝0.3，c₁＝0.85；为归一化的第一鉴别器的标准差，具体为

σ_s为第一鉴别器输出结果的最大值，第一鉴别器采用二象限反正切鉴别器或者四象限反正切鉴别器，第一鉴别器采用二象限反正切鉴别器时，σ_s＝0.144，第一鉴别器采用四象限反正切鉴别器时，σ_s＝0.289；

b.当某跟踪历元中仅有第一鉴别器有结果输出时，Y_k，H_k和R_k为

步骤52，RDUPLL跟踪滤波器滤波迭代过程，如下：

RDUPLL跟踪滤波器的系统方程为：

X_k+1＝Φ·X_k+w_k

其中X_k＝[θ_k,f_k,α_k]^T，分别为第k个历元时的系统状态向量，上标T表示矩阵转置运算符号；θ_k,f_k,α_k分别表示信号的载波相位、频率和频率变化率，单位分别为周、Hz和Hz/s；w_k＝[ω_rf·w_b ωr_f·w_d(ω_rf/c)·w_a]^T为系统噪声，其中w_b和w_d分别为由接收机中晶体振荡器引起的相位噪声和频率噪声，其噪声谱密度分别为q_b和q_d；w_a是系统频率变化率噪声，其功率谱密度为q_a；ω_rf是载波频率；c为光速，取值为3×10⁸m/s；Φ是系统状态转移矩阵，表示为：

Q是w_k对应的系统噪声协方差矩阵，具体为：

结合步骤51中获取的量测信息，RDUPLL滤波过程为：

Step 1：计算系统状态向量预测值

Step 2：计算系统状态向量协方差矩阵的预测值

Step 3：根据对应量测信息中的R_k，H_k计算卡尔曼滤波器增益G_k：

Step 4：根据新息增量Y_k更新系统状态向量值：

Step 5：更新系统状态向量协方差矩阵：

步骤53，根据系统状态向量X_k的估计结果，反馈输出至本地载波生成装置NCO用于更新频率控制字f_NCO，即

f_NCO＝f_k

其中f_k为向量X_k中的第二个元素，即信号载波频率；

至此，完成了一次RDUPLL的滤波处理过程。